JP4087850B2 - 入力信号を出力信号にダウンミキシングする装置および方法 - Google Patents

Description

本発明は、アナログまたはデジタル通信技術に関し、特に、入力信号をダウンミキシングする受信構造に関する。

例えば、移動無線通信で用いられる現在の通信技術で素早く配信することは、高周波レシーバ（ＲＦレシーバ）の設計に大きな課題を与えている。一方では、低価格で効率的な受信構造に対する重要性が高まっている。好ましくはデジタル技術を用いて、これをますます小型化している移動受信部に使用することができる。このため、受信構造または受信構造の各部をそれぞれ、例えば、ＭＯＳ技術（ＭＯＳ＝金属酸化物半導体）を用いて実現しようとすることが重要になっている。一方では、ますます高速化する通信速度に関して、このような通信信号を例えば、キャリア周波数が関連付けられているある周波数範囲から選択可能な中間周波数が関連付けられている別の周波数範囲に十分正確に変換する受信構造を用いることが重要になっている。従って、データを正確に復調し検出することは、特にビット誤り率を低くすることに関して好ましい。

例えばＧＳＭ規格またはＵＭＴＳ規格といったまったく異なる移動無線規格が広く使用されるようになり、例えば、異なる移動無線規格に関連付けられているダウンミキシング受信信号の受信装置に用いることができるように、受信構造には柔軟性が必要である。このため、レシーバのコンセプトには、適したＲＦレシーバを用いることにより、できるだけ多くの規格を利用しやすくすることが必要である。このようなレシーバを設計するには、コスト、サイズおよび消費電力を別にして、集積のレベルと共にできるだけ早く各試作品の市場性のある地位（商品化までの期間）を得ることが決定的に重要である。

高周波信号をダウンミキシングする最も簡単なアプローチは、ホモダインレシーバ（ダイレクトダウンレシーバまたはゼロ中間周波数レシーバ）である。図１では、従来技術として周知のホモダインレシーバの基本構成が示されている。

図１に示すレシーバは、受信アンテナ１０１と、バンドパスフィルタ（ＲＦバンドパス）１０３と、低雑音増幅器１０５（ＬＮＡ）と、分岐点１０７と、いずれも制御可能な第１のミキサ１０９および第２のミキサ１１１と、第１のローパスフィルタ１１３と、第２のローパスフィルタ１１５と、復調器１１７とを含む。

アンテナ１０１を介して受信された入力信号はまず始めにバンドパスフィルタ１０３で濾波されて、ＬＮＡ１０５に供給される。バンドパスフィルタで濾波されて増幅された受信信号は、分岐点１０７で、第１の部分受信信号と第２の部分受信信号とに分割される。第１の部分受信信号はミキサ１０９に供給され、第２の部分受信信号はミキサ１１１に供給される。ミキサ１０９は第１の制御信号ｃｏｓ（ω_Tｔ）を用いて制御され、第２のミキサ１１は第２の制御信号ｓｉｎ（ω_Tｔ）を用いて制御される。ω_Tはここではキャリア周波数を表し、受信された高周波入力信号に関連付けられている。したがって、２つのミキサ１０９および１１１は受信信号をベースバンドミキシングする。ベースバンドミキシング後に得られるＩおよびＱの直交成分は、それに続く復調器１１７による復調を行う所望のチャネルを選択するために、ローパスフィルタ１１３および１１５にそれぞれ供給される。次に、直交成分が復調器１１７に供給されて、用いられる変調形式（例えば、直交振幅変調）にしたがって復調されるので、これに続いて、送信されたデータの検出が行われる。

図１に示すホモダインレシーバの欠点は、ミキサ１０９および１１１に必要な２つの制御信号を、ローカルオシレータで生成しなければならないことである。ローカルオシレータは、キャリア周波数と同じ振動周波数を含む。高周波数の可変オシレータ周波数を生成することは難しいことがわかる。また、Ｉ／Ｑ変調信号をダウンミキシングするためには、非常に正確でなくてはならないだけでなく、位相が９０度シフトした２つの出力信号を生成しなければならない。わずかな偏移（Ｉ／Ｑ不整合、例えばＱＡＭ変調の場合（ＱＡＭ＝直交振幅変調）により、信号空間表示に歪みを引き起こすことになり、振幅および位相誤差が共に発生する。これにより、ビット誤り率（ＢＥＲ）が増加する。この不整合は、例えば、各ミキサ１０９またはミキサ１１１で発生する振幅または位相誤差により引き起こされる。

図２に示すホモダインレシーバのさらなる欠点は、ベースバンドミキシング後に、ＤＣ電圧比が干渉信号としてベースバンドに発生して、所望の信号に干渉するようになることである。しかしながら、これらのＤＣ電圧比はキャパシタ（交流結合）を用いて除去することができるが、ここでは狭帯域の濾波が必要となり、長い整定時間がかかる。例えば、ＴＤＤ信号（ＴＤＤ＝タイムドメインデュプレックス）を用いると、信号を時間に間に合うように受信できないということになる。

図１に示すホモダインレシーバの別の欠点は、ノイズが特に各ミキサ１０９、１１１の各出力で多段増幅されることである。ノイズを直接ベースバンドに変換することにより、この低周波数範囲ではノイズレベルが完全に１／ｆノイズで占められる。図１に示すようなホモダインレシーバを、ＭＯＳ技術を用いて製造する場合、特にＭＯＳトランジスタを用いると１／ｆノイズが強く作用して、例えば、ホモダインミキサを製造するためのＣＭＯＳ技術を用いることができなくなってしまう可能性がある。

例えば、各ミキサ１０９または１１１を制御する際の誤差により、不整合が発生することがある。例えば、各ミキサ１０９および１１１内の各部分受信信号との乗算に用いられる２つの制御信号の間に位相差が存在すると、復調器１１７の入力に加えられる直交成分が互いに正確に９０度位相シフトせず、ビット誤り率が増加することになる。オシレータ周波数がキャリア周波数から偏移すると、信号はさらにベースバンドに正確にシフトしないので、それに続く復調が複雑になり、ビット誤り率が増加することになる。

この他に、例えばＧＳＭまたはＵＭＴＳ受信信号の場合のように異なる対応キャリア周波数をそれぞれ有する受信信号をダウンミキシングする必要がある場合、図１に示すようなホモダインレシーバを用いることには問題があるというのは、ローカルオシレータは広い周波数範囲でそれぞれ同調可能である必要があるが、実際は低コストで実施することは困難である。

上述の問題のため、高周波信号をダウンミキシングするには、ヘテロダインレシーバが用いられることがある。図２は、従来技術で周知のヘテロダインレシーバを示す。これは、受信構造が「ハートレー構造」として周知のものである。

図１に示すホモダインレシーバとは異なり、図２に示すヘテロダインレシーバでは、分岐点１０７の後段で得られる２つの部分受信信号は、高周波受信信号のキャリア周波数とは異なるオシレータ回路周波数（ω_LO）を有する制御信号によりそれぞれ制御されるミキサ１０９および１１１に供給される。この他に、図２に示すヘテロダインレシーバは、ミキサ１１１の出力に送られる信号が供給される位相シフタ２０１を含む。ミキサ１０９および位相シフタ２０１の出力信号は加算器２０３に供給され、加算器２０３の出力信号はさらに分岐点２０５で分岐されるので、第１の２０５１および第２の２０５３部分信号となる。第１の部分信号２０５１は第３のミキサ２０７に供給され、第２の部分受信信号２０５３は第４のミキサ２０９に供給される。第３のミキサ２０７はここでは制御信号ｃｏｓ（ω_IFｔ）を用いて制御され、第４のミキサ２０９は制御信号−ｓｉｎ（ω_IFｔ）を用いて制御される。ミキサ２０７および２０９の各出力となった部分受信信号は、それぞれローパスフィルタ１１３および１１５に供給されて、次に復調器１１７で復調される。

受信信号の２つの部分成分は、まず始めに第１のミキサ１０９および第２のミキサ１１１を用いて、２つの制御信号の周波数ω_LOに依存する適切な中間周波数に変換される。アンギュラーオシレータ周波数がω_LOであるローカルオシレータを用いて、２つの制御信号が生成される。ローカルオシレータ信号の周波数がすでにキャリア周波数に対応していないので、ミキサ１０９および１１１の出力において、混合成分が、図２に図示しない適切な濾波により除去されることになる。この他に、ミキサ１０９および１１１の出力において、オシレータ周波数ｆ_LO近傍の中間周波数を倍にすることにより、信号比が互いに分離することになる。チャネルを選択するためには、１つの信号比のみを選択する必要があるが、これはＩＦ信号を単に濾波するだけでは不可能である。

チャネルを濾波するためには、従来技術で周知のように、ミキシングする前にイメージ周波数除去フィルタを用いて受信信号が第１の中間周波数に濾波されることがある。しかしながら、このアプローチの欠点は、十分な品質のコイルを製造することが難しいために、ＭＯＳ技術でこのようなフィルタを製造することが難しいことである。このため、このような要素は個別に構成される必要があるので、チップに集積されないようにしている。ここでは、例えばＳＡＷフィルタ（ＳＡＷ＝表面弾性波）、セラミックまたは誘電体フィルタをフィルタとして用いることができる。イメージ周波数除去フィルタを用いる代わりに、図２に示すヘテロダインレシーバの場合のように、三角関数の定理を用いてイメージ周波数を除去することができる。ここでは、位相シフタ２０１を用いてミキサ１１１の出力信号がさらに９０度位相シフトされるので、加算器２０３で加算された後で、イメージ周波数を除去することができる。その後、ミキサ２０７および２０９を用いて、第１の部分信号２０５１および第２の部分信号２０５３が、制御信号のアンギュラー周波数ω_IFに依存する第２の中間周波数に変換される。ローパス１１３および１１５により低域濾波した後、直交成分が復調されて、復調されたデータが検出される。

加算器２０３に送られる信号の間で１８０度位相差を達成するために、別のミキサ対を用いて、ミキサ１０９および１１１の出力信号をさらに別の中間周波数に変換する場合には、図２に示す位相シフタ２０１を省略することができる。

図３は、従来技術で周知のヘテロダインレシーバの基本構成を示す。これは、Ｄ．ヴェルヴィエ（Ｖｅｒｖｅｒ）による文献：単側波帯信号の生成および検出を行う第３の方法（Ａ ｔｈｉｒｄ ｍｅｔｈｏｄ ｏｆ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ａｎｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ ｏｆ ｓｉｎｇｌｅ ｓｉｄｅｂａｎｄ ｓｉｇｎａｌｓ）”、Ｐｒｏｃ．ＩＲ
Ｅ、第４４巻、１９５６年、から「ウィーバー構造」の名で周知のイメージ周波数除去レシーバである。

図２に示すヘテロダインレシーバとは異なり、図３に示す受信構造は、第５のミキサ３０１および第６のミキサ３０３を備える。ミキサ１０９および１１１は、それぞれ、制御信号ｃｏｓ（ω_LO1ｔ）および−ｓｉｎ（ω_LO1ｔ）を用いて制御されるので、各部分受信信号は第１の中間周波数に変換される。変換された部分受信信号は、ミキサ３０１および３０３でさらに第２の中間周波数に変換される。このために、ミキサ３０１および３０３は、それぞれ制御信号ｃｏｓ（ω_LO2ｔ）および−ｓｉｎ（ω_LO2ｔ）を用いて制御される。これにより、図３に図示しない可能な濾波を行った後で、ミキサ１０９および１１１の出力信号は第２の中間周波数に変換される。ミキサ３０１および３０３の出力信号を加算器２０３で加算しているため、信号比はすでにイメージ周波数を理想的に除去するようになっているので、加算器２０３の出力で１つの側波帯信号になる。

図２または図３に示すヘテロダインレシーバの１つの欠点は、ミキサ３０１の出力のＩ成分とミキサ３０３の出力のＱ成分との間の不整合により、低いイメージ信号減衰となることである。例えば、製造上特有な部品の許容誤差に起因する、ミキサ３０１および３０３の出力における信号間のわずかな位相または振幅偏移が、イメージ周波数除去を低下させることになる。例えば、ミキサ１０９および１１１を制御する２つの制御信号が正確に互いに９０度位相シフトしない場合には、位相または振幅偏移が発生する。ミキサ３０１および３０３を制御する２つの制御信号が、正確に９０度に位相シフトしない場合にも、同じ問題が発生する。図２および図３に示すヘテロダインレシーバはアナログ設計なので、Ｉ成分とＱ成分との間の不整合を除外することができない。

図２または図３に示すヘテロダインレシーバの別の欠点は、例えばマルチスタンダード受信の場合のように、異なるキャリア周波数が入力信号に関連付けられている場合には、例えば、高周波入力信号を第１の中間周波数に変換するのに十分な融通性を持っていないことである。このように融通性がない理由は、ローカルオシレータを用いた類推から各制御信号が生成されているからである。例えば、ミキサ１０９および１１１の出力において、それぞれ異なった関連するキャリアを有する異なる高周波受信信号を第１の中間周波数に変換するためには、ミキサ１０９および１１１に対し、２つの制御信号を生成するローカルオシレータが、十分正確に広い周波数範囲で同調可能である必要がある。ミキサ１０９および１１１の出力で得られる２つの信号が、２つの制御信号の間での不正確な９０度シフトにより不整合になっている場合には、ミキサ３０１および３０３によるアナログ変換のために、得られるＩ成分およびＱ成分の位相を補正できないので、この不整合が伝搬されてしまう。

図２および図３に示す従来技術によるヘテロダインレシーバの別の欠点は、アナログ構成要素が用いられているので、高価で集積することが難しいことである。この他に、アナログミキサ１０９、１１１、３０１、３０３、２０７および２０９が用いられているために、正確な乗算が不可能なので、各信号の正確な中間周波数変換が行えず、ビット誤り率が増加することになる。この他に、アナログ構成要素の非直線性のところでさらに相互変調周波数が発生し、これが干渉して、さらにビット誤り率を増加させることになる。この他に、位相または振幅に関して、加算器２０３の入力に送られる部分受信信号のわずかな偏移がイメージ周波数除去に大きく作用し、さらにビット誤り率を増加させることになる。このため、減衰に関して、２つの部分受信信号ができるだけ対称的に送信される経路を構成することと、ミキサの各制御信号を生成するのにできるだけ安定性のあるオシレータを用いることが必須である。これにより、このようなヘテロダイン構造ではコストが非常に増大することになる。用いるミキサをすべてアナログで実施しているため、ノイズ性能に関してミキサを最適化する必要がある。しかしながら、これは非常に費用がかかる。それぞれ異なるキャリア周波数を持つ受信信号をダウンミキシングする受信構造が用いられる場合には、動作範囲が広い帯域にわたるため、ミキサに対する要求が増すことになるからである。

本発明の目的は、受信信号をダウンミキシングする効率的なコンセプトを提供することである。

この目的は、請求項１に記載の入力信号をダウンミキシングする装置または請求項１７に記載の入力信号をダウンミキシングする方法により達成される。

入力信号を出力信号にダウンミキシングする新規の装置は、第１の入力信号および第２の入力信号を第１の中間周波数で生成する手段であって、互いに所定の第１の位相関係で第１の受信信号および第２の受信信号を生成するために実行される生成手段と、第１の受信信号のデジタル表現を得るために第１の受信信号を第１の中間周波数でアナログ／デジタル変換し、第２の受信信号のデジタル表現を得るために第２の受信信号をアナログ／デジタル変換するコンバータ手段と、第１の受信信号のデジタル表現と第２の受信信号のデジタル表現との間の位相差を検出する位相検出手段と、第１の受信信号のデジタル表現を第２の中間周波数に変換する第１のミキサ手段と、第２の受信信号のデジタル表現を第２の中間周波数に変換する第２のミキサ手段と、第１のミキサ手段を第１の周波数を含む第１の制御信号で制御し、第２のミキサ手段を第２の周波数を含む第２の制御信号で制御するミキサ制御手段であって、第１および第２の制御信号が所定の位相差を含むミキサ制御手段と、第１のミキサ手段および第２のミキサ手段の出力信号を加算する加算手段と、を備え、生成手段および／またはミキサ制御手段を制御するために位相検出手段が実行されて、第１のミキサ手段および第２のミキサ手段の出力信号が互いに所定の位相関係になり、イメージ周波数除去を行う。

本発明は、ダウンミキシング装置の各部をデジタル的に実行する際に、ダウンミキシングで正確なイメージ周波数除去が行われるという知見に基づくものである。

本発明の利点は、第１の受信信号と第２の受信信号との間の可能な位相、周波数または振幅差を位相検出手段でデジタル的に検出することができるので、イメージ周波数除去を正確におこなうことができることである。よって、第１の中間周波数での可能な信号間の不整合および／または第２の中間周波数での可能な信号間の不整合を補正することができる。

本発明の別の利点は、新規の装置の性能決定部品を実行してデジタル信号処理を行うので、新規のダウンミキシング装置は基本的に集積可能である。その他に、これにより、製造コスト、消費電力および占有面積を低減することになる。

本発明の別の利点は、第１の受信信号および／または第２の受信信号の各デジタル表現の変換がデジタル的に行われることである。したがって、ダウンミキシングをデジタル乗算に緩和することができ、このことは効率的なデジタルアルゴリズムを用いてコスト効率よく実現できる。デジタルミキサ手段を制御するために、各制御信号がデジタル的に生成されるので、制御信号間の所望の周波数および位相シフトを正確に実行できる。このために、ローカルオシレータおよび位相シフタのどちらも用いる必要はない。これにより、一方では、製造コストが低くなり、他方では、各ミキサ入力信号を第２の中間周波数に正確に変換するようになるので、効率的なイメージ周波数除去を別にして、ビット誤り率と、それに続く復調および検出も低減する。

本発明の別の利点は、第１の受信信号および／または第２の受信信号のデジタル表現の周波数、位相および／または振幅を、適するように選択したアルゴリズム、例えばすでに述べたＣＯＲＤＩＣアルゴリズムで計算することができることである。これにより、可能な位相、周波数または振幅誤差エラーを正確に素早く計算して、次のステップで補正することができる。

本発明の別の利点は、新規のダウンミキシング装置をマルチスタンダードレシーバに用いることができることである。マルチスタンダードレシーバは、それぞれ異なるキャリア周波数が関連付けられている受信信号を受信することに用いられるという事実により、特に際立っている。

本発明の好適な実施の形態について、添付の図面を参照にして、以下により詳細に説明する。

図４では、入力信号をダウンミキシングする新規の装置の一実施の形態を示す。入力信号は、第１の中間周波数で第１の受信信号４０１１および第２の受信信号４０１３を生成する手段４０１に供給される。第１の受信信号４０１１および第２の受信信号４０１３は、コンバータ手段４０３で受信される。コンバータ手段４０３は、第１の受信信号４０１１のデジタル表現４０３１および第２の受信信号４０１３のデジタル表現４０３３を生成する。

第１の受信信号４０１１のデジタル表現４０３１は、位相検出手段４０５および第１のミキサ手段４０７に供給される。第２の受信信号４０１３のデジタル表現４０３３は、位相検出手段４０５および第２のミキサ手段４０９に供給される。図４に示す新規のダウンミキシング装置の実施の形態は、さらに、第１の制御信号４１１１を用いて第１のミキサ手段４０７を制御し、第２の制御信号４１１３を用いて第２のミキサ手段４０９を制御するミキサ制御手段４１１を含む。第１のミキサ手段４０７の出力信号および第２のミキサ手段４０９の出力信号は、第１および第２のミキサ手段の出力信号を加算する加算手段４１３に供給され、加算手段４１３は、出力信号を生成する。位相検出手段４０５は、さらに、ミキサ制御手段４１１を制御する第１の信号４０５１と、生成手段４０１を制御する第２の信号４０５３とを生成する。

以下に、図４に示す新規のダウンミキシング装置の本実施の形態の機能を説明する。

生成手段４０１が、高周波信号とすることができる入力信号を受信し、入力信号に基づいて、第１の中間周波数で第１の受信信号４０１１および第２の受信信号４０１１を生成する。ここでは、第１の受信信号４０１１および第２の受信信号は、互いに所定の第１の位相関係を有する。第１および第２の受信信号を生成するために、生成手段４０１は、例えば、関連するキャリア周波数を有する入力信号に基づく第１の中間周波数で第１および第２の受信信号を生成するバランスリング変調器を有することができる。しかしながら、生成手段４０１は、例えば、これにより２つの受信信号４０１１および４０１３を第１の中間周波数で生成することができる適切に制御されたアナログミキサ等の他の手段を備えることが考えられる。第１の受信信号４０１１および第２の受信信号４０１３が、同じ周波数で位相に関して９０度ずれている場合には、これらの信号は直交信号であり、第１の受信信号４０１１が例えばＩ成分を表し、第２の受信信号４０１３がＱ成分を表す。しかしながら、好ましくは、生成手段４０１により、第１の受信信号４０１１と第２の受信信号４０１３との間で所望の位相関係が形成されるので、所定の第１の位相関係が形成されることになる。２つの受信信号４０１１および４０１３は、次に、アナログ／デジタル変換するために第１の中間周波数でコンバータ手段４０３に供給される。コンバータ手段４０３は、例えば、経路ごとにそれぞれアナログ／デジタルコンバータを備えることができる。あるいは、しかしながら、このために適切にクロックされ制御されたアナログ／デジタルコンバータを用いてアナログ／デジタル変換が行われることが考えられる。２つのアナログ／デジタルコンバータを用いる場合には、サンプリング定理を保持して、第１の受信信号４０１１の１つのデジタル表現４０３１と、第２の受信信号４０１３の１つのデジタル表現４０３３とが、それぞれ生成される。例えば、アナログ／デジタルコンバータを１つだけ用いる場合には、例えば、第１の受信信号４０１１と第２の受信信号４０１３とを交互に用いて、アナログ／デジタルコンバータを制御することができる。例えばこれを、アナログマルチプレクサを用いて実施することができる。アナログ／デジタルコンバータが十分高いサンプリングレートを備えている場合、例えば、サンプリング定理を保持するのに必要なものの数倍のサンプリングレートを備えている場合には、アナログ／デジタルコンバータの出力において第１の受信信号４０１１のデジタル表現４０３１と第２の受信信号４０１３のデジタル表現４０３３とを常に得ることができる。

受信信号を第１の中間周波数に変換して、アナログ／デジタル変換を行った後、デジタル信号が存在しているので、位相検出手段４０５、第１のミキサ手段４０７、ミキサ制御手段４１１、第２のミキサ手段４０９および加算手段４１３をデジタル的に実行することができる。この場合、第１の受信信号４０１１のデジタル表現４０３１と第２の受信信号のデジタル表現４０３３とは、デジタルミキシングで第２の中間周波数に変換される。デジタルミキシングは、第１のミキサ手段４０７および第２のミキサ手段４０９で実行される。信号４０３１および４０３３を第２の中間周波数に変換するために、第１のミキサ手段４０７および第２のミキサ手段４０９は、デジタル制御信号４１１１および４１１３を用いてミキサ制御手段４１１により制御される。第１の制御信号４１１１および第２の制御信号４１１３がデジタルなので、第１の制御信号４１１１および第２の制御信号４１１３を含む第１の周波数を、ミキサ制御手段４１１で正確に設定することができる。この他に、正確に設定した所定の第１の位相差を含むように、制御信号４１１１および４１１３を、ミキサ制御手段４１１で生成することができる。信号４０３１および４０３３をデジタル変換して、第１のミキサ手段４０７および４０９をデジタル制御することにより、加算手段４１３が２つの出力信号を加算した後、正確なイメージ周波数除去を行う特性を有するように、２つのミキサ出力信号を常に生成することができる。しかしながら、この前提条件は、受信信号４０１１および受信信号４０１３間の不整合と第１の受信信号４０１１のデジタル表現４０３１および第２の受信信号４０１３のデジタル表現４０３３間の不整合とを低減することである。このことは特に、第１のミキサ手段４０７および第２のミキサ手段４０９の２つの出力信号が、互いに所定の第２の位相関係を有することを意味しているので、加算により最適なイメージ周波数除去が行われる。例えば、除去されるべきイメージ周波数信号比が互いに正確に１８０度シフトしていない場合には、加算手段４１３で加算した後でも完全に除去されないので、出力信号が干渉イメージ周波数信号比を含むことになる。

イメージ周波数比の除去に必要な第１のミキサ手段４０７および第２のミキサ手段４０９の出力信号の第２の位相関係を設定するために、まず始めに、ミキサ制御手段が生成した第１の制御信号４１１１および第２の制御信号４１１３の第１の位相差と第１の周波数とを共に、正確に設定することが必要である。２つのミキサ出力信号の所望の第１の位相関係を設定するために、位相検出手段４０５により、まず始めにデジタル信号４０３１および４０３３の位相が第１の中間周波数で検出される。しかしながら、２つのデジタル信号４０３１とデジタル信号４０３３との間の位相シフトが第１の中間周波数でアルゴリズム的に検出されるように、本発明の位相検出手段４０５を実行することができる。信号４０３１および／または４０３３の各位相あるいは２つの信号４０３１と４０３３との間の位相シフトのいずれかを検出するためには、例えば上述のＣＯＲＤＩＣアルゴリズムを用いることができる。ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムは、ベクトル回転を用いて計算すべき数値演算を行うことにより、例えば、除算、乗算または任意の三角関数の計算等、複数の数値演算の計算を行うことができる。

デジタル信号４０３１および４０３３の位相、またはそれら信号の位相シフトのそれぞれにより、本実施の形態ではアナログである第１の受信信号４０１１および第２の受信信号４０１３が互いに第１の位相関係を有するように、位相検出手段４０３３が生成手段４０１を制御するので、可能な実行時間差を考慮すると、イメージ周波数除去に必要なミキサ出力信号の第２の位相関係が達成されることになる。第１の制御信号４１１１および第２の制御信号４１１３の第１の周波数を共に正確に設定するために、位相検出手段４０５は、さらに、ミキサ制御手段４１１を制御するので、デジタル信号４０３１および４０３３は正確に第２の中間周波数に変換される。位相検出手段４０５は、さらに制御信号４１１１および４１１３が第１の位相差を含むように、ミキサ制御手段４１１を制御するので、２つのミキサ出力信号を加算した後、イメージ周波数除去を行うことができる。例えば、最適なイメージ周波数除去を行うために、第１の中間周波数でのデジタル信号４０３１および４０３３の位相シフトが低すぎる場合には、手段４０１は、第１の受信信号４０１１と第２の受信信号４０１３との間の位相シフトが増加するように、位相検出手段４０５で制御される。しかしながら、デジタル信号４０３１とデジタル信号４０３３との間の位相シフトが大きすぎる場合には、手段４０１は、第１の受信信号４０１１と第２の受信信号４０１３との間の位相シフトが少なくなるように制御される。

デジタル信号４０３１とデジタル信号４０３３との間の位相シフトに基づいて、位相検出手段４０５は、さらに、第１の受信信号４０１１および第２の受信信号４０１３を第１の周波数に正確に変換するように、手段４０１を制御することができるので、周波数シフトは全く発生しない。受信信号４０１１および４０１３を、アナログ構成要素を用いて変換するので、第１の受信信号４０１１および第２の受信信号４０１３の互いの第１の位相関係を十分正確に設定することができない。この他に、第１の中間周波数を正しく維持することが不可能である。しかしながら、制御信号４１１１および４１１３が所望の第１の位相差および第１の周波数を有するように、ミキサ制御手段４１１を制御する位相検出手段４０５により、これらの不整合をデジタル的に補正することができるので、アナログ側での考えられる不整合は、ミキサ手段４０７および４０９の出力において補正される。

図４に示す新規のダウンミキシング装置の実施の形態では、理解しやすいように、第１のミキサ手段および第２のミキサ手段は、共に、第２の中間周波数での出力信号をさらに位相シフトさせないものとした。これ以外の場合では、本発明の位相検出手段４０５は、さらに、例えば、２つのミキサ出力信号の位相またはそれらの互いの位相シフトを検出することができる。これは、２つのミキサ出力信号がいずれにしろデジタルなので、低コストで実施することができる。第１のミキサ手段および／または第２のミキサ手段によりさらに位相シフトが発生する場合には、図４に示す実施の形態に図示されないさらなる手段を用いて、第１および第２のミキサ手段の出力信号の第２の位相関係を、正確にデジタル的に設定することができる。これは、２つのミキサ出力信号が適切に遅延しているという事実により、例えば、デジタル的に行うことができる。

図５では、本発明のダウンミキシング装置の別の実施の形態を示す。

第１の受信信号４０１１および第２の受信信号４０１３を第１の中間周波数で生成する手段４０１は、図５に示す実施の形態のアンテナ１０１を含み、その出力は、スイッチ５０１に接続される。スイッチ５０１は、それぞれバンドパスフィルタに接続した複数の出力を備える。図５に示す実施の形態では、スイッチ５０１の出力信号は、ＧＳＭバンドパスフィルタ５０３、ＤＣＳバンドパスフィルタ５０５、ＰＣＳバンドパスフィルタ５０７、超ＦＤＤバンドパスフィルタ５０９および超ＴＤＤバンドパスフィルタ５１１に供給される。バンドパスフィルタ５０３〜５１１の出力信号は、増幅ブロック５１３で増幅される。増幅ブロック５１３は、各フィルタ出力信号を増幅するＬＮＡ１０５をそれぞれ備える。ＬＮＡ１０５の各出力は、バンドパスフィルタに接続される。ここでは、ＧＳＭバンドパスフィルタ５０３に関連付けられている分岐はバンドパスフィルタ５０３０１に接続され、ＤＣＳバンドパスフィルタ５０５に関連付けられている分岐はバンドパスフィルタ５０５０１に接続され、ＰＣＳバンドパスフィルタ５０７に関連付けられている分岐はバンドパスフィルタ５０７０１に接続され、超ＦＤＤバンドパスフィルタ５０９に関連付けられている分岐はバンドパスフィルタ５０９０１に接続され、超ＴＤＤバンドパスフィルタ５１１に関連付けられている分岐はバンドパスフィルタ５１１０１に接続される。各バンドパスフィルタ５０３０１〜５１１０１の各出力は、互いに接続される。フィルタ出力信号は次に分岐されて、分岐信号は第３のミキサ手段５１５および第４のミキサ手段５１７に供給される。ミキサ手段５１５およびミキサ手段５１７は、図５に示す実施の形態のアナログミキサとして実施される。ミキサ５１５および５１７を制御するために、制御可能なローカルオシレータ５１９は、第３の制御信号５１９１および第４の制御信号５１９３の生成に用いられる。ミキサ５１５および５１７の出力信号は、ローパスフィルタ５２１で低域濾波されるので、各フィルタ出力において、第１の受信信号４０１１および第２の受信信号４０１３が、第１の中間周波数で表される。第１の受信信号４０１１は第１の増幅制御装置５２３に供給され、第２の受信信号４０１３は第２の増幅制御装置５２５に供給される。第１の増幅制御装置５２３（ＡＧＣ＝自動利得制御）の出力信号は第１のアナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）５２７に供給される。第２の増幅制御装置５２５の出力信号は第２のアナログ／デジタルコンバータ５２９に供給される。第１のアナログ／デジタルコンバータ５２７が第１の受信信号４０１１のデジタル表現４０３１を形成し、第２のアナログ／デジタルコンバータ５２９が第２の受信信号４０１３のデジタル表現４０３３を形成する。デジタル信号４０３１は第１のミキサ手段４０７に供給され、デジタル信号４０３３は第２のミキサ手段４０９に供給される。第１のミキサ手段４０７および第２のミキサ手段４０９は、共に、図５に示す実施の形態のデジタルミキサとして実施される。デジタル信号４０３１および４０３３は、さらに位相検出手段（ＰＤＥ）４０５に供給される。位相検出４０５の出力は、出力信号が制御可能なローカルオシレータ５１９を制御するアナログ／デジタルコンバータ５３１に接続される。位相検出手段４０５の別の出力は、本実施の形態ではこれをダイレクトデジタル周波数シンセサイザ（ＤＤＦＳ）として実施するミキサ制御手段４１１に接続される。ＤＤＦＳ４１１は、第１のミキサ手段４０７を制御する第１の制御信号４１１１と、第２のミキサ手段４０９を制御する第２の制御信号４１１３とを形成する。デジタルミキサ出力信号は、加算手段４１３に供給される。加算手段４１３の出力信号は、ローパスフィルタ５３３（ＬＰＦ）を用いて低域濾波されて、復調器５３５に供給される。復調器５３５の出力信号は、ベースバンドブロック５３７に供給される。ベースバンドブロック５３７は、さらに、位相検出手段４０５と増幅ブロック５１３とスイッチ５０１とにより受信される制御信号５３７１を形成する。

以下では、本発明のダウンミキシング装置の図５に示す実施の形態の機能を説明する。

図５に示す実施の形態によれば、ここに記載のダウンミキシング装置は、マルチスタンダード受信信号を受信して処理するために実施される。ＧＳＭ、ＤＣＳまたはＰＣＳ等の異なる規格は異なるキャリア周波数で示されているので、受信信号が図５に例示として考える移動無線規格の１つに対応する場合は、アンテナ１０１を介して受信された信号は、スイッチ５０１を用いてバンドパスフィルタ５０３〜５１１の１つに切り替えられる。例えば受信される信号がＧＳＭ信号ならば、アンテナ１０１を介して受信された信号がＧＳＭバンドパスフィルタ５０３に切り替えられるように、スイッチ５０１はベースバンドブロック５３７で制御される。バンドパスフィルタされた信号は、次に、増幅ブロック５１３に供給され、ＬＮＡ１０５で増幅される。それに続いてバンドパスフィルタ５０３０１でバンドパスフィルタした後、そこから得られる信号は分岐され、ミキサ５１５および５１７を用いて第１の中間周波数に変換される。ローパスフィルタ５２１が信号を第１の中間周波数で通過させて、より高い周波数信号比を除去する。バンドパスフィルタ出力信号を変換するために、ミキサ５１５および５１７は第３の制御信号５１９１および第４の制御信号５１９３で制御される。振動周波数で求められる第２の周波数とは別に、ローカルオシレータ５１９で２つの制御信号が生成される。これらは、ローカルオシレータ５１９の一部とすることができ、図５に図示されていない制御可能な位相シフタを用いて設定することができる、第２の位相差を含む。フィルタ５２１で低域濾波した後で得られる第１の受信信号４０１１および第２の受信信号４０１３は、それぞれ第１のＡＧＣ５２３および第２のＡＧＣ５２５に供給される。増幅制御装置５２３および５２５は、振幅に関して第１の受信信号４０１１および第２の受信信号４０１３の不整合を補正するタスク、および／または、このような第１のアナログ／デジタルコンバータ５２７および第２のアナログ／デジタルコンバータ５２９を共に十分制御して、コンバータ入力信号をコンバータに合わせるように、２つの入力信号４０１１および４０１３を増幅するタスクを有する。コンバータ５２７および５２９でアナログ／デジタル変換を行った後、デジタル信号４０３１および４０３３は第１の中間周波数に生じる。第３の制御信号５１９１および第４の制御信号５１９３が第２の周波数および第２の位相差を含むように、ローカルオシレータ５１９を制御するために、位相検出手段４０５は、ここでは、デジタル信号４０３１および４０３３の位相またはこれら信号間の位相シフトのいずれかを検出する。よって、第１の受信信号４０１１および第２の受信信号４０１３は、互いに、最適なイメージ周波数除去に必要な第１の位相関係を含む。位相検出手段４０５が離散時間的な方法で構築されるので、ローカルオシレータ５１９を制御する出力信号はアナログ／デジタルコンバータ５３１を用いて連続時間範囲に送信される。

第１の受信信号４０１１および第２の受信信号４０１３の振幅を調整するために、位相検出手段４０５は、さらに、２つのデジタル信号４０３１および４０３３の振幅を検出し、振幅不整合を除去するように、この振幅検出に基づいて第１の増幅制御装置５２３および第２の増幅制御装置５２５を制御することができる。

ミキサ４０７およびミキサ４０９を用いてデジタルミキシングを行うことにより、デジタル信号４０３１および４０３３は、第２の中間周波数に変換される。ＤＤＦＳ４１１は、ここでは、ミキサ４０７を制御する第１の制御信号４１１１と、第２のミキサ４０９を制御する第２の制御信号４１１３とをデジタル的に合成する。デジタル信号４０３１および４０３３の位相またはそれらの位相差に基づいて、位相検出手段４０５でミキサ制御手段４１１を制御することにより、制御信号４１１１および４１１３の第１の周波数および第１の位相差は共に設定される。これは、図４に示す実施の形態について説明したことである。ミキサ４０７およびミキサ４０９がデジタルミキサなので、制御信号４１１１および４１１３でデジタル乗算することにより、デジタル信号４０３１および４０３３は、第２の中間周波数に変換される。位相検出手段４０５がローカルオシレータ５１９およびミキサ制御手段４１１を共に制御するという事実から、ミキサ４０７およびミキサ４０９の出力信号の好ましくはデジタル的に行われる加算により、イメージ周波数比を除去することができる。フィルタ５３３で低域濾波した後、そこから得られる単側波帯信号は復調器５３５で復調され、ベースバンドブロック５３７でさらにベースバンド処理が行われる。ここでは、例えば、復調された信号を検出して復号化することができる。

デジタル信号処理の利点を利用できるようにするためには、非常に低い第１の中間周波数を得ることが望ましい。このことは、例えば、図３ですでに述べたウィーバー構造を用いることによって実現可能である。しかしながら、受信信号４０１１と受信信号４０１３との間の位相および振幅偏移の作用は、基本的に手間のかかる類推からしか低減されることができないものである。この問題は、新規のダウンミキシング装置の各部がデジタル的に実施されるという事実から、本発明により解決される。ここでは、巧みなアナログ／デジタルパーティションにより、さらに高精度のイメージ周波数除去を行う可能性が提供される。

信号のデジタル化は、ミキサ５１５、５１９および４０７および４０９の間で行われる。アナログ／デジタルコンバータを適切にアドレッシング可能にするために、自動利得制御装置が用いられる（ＡＧＣ）。これらは、入力信号をコンバータに合わせるので、アナログ／デジタルコンバータは適切に制御される。これにより、入力範囲が低くなる。それに続くデジタル化では、低い中間周波数が必要となるので、サンプリング定理を保持して、受信信号４０１１および４０１３がサンプリングされることになる。好ましくは、第１の中間周波数は数メガヘルツを含む。しかしながら、非常に低い第１の中間周波数が考えられる。いずれの場合でも、受信信号４０１１および４０１３はオーバサンプリングされ、一方では受信フィルタで、他方では、例えば、この場合ではＩ成分およびＱ成分と見なされる受信信号４０１１と受信信号４０１３との間の９０度位相シフトを解決する必要がある。それに続く工程を、これからはデジタル的に行うことができる。これにより、デジタル信号４０３１および４０３３を第２の中間周波数に変換するのに必要である誤差のない乗算が可能となる。したがって、位相または振幅偏移は存在しない。さらに誤差のない処理の利点を別にして、すでに述べたＣＯＲＤＩＣアルゴリズム等の適切に選択したアルゴリズムを用いてデジタル信号４０３１および４０３３の振幅、位相および周波数の計算をデジタル的に行うことができる。これは、上記の誤差を再計算して補償できる決定的な利点である。

図５に示すダウンミキシング装置を用いて、マルチスタンダード信号を受信する場合は、次に処理する周波数範囲は、例えば８９０ＭＨｚから２４８０ＭＨｚにわたる。異なる受信帯域が選択できるように、ここでは好ましくは、スイッチ５０１（マルチプレクサ）は、アンテナ出力の後段に配置される。このためには、別のアプローチがある。スイッチ５０１を例えば従来のスイッチとして選択することができる。快適度と切り替え時間の仕様とを維持するために、例えば、以下の文献に開示されているように、いわゆるマイクロメカニカルスイッチを用いることが望ましい。Ｃ．グエン（Ｎｇｕｙｅｎ）：小型化低電力通信用マイクロメカニカル構成部品（Ｍｉｃｒｏｍｅｃｈａｎｉｃａｌ ｃｏｍｐｏｎｅｎｔｓ ｆｏｒ ｍｉｎｉａｔｕｒｉｚｅｄ ｌｏｗ ｐｏｗｅｒ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）、ＩＥＥＥ ＭＴＴ−Ｓ、１９９９年。また、このタスクのために、シャッタブルフィルタを選択することができる。スイッチ５０１を実施するいずれの可能性を考慮したとしても、好ましくは一度に１つの受信経路だけを確実に選択するようにする必要がある。２つの経路を並列で接続する場合には、電力が３ｄｂ低下する。これは、移動無線の場合では許容できない。いくつかの経路を並列で接続する場合には、それでも電力損失を補うために、さらに適した増幅器を接続する必要がある。例えばＬＮＡ１０５の非直線性による調和振動を濾波するために、ＬＮＡ１０５により増幅された信号が再びバンドパスフィルタで濾波される。次に、信号はダウンミキシングされ、ミキサ５１５および５１７は別のスペクトル範囲で実施される必要がある。これを低コストで行えない場合には、例えば、ＧＳＭ周波数範囲と残りの帯域（１８００ＭＨｚを超える）とを別々に処理することができる。

ミキサ４０７およびミキサ４０９によるデジタルミキシングを用いて、２つのデジタル信号４０３１および４０３３は制御信号４１１１および４１１３の第１の周波数に依存する第２の中間周波数に変換される。デジタル信号４０３１および４０３３がベースバンドにシフトしないように第２の中間周波数が選択される場合、加算手段４１３で加算された後、１つの側波帯信号はＤＣ比を含まないようになる。あるいは、デジタルミキサ４０７および４０９を用いて、デジタル信号４０３１および４０３３をベースバンドに直接変換することができるので、すでに復調器５３５がベースバンド信号を利用できるようになっている。

図６では、本発明のダウンミキシング装置の別の実施の形態を示す。

図５に示す実施の形態とは異なり、第１の受信信号４０１１のデジタル表現４０３１が２つの経路に分かれている。第１の経路４０３１１は第５のミキサ６０１に接続される。第２の経路４０３１３は第６のミキサ６０３に接続される。第２の受信信号４０１３のデジタル表現４０３３も、２つの経路に分かれている。第３の経路４０３３１は第７のミキサ６０５に接続される。第４の経路４０３３３は第８のミキサ６０７に接続される。第５のミキサ６０１および第６のミキサ６０３は、第１のＤＤＦＳ６０９で制御される。これにより、ＤＤＦＳ６０９は、ミキサ６０１を制御する第５の制御信号６０９１と、第６のミキサ６０３を制御する第６の制御信号６０９３とを生成する。第７のミキサ６０５および第８のミキサ６０７は、第２のＤＤＦＳ６１１で制御される。これにより、第２のＤＤＦＳ６１１は、第７のミキサ６０５を制御する第７の制御信号６１１１と、第８のミキサ６０７を制御する第８の制御信号６１１３とを生成する。第５のミキサ６０１および第７のミキサ６０５の出力信号は、第１の加算手段６１３を用いて加算される。第６のミキサおよび第８のミキサの出力信号は、第２の加算手段６１５を用いて加算される。加算手段６１３の出力信号および加算手段６１５の出力信号は、好ましくは同一の特性を持つローパスフィルタ（ＬＰＦ）６１７を用いて濾波される。ローパスフィルタの各出力信号は復調器６１９に供給される。復調器６１９の出力信号はベースバンドブロック６２１に供給される。

以下に、図６に示すダウンミキシング装置の本実施の形態における機能を説明する。ここでは、図５に示す実施の形態で説明した機能については再び説明しない。

デジタル信号４０３１および４０３３は、ミキサ５１５および５１７が受信信号を変換したことで得られる第１の周波数の中間周波数信号である。本発明によれば、ミキサ６０１、６０３、６０５および６０７を用いてベースバンドにデジタルミキシングすることにより、デジタル信号が第１の中間周波数に変換されるので、情報を持つＩベースバンド信号およびＱベースバンド信号は直接出力される。デジタル信号４０３１を分岐した後、第１の経路４０３１１はデジタルミキサ６０１につながれ、第２の経路４０３１３はデジタルミキサ６０３につながれる。一対のミキサ（６０１、６０３）は、ＰＤＥ４０５で制御可能な第１のＤＤＦＳ６０９で制御される。ＤＤＦＳ６０９は、ここでは、第５の制御信号６０９１および第６の制御信号６０９３を生成し、制御信号６０９１および６０９３は、互いに特定の周波数および特定の位相差を持つ。ミキサ６０１および６０３の出力信号がそれぞれベースバンド内で信号比を含むように、制御信号６０９１および６０９３の周波数は選択される。デジタルミキサ６０１および６０３によるミキシングは、経路４０３１１および経路４０３１３に関連付けられているデジタル信号をデジタル制御信号６０９１および６０９３と乗算することにより、デジタル的に行われる。経路４０３３１および４０３３３に関連付けられている信号は、第７のミキサ６０５および第８のミキサ６０７を用いて類推から変換される。第７のミキサ６０５および第８のミキサ６０７は、それぞれ第７の制御信号６１１１および第８の制御信号６１１３で制御され、制御信号６１１１および６１１３は、ＤＤＦＳ６１１で生成される。これにより、第７の制御信号６１１１および第８の制御信号６１１３が互いに所定の周波数および所定の位相差を含むので、ミキサ６０５およびミキサ６０７の出力信号はベースバンド内に信号比を含むことになる。第３の制御信号５１９１がコサイン信号で、第４の制御信号５１９３がサイン信号の場合には、受信信号４０１１のデジタル表現４０３１は第１の中間周波数のコサイン比を含み、第２の受信信号４０１３のデジタル表現４０３３は第１の中間周波数のサイン比を含む。デジタル信号４０３１および４０３３が互いに９０度の位相シフトを有する場合には、ミキサ６０１，６０３，６０５，６０７は、それぞれやはり９０度位相シフトした制御信号で制御される。ここでは、例えば、ミキサ６０１はコサイン信号で制御され、ミキサ６０３はサイン信号で制御されて、ミキサ６０５はサイン信号で制御され、ミキサ６０７はコサイン信号で制御される。加算手段６１３および６１５で加算した後、三角関数定理を用いてベースバンド直交信号が生成され、これにより、イメージ周波数が除去される。フィルタ６１７で低域濾波した後、復調器６１９で信号を復調することができるので、ベースバンドブロック６２１において、例えばそれに続く復号化と検出とを行うことができる。ＤＤＦＳ６０９および第２のＤＤＦＳ６１１は共にＰＤＥ４０５で制御されるため、加算手段６１３および６１５の出力信号がイメージ周波数比のない直交信号となるように、制御信号６０９１、６０９３および６１１１および６１１３の位相を設定することができる。同様に、正確なベースバンドミキシングが行われるように、制御信号６０９１，６０９３および６１１１および６１１３の周波数を設定することができる。図６に示す新規のダウンミキシング装置の利点は、この構造の出力においてベースバンド信号として信号が存在するという事実により、復調の手間を減らすことである。このレシーバの別の利点は、Ｉ／Ｏ不整合のキャリブレーションを行なえることである。この他に、直交ベースバンド信号の差分計測により、イメージ周波数除去を行うために、さらにロックループが構成されるので、それに続く復調での誤差が低減される。制御信号６０９１、６０９３、６１１１および６１１３の周波数は、デジタル的に、またしたがって正確に設定されるので、特に、図６に示す構造は、広帯域受信に適している。これにより、その広帯域特性に対するローカルオシレータ５１９への要求を緩和することができる。

図７では、本発明のダウンミキシング装置の別の実施の形態を示す。図６に示す実施の形態とは異なり、ＧＳＭ受信信号は別々に処理される。フィルタ５０３０１でバンドパスフィルタした後、高周波ＧＳＭ信号は分岐されて、分岐信号は、それぞれ第９のミキサ７０１および第１０のミキサ７０３に供給される。ミキサ７０１および７０３は、第９の制御信号７０５１と第１０の制御信号７０５３とを生成するローカルオシレータ７０５で制御される。ミキサ７０１および７０３の出力信号は、それぞれローパスフィルタ７０７に供給される。

他の規格に関連付けられている受信信号、例えばＤＣＳ、ＰＣＳ、超ＦＤＤおよび超ＴＤＤは、図７のミキサ構成を用いて第１の中間周波数に変換される。ここでは、ローカルオシレータ５１９およびローカルオシレータ７０５は、共に、ＰＤＥで制御される。

以下に、図７に示す本発明の実施の形態のダウンミキシング装置の機能を説明する。

ＭＯＳ技術を用いて図６に示すミキサ５１５および５１７を、広い周波数範囲で実施できない場合には、好ましくは、周波数範囲が例えば別々に実施されて、ＧＳＭにダウンミキシングされる。この実施の形態では、ＧＳＭ信号が別々に処理される。というのは、ＧＳＭは９３５〜９６０ＭＨｚの周波数範囲にあり、例えば、ＤＣＳ規格は１８０５〜８８８０ＭＨｚの周波数範囲にあるからである。ＧＳＭ経路が別々に処理される場合には、ミキサ７０１および７０３をローカルオシレータ７０５が生成する制御信号７０５１および７０５３で制御することができる。ここでは、ローカルオシレータ７０４は、ローカルオシレータ５１９のオシレータ周波数から外れているオシレータ周波数を含むので、ローカルオシレータ７０５および５１９は広い帯域で実施される必要がなく、このことは、全マルチスタンダード信号に変換する必要がある。図７に示す受信構造を用いることによってローカルオシレータ７０５および５１９はもっと価格が下がりより安定するようになる。

ＧＳＭ信号を受信しない場合には、ベースバンドブロック６２１は、フィルタ５０５、５０７、５０９および５１１が信号を全く受信しない一方で、アンテナ１０１を介して受信された信号がＧＳＭフィルタ５０３に切り替えられるように、スイッチ５０１を制御する信号５３７１を生成する。ＬＮＡ１０５で増幅して、バンドパスフィルタ５０３０１でバンドパスフィルタした後、ＧＳＭ受信信号はミキサ対７０１および７０３に供給される。第１の中間周波数にミキシングした後、増幅制御装置５２３および５２５の入力において、デジタル信号４０１１および４０１３を加えて、ＧＳＭ受信信号のダウンミキシングが得られる。ＰＤＥ４０５は、ここでは、図５または図６に示す実施の形態に関連してすでに説明した、制御信号５１９１および５１９３の位相および周波数を制御するように、制御信号７０５１および７０５３の位相および周波数を共にアナログ的に制御する。

ＧＳＭ信号を全く受信しないが、例えば、ＤＣＳ信号を受信する場合には、他のフィルタ５０３、５０７、５０９および５１１が信号を全く受信しない間に、アンテナ１０１を介して受信された信号がＤＣＳバンドパスフィルタ５０５に供給されるように、信号５３７１でスイッチ５０１が制御される。ＧＳＭ経路が別になっているため、ＤＣＳ信号だけが第１の中間周波数に変換されるので、増幅制御装置５２３および５２５の入力において、ＤＣＳ受信信号の各デジタル表現であるデジタル信号４０１１および４０１３が加えられる。

異なるマルチスタンダード信号のダウンミキシングを行い、これらの信号を第１の中間周波数に変換するために、例えば、オシレータ５１９のオシレータ周波数を変化させることができるので、受信信号を第１の中間周波数に変換して、例えば、固定することができる。このためには、所望のマルチスタンダード信号、例えば超ＴＤＤ信号を受信する前に、オシレータ周波数を適切にキャリブレーションする必要がある。周波数を選択するために、すなわち、例えば図７に示すようにローカルオシレータ５１９で適した振動周波数に設定するために、信号を受信する前に、図７に示す受信構造をキャリブレーションすることができる。しかしながら、このキャリブレーションも空いているタイムスロットの間で行うことができ、常にＴＤＭＡ動作（ＴＤＭＡ＝時分割多元接続）に関連して得られる。

図８では、本発明の周波数選択手段の別の実施の形態を示す。この実施の形態の周波数選択手段は、第３のミキサ５１５および第４のミキサ５１７を含み、図７に示す実施の形態について述べたように、これらは第３の制御信号５１９１および第４の制御信号５１９３で制御される。ローカルオシレータ５１９は信号８０１で制御される。この他に、ローカルオシレータ５１９は、周波数デバイダ８０５に供給される周波数信号８０３を生成する。この他に、図８に示す周波数選択手段は、周波数デバイダ８０５の出力信号をミキサ５１５および５１７に切り替えるまたは切り替えないスイッチ８０７を備える。

以下は、図８に示す周波数選択手段の本実施の形態の機能を説明する。

制御信号８０１を用いて制御可能なローカルオシレータ５１９を制御する場合は、ローカルオシレータ５１９は、周波数信号８０３を生成し、その周波数は、オシレータ５１９の振動周波数に依存し、これを制御信号８０１が設定することができる。次に、周波数信号８０３は周波数デバイダ８０５に供給される。図８に示す実施の形態によれば、周波数デバイダ８０５は出力信号を生成し、その周波数は、周波数信号８０３の周波数よりも係数Ｎだけ低い。スイッチ８０７が閉じている場合には、周波数デバイダ８０５の出力信号はミキサ５１５および５１７に供給される。ミキサ５１５および５１７が制御信号５１９１および５１９３で制御されているので、周波数デバイダ８０５の出力信号を、第３の制御信号５１９１および第４の制御信号５１９３とミキシングする。ミキサ５１５および５１７は、ここでは、このミキシングから得られる出力信号８０９および８１１を生成する。周波数デバイダ８０５の出力信号の周波数が制御信号５１９１および５１９３の周波数より係数Ｎ低いという事実のため、ローカルオシレータ５１９を制御して、デバイダ比Ｎを選択することにより、受信信号が第１の中間周波数に変換されるように、ローカルオシレータ５１９の振動周波数を設定することができる。

受信信号を周波数ホッピング方式を用いて符号化する際に、図８に示す構造は特に利点がある。周波数ホッピング方式では、送信信号のキャリア周波数が連続するタイムスロットで変更されるので、バンドスプレッド作用が得られ、レシーバのＳＮ比が向上することになる。通信信号のキャリア周波数が変更された後で周波数プランがわかるので、好ましくは、受信側において、この周波数プランをフォローすることができ、これにより、受信信号は、今のキャリア周波数とは無関係に、例えば固定の第１の中間周波数に変換される。タイムスロットが空いている間は情報通信が全く行われないので、新規の周波数選択手段のキャリブレーションを、ここではタイムスロットが空いている間に行うことができる。例えば、出力信号８０９および８１１の周波数または位相を検出して、この検出に基づいてオシレータ５１９の振動周波数を追跡する際に、図８に図示しない手段、例えば、図７の位相検出手段４０５等を用いて、オシレータ５１９の振動周波数を追跡することができるので、空いているタイムスロットの終了時に、受信信号を第１の中間周波数に変換するのに必要なローカルオシレータ５１９の振動周波数が設定される。

新規のレシーバ構造の別の利点は、デジタル周波数の合成である。例えば、すでに述べたＣＯＲＤＩＣアルゴリズムで実現することができるデジタル周波数計測により、周波数をデジタル的にも類推からも調整することができる。マルチスタンダード構造では、周波数の生成が問題であるのは、すでに述べたように、例えば用いるローカルオシレータが必要とする広帯域性に基づいて、正確に振動周波数を設定することには問題が多いからである。この困難さを、新規のセミデジタル構造を用いて実質的に排除することができる。周波数をデジタル的に調整する必要がある場合は、狭い範囲だけを設定できる。例えば２００ｋＨｚのＧＳＭチャネルに関しては、これを実現することができ、またよい代替例を示すこともできる。

本発明によれば、アナログ部への帰還がさらに行われる。帰還アナログ信号は、例えば、電圧制御オシレータ（ＶＣＯ）をアドレッシングすることができる。このＶＣＯを、ＭＯＳ技術により大きな部品許容誤差で実現することができる。これにより、約２０％の周波数誤差が発生する。より高精度に周波数を設定できるようにするためには、作動させる前に、一度システム全体をキャリブレーションする必要がある。これは、図８に示す周波数選択手段を用いて実行することができる。計測した値は、次にメモリに格納されて、利用できるようにされる。この第１のキャリブレーションの後、例えば、変わる条件（温度ずれ、経年変化等）に合わせてレシーバを調節するために、さらにキャリブレーション手段が必要になる。これは、定義されたように加えられたテスト信号において、周波数を測定することにより可能である。このテスト信号は、図８（例えば、制御信号８０１）に示すように、回路自体により生成されるものである。高周波信号のサンプリングが、図７に示すようなアナログ／デジタルコンバータ５２７および５２９を用いることにより可能であるのは、高いアンダーサンプリングを実行することができるからである。得られるテスト信号、例えばミキサ５１５の出力信号８０９は、ある振幅で自由に設定可能であり、選択したアンダーサンプリングレートに基づいて、エイリアシングノイズに調整することができる。

オシレータ５１９により生成された信号を、係数Ｎで除算した、定義された部分信号または非部分信号とミキシングするために、ＴＤＭＡ動作（ＴＤＭＡ＝時分割多元接続）において得られる空いているタイムスロットを本発明に基づいて用いることができる。キャリブレーションがレシーバの動作範囲で行われるように、デバイダ比Ｎにより、測定される周波数が設定される。例えばバースト受信ではクロストークによる統計的ＤＣ電圧比を、受信信号から測定および減算することができる。この構成では、クリスタルオシレータや温度補償を別に必要としない。このキャリブレーション周波数、すなわちこのような計測の周波数により、キャリブレーションに必要なエネルギー設定が可能になる。急激に変化する境界条件を、バーストクロックで補償することができる。

ＵＭＴＳシステム（ＵＭＴＳ＝ユニバーサル移動通信システム）では、例えば、ＣＤＭＡ（ＣＤＭ＝コード分割多重アクセス）を多重アクセス方法として用いる。この方法では、空いているタイムスロットを利用できない。そのため、マルチスタンダード動作を確実に行うようにし、連続した調整、例えば、周波数補正が必要である。例えば、ＵＭＴＳように、温度補償クリスタルオシレータ（ＴＣＸＯ）を別に備える場合には、データ受信の間に自由に設定可能なデバイダでテスト信号について、キャリア周波数とは異なる別の周波数での周波数キャリブレーションを行うことができる。この定義されて選択された信号は、振幅において、大きく減衰するので、干渉が起きる。受信周波数やそれ以外の周波数がどのくらい離れているかにより、干渉が起きる。さらに、図７に示す増幅制御装置５２３および５２５が受信信号をブロックする。最後に述べた２つの欠点は、例えば、振幅減衰により防止することができる。

新規のダウンミキシング装置は、例えば図３に示すような形態の従来技術で周知のレシーバ構造を用いる場合よりも、より正確なイメージ周波数除去を行えるという事実により優れている。誤差の量を表すために、量ＩＲＲ（イメージ除去率）が用いられる。この量は、ｄｂで表されるイメージ周波数除去の単位である。このイメージ周波数除去比は、誤った振幅およびエラー位相をＱ経路へ加算し、例えば、図３に示すウィーバー構造を解析的に計算することにより得られる。次の文献：Ｊ．Ｒｏｄｅｌｌ：無線電話における１．９ＧＨｚワイドバンドＩＦダブル変換ＣＭＯＳレシーバ（Ａ １．９ ＧＨｚ ｗｉｄｅ ｂａｎｄ ＩＦ ｄｏｕｂｌｅ ｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ ＣＭＯＳ ｒｅｃｅｉｖｅｒ ｆｏｒ ｃｏｒｄｌｅｓｓ ｔｅｌｅｐｈｏｎｅ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ）では、これは従来のウィーバー構造のために計算されたものである。ここで変形構造には、新規の計算が必要である。得られるＩＲＲの形式は次の通りである。

ここでは、ΔＧは振幅偏移を表し、ΔΦは角度での位相偏移を示す。図９では、アナログ受信ステージを用いたイメージ除去比のシミュレーション結果が示されている。このグラフには、例えば０．１度のわずかな位相偏移により、イメージ周波数除去が約３７ｄＢに低下していることが明らかに示されている。この値は従来のアナログ回路におけるものである。この不安定な位相をデジタル的に補償する場合は、例えば、１期間あたり３６００のサンプルポイントの解像度が必要である。さらに、Ｉ経路およびＱ経路を互いにシフトする可能性があるので、半分のサンプリングポイントでも十分である。このようなオーバーサンプリングは、アナログ／デジタルコンバータの要件を超える可能性がある。しかしながら、本発明によれば、絶対誤差を検出して補正することはできないが、アルゴリズム計算により差分誤差なら低速で行うことができる。ピタゴラスの幾何の公式が第１のアプローチである。

和による積分を、デジタル的に置換する必要がある。この公式を計算する場合、すなわち、デジタル値の対を二乗し、次に加算して積算すると、積分値はゼロになり完全な調整が行われる。正のまたは負の各偏移は、この偏移の量の基準である。このデジタル単位は、類推から変換されて、例えば、バラクタ（電圧依存キャパシタ）を制御する差分電圧信号となる。このバラクタは、Ｉ成分とＱ成分との間の位相シフタの成分である。しかしながら、このような計算の前提条件は、１００％の振幅調整である。振幅計算をデジタル的に容易に行えるので、この調整を収束的に行われる。

新規の構造により、例えば、周波数プランニング等の問題といった周知の欠点をヘテロダインレシーバから基本的に除去することができる。新規の装置は、さらに、マルチスタンダード動作に対し十分融通性のある高価なヘテロダインレシーバを設計することを可能にする。アナログ／デジタルパーティションにより、さらに基本的なレシーバ要素を、例えば、チャネル選択フィルタ、ミキサ等のように、デジタル的に実施することができる。これは、要素をパラメータで制御して再構成するという、決定的な利点を有している。各レシーバの不完全なアナログ特性を新規に補正することにより、高い度合いの精度が得られる。したがって、特にイメージ周波数除去の分野では、従来技術構造の場合よりも大きな減衰になる。イメージ周波数除去を別にして、新規の構造を用いることにより、復調を困難にしたり復調速度を低下させたりするＩ／Ｑ不整合等の、振幅および位相差を除去することができる。

条件によるが、入力信号を出力信号にダウンミキシングする新規の方法を、ハードウェアまたはソフトウェアで実行することができる。これは、プログラム可能なコンピュータシステムと協働する電子的に読み取り可能な制御信号を用いて、デジタル記憶媒体、特にフロッピー（登録商標）ディスクまたはＣＤで行うことができる。よって、対応する方法が実施される。一般に、本発明は、また、コンピュータプログラム製品をコンピュータで実行する際には、機械で読み取り可能なキャリアに保存されたプログラムコードを保存して新規の方法を実行するコンピュータプログラム製品からなる。つまり、本発明は、また、コンピュータプログラムをコンピュータで実施する際には、この方法を行うプログラムコードを有するコンピュータプログラムとして実施することができる。

図１は、ホモダインレシーバの基本構成を示す。 図２は、例示のハートレー構造に基づくヘテロダインレシーバの基本構成示す。 図３は、例示のウィーバー構造に基づくヘテロダインレシーバの概略構成を示す。 図４は、本発明のダウンミキシング装置の第１の実施の形態を示す。 図５は、本発明のダウンミキシング装置の別の実施の形態を示す。 図６は、本発明のダウンミキシング装置の別の実施の形態を示す。 図７は、本発明のダウンミキシング装置の別の実施の形態を示す。 図８は、本発明の周波数選択手段の一実施の形態を示す。 図９は、アナログ受信構造を用いる場合のイメージ除去率のシミュレーション結果を示す。

Claims (17)

1. 第１の受信信号（４０１１）および第２の受信信号（４０１３）を第１の中間周波数で生成する手段（４０１）であって、互いに所定の第１の位相関係で第１の受信信号（４０１１）および第２の受信信号（４０１３）を生成するために実行される生成手段（４０１）と、
   第１の受信信号（４０１１）のデジタル表現（４０３１）を得るために第１の受信信号（４０１１）を第１の中間周波数でアナログ／デジタル変換して、第２の受信信号（４０１３）のデジタル表現（４０３３）を得るために第２の受信信号（４０１３）をアナログ／デジタル変換するコンバータ手段（４０３）と、
   第１の受信信号（４０１１）のデジタル表現（４０３１）と第２の受信信号のデジタル表現（４０３３）との間の位相差を検出する位相検出手段（４０５）と、
   第１の受信信号（４０１１）のデジタル表現（４０３１）を第２の中間周波数に変換する第１のミキサ手段（４０７）と、
   第２の受信信号（４０１３）のデジタル表現（４０３３）を第２の中間周波数に変換する第２のミキサ手段（４０９）と、
   第１のミキサ手段（４０７）を第１の周波数を含む第１の制御信号（４１１１）で制御し、第２のミキサ手段（４０９）を第１の周波数を含む第２の制御信号（４１１３）で制御し、第１および第２の制御信号（４１１１および４１１３）が所定の第１の位相差を含むミキサ制御手段（４１１）と、
   第１のミキサ手段（４０７）および第２のミキサ手段（４０９）の出力信号を加算する加算手段（４１３）と、を備え、
   第１の受信信号（４０１１）のデジタル表現（４０３１）と第２の受信信号のデジタル表現（４０３３）との間の不整合を減らすために生成手段（４０１）を制御し、および第１の受信信号（４０１１）のデジタル表現（４０３１）と第２の受信信号のデジタル表現（４０３３）との間に残る不整合をデジタル的に補正するためにミキサ制御手段（４０５）を制御するために位相検出手段（４０５）が実行されて、第１のミキサ手段（４０７）および第２のミキサ手段（４０９）の出力信号が互いに所定の位相関係になり、イメージ周波数除去を行う、入力信号を出力信号にダウンミキシングする装置。
2. 第１の受信信号（４０１１）および／または第２の受信信号（４０１３）のデジタル表現の振幅および周波数をそれぞれ検出するために、位相検出手段（４０５）がさらに実行される、請求項１に記載の装置。
3. 位相検出手段（４０５）が、生成手段（４０１）を制御する位相検出手段（４０５）によりそれぞれ検出された量からアナログ制御信号を生成するデジタル／アナログコンバータ（５３１）を備える、請求項２に記載の装置。
4. 第１の受信信号（４０１１）および第２の受信信号（４０１３）を生成する手段（４０１）がさらに、
   受信信号を第１および第２の部分受信信号に分割する分岐手段と、
   第１の部分受信信号を第１の中間周波数に変換することにより第１の受信信号（４０１１）を生成する第３のミキサ手段（５１５）と、
   第２の部分受信信号を第１の中間周波数に変換することにより第２の受信信号（４０１３）を生成する第４のミキサ手段（５１７）と、
   第２の周波数を含む第３の制御信号（５１９１）を用いて第３のミキサ手段（５１５）を制御し、第２の周波数を含む第４の制御信号を用いて第４のミキサ手段（５１７）を制御し、第３の制御信号および第４の制御信号が所定の第２の位相差を含む別のミキサ制御手段と、を備える、請求項１〜３の１つに記載の装置。
5. さらなるミキサ制御手段が、第３の制御信号（５１９１）および第４の制御信号（５１９３）を生成するローカルオシレータ（５１９）と、第３の制御信号と第４の制御信号との間の第２の位相差を設定する制御可能な位相シフタとを備え、
   位相シフタが位相検出手段（４０５）により制御される、請求項４に記載の装置。
6. 第２の周波数を用いて第３の制御信号（５１９１）および第４の制御信号（５１９３）を生成するために、ローカルオシレータ（５１９）が、位相検出手段（４０５）により制御可能である、請求項５に記載の装置。
7. 受信信号に関連付けられているキャリア周波数に基づいて第２の周波数を設定するために、生成手段（４０１）がさらに、周波数選択手段を備える、請求項６に記載の装置。
8. コンバータ手段（４０３）が、第１の受信信号（４０１１）のデジタル表現を得る第１のアナログ／デジタルコンバータ（５２７）と、第２の受信信号（４１３）のデジタル表現を得る第２のアナログ／デジタルコンバータ（５２９）とを備える、請求項１〜７の１つに記載の装置。
9. 第１および第２のアナログ／デジタルコンバータを制御するために、コンバータ手段（４０３）がさらに、第１の受信信号（４０１１）の振幅を設定する第１の制御可能な増幅制御装置（５２３）と、第２の受信信号（４０１３）の振幅を設定する第２の制御可能な増幅制御装置（５２９）とを備え、
   第１の受信信号（４０１１）および／または第２の受信信号（４０１３）のデジタル表現の検出された各振幅に基づいて、第１および第２の制御可能な増幅制御装置が位相検出手段（４０５）により制御される、請求項１に記載の装置。
10. ミキサ制御手段（４１１）により生成された第１の制御信号（５１９１）および／または第２の制御信号（５１９３）がそれぞれデジタルである、請求項１〜９の１つに記載の装置。
11. 第１および第２の制御信号間の第１の位相差がデジタル的に設定できる、請求項１０に記載の装置。
12. 第１のミキサ手段（４０７）および第２のミキサ手段（４０９）が、それぞれ、第１の受信信号（４０１１）のデジタル表現（４０３１）および第２の受信信号（４０１３）のデジタル表現（４０３３）を第２の中間周波数にデジタル的に変換するデジタルマルチプライヤを備える、請求項１０〜１１の１つに記載の装置。
13. 第１の制御信号（４１１１）と第２の制御信号（４１１３）との間の第１の位相差を設定するために、ミキサ制御手段（４１１）が制御可能である、請求項１０〜１２の１つに記載の装置。
14. 第１および第２の制御信号の周波数を制御するためにミキサ制御手段（４１１）がさらに実行され、第１および第２の制御信号の周波数がデジタル的に設定可能である、請求項１０〜１３の１つに記載の装置。
15. 加算手段がデジタルである、請求項１〜１４の１つに記載の装置。
16. 第１の受信信号（４０１１）および第２の受信信号（４０１３）を第１の中間周波数で生成し、
    第１の受信信号（４０１１）と第２の受信信号（４０１３）との間に所定の第１の位相関係を生成し、
    第１の受信信号（４０１１）のデジタル表現（４０３１）を得るために、第１の受信信号（４０１１）を第１の中間周波数でアナログ／デジタル変換し、第２の受信信号（４０１３）のデジタル表現（４０３３）を得るために、第２の受信信号（４０１３）を第１の中間周波数でアナログ／デジタル変換し、
    第１の受信信号（４０１１）のデジタル表現（４０３１）と第２の受信信号（４０１３）のデジタル表現（４０３３）との間の位相差を検出し、
    第１の受信信号（４０１１）のデジタル表現（４０３１）と第２の受信信号（４０１３）のデジタル表現（４０３３）との間の不整合を減らすために第１の受信信号と第２の受信信号との間の位相関係を変更し、
    第１の受信信号（４０１１）のデジタル表現（４０３１）および第２の受信信号（４０１３）のデジタル表現（４０３３）を第２の中間周波数に変換する第１の制御信号（４１１１）および第２の制御信号（４１１３）を生成し、
    第２の中間周波数への変換における第１の受信信号（４０１１）のデジタル表現（４０３１）と第２の受信信号（４０１３）のデジタル表現（４０３３）との間に残る不整合を デジタル的に補正するために、第１の制御信号と第２の制御信号との間に所定の位相差を生成し、
    第１の受信信号（４０１１）のデジタル表現（４０３１）および第２の受信信号（４０１３）のデジタル表現（４０３３）を第２の中間周波数に変換して、
    第１の受信信号（４０１１）の変換されたデジタル表現（４０３１）および第２の受信信号（４０１３）の変換されたデジタル表現（４０３３）が互いに所定の位相関係になり、
    第１および第２の受信信号の変換されたデジタル表現を加算して、所定の位相関係に基づくイメージ周波数除去を行う、入力信号を出力信号にダウンミキシングする方法。
17. コンピュータプログラムをコンピュータで実行する際に、請求項１６に記載の方法を実行するプログラムコードを有するコンピュータプログラム。

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