TWI399916B - 適應性接收器 - Google Patents

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TWI399916B TW099113658A TW99113658A TWI399916B TW I399916 B TWI399916 B TW I399916B TW 099113658 A TW099113658 A TW 099113658A TW 99113658 A TW99113658 A TW 99113658A TW I399916 B TWI399916 B TW I399916B
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Description

適應性接收器
本發明係關於一種接收及調整射頻(Radio frequency，RF)信號之接收器，特別係關於一種用於接收RF信號，並將其轉換成中頻(Intermediate frequency，IF)信號之適應性接收器。
RF接收器通常被設計為用以將一所接收之RF信號轉換成一IF信號，然後將該IF信號轉換至基頻。圖1所示為先前技術中一所接收之RF信號、一本地振盪器信號及一經由轉換後之IF信號的頻率。請參照圖1，一傳統之RF接收器可以接收一頻率為FRF 之RF信號，且藉由將該接收之RF信號與一中心頻率為中心FLO =FRF -FIF 之本地振盪器(Local oscillator，LO)信號進行混頻，而將該RF信號轉換為一具有一公稱中頻FIF 之IF信號。雖然這種降頻動作可利用一混頻器及一LO在單一步驟中完成，然而有時候，該接收的RF信號也可先利用一第一混頻器及一第一LO而被降頻至一第一IF，然後利用一第二混頻器及一第二LO再次降頻至頻率為FIF 之公稱IF。以下係假設這種RF至IF的轉換在單一步驟中完成。通常會需要一頻道選擇濾波器，例如一帶通濾波器(Band pass filter，BPF)或一低通濾波器(Low pass filter，LPF)以濾除不想要的鏡射信號及干擾信號，以利於基頻解調變器對於想要的資訊進行偵測。但是該頻道選擇濾波器會遭遇中心頻率偏移的問題，其將顯著地降低一經解調變之信號的品質。
圖2A為不具有任何中心頻率偏移之一帶通濾波器(BPF)之示例性頻率響應的示意圖。請參照圖2A，想要的BPF可具有等於FIF 之一中心頻率FC ，如此在兩個稱為半功率點F1 (即低3dB點)及F2 (即高3dB點)之間不會發生功率誤差。
但是，某些BPF或LPF不會具有如圖2A所示之頻率響應。例如，一BPF之頻率響應的不準確性會由於製程變化及/或環境溫度改變造成的(跨)導電對電容比之誤差所造成。圖2B所示為具有一中心頻率偏移之BPF的示例性頻率響應。請參照圖2B，該BPF之中心頻率F’C 與FIF 之間具有一偏移量Δf ，其造成例如該等公稱半功率點F1 及F2 之間的20dB功率誤差。為了處理製程變化及/或溫度改變所造成的問題，可使用一自動調整電路來準確地控制該濾波器之頻率響應，然而此將無可避免地會造成設計的複雜性。這種複雜性是不想要的，尤其對於行動通訊的應用，其必須具有最小化的晶片尺寸、電力消耗及單位成本。
本發明揭示一種適應性接收器，其可排除先前技術之限制與缺點所造成之一個或多個問題。
本發明之範例可以提供一種適應性接收器，其用於接收一射頻(RF)信號，並將該RF頻率為FRF 之RF信號轉換至一適應性中頻。該適應性接收器可以包含(1)一個二維查詢表(Look-up table，LUT)，其包含一頻率補償值Δf 在一想要的溫度與製程邊界之範圍內，(2)一微控制器，其被組態成在給定該LUT、溫度及製程邊界值的條件下，可用以估計一BPF之中心頻率：FC =FIF +Δf ,及(3)一本地振盪器，其產生一弦波信號，其頻率FLO 等於FRF 減去FC 。上述中，FC 為該BPF在溫度改變及製程邊界變化的狀況下的一估計中心頻率。該適應性接收器使用FC 做為一「適應性」中頻，其亦標示為FIF,AD 。
通常我們不知道該溫度或製程邊界值。在此狀況之下，本發明之範例可以提供一種適應性接收器，其包含(1)一個一維LUT，其包含一想要的兩個單頻信號的電壓差範圍的頻率補償值Δf ，其並需要一測量程序來獲得該兩個單頻信號的電壓差，(2)一微控制器，其被組態成基於該測量得的兩個單頻信號的電壓差，而可用以估計一適應性中頻FIF.AD (=FIF +Δf )，及(3)一本地振盪器，以產生一弦波信號，其頻率FLO 等於FRF 減去FIF.AD 之。在一範例中，該兩個單頻信號之測量程序可在估計一適應性IF之前執行。
做為以上範例的另一種延伸形態，假設可以準確地測量該溫度變化，且因此僅在供電之後執行該兩個單頻信號測量，該適應性接收器可以包含(1)一維LUT，其包含一想要的兩個單頻信號電壓差範圍的頻率補償值Δf ，其中在該適應性接收器被供電之後執行一測量程序以獲得溫度Ton 之下的該兩個單頻信號電壓差，(2)一溫度感應裝置，其與一微處理器共同運作，以測量操作溫度Top 及Ton 之間的溫度差ΔT ，(3)一微控制器，其被組態成基於Δf 、一預先估計的溫度係數Fslope 及該溫度差ΔT =Top -Ton ，而可用以計算一適應性中頻FIF,AD (=FIF +Δf +Fslope *ΔT )，及(4)一本地振盪器，以產生一振盪信號，其頻率FLO 等於FRF 減去FIF,AD 。在此範例中，該兩個單頻信號測量在供電之後僅執行一次，且該溫度感應裝置在與該微處理器13共同運作時被假設能夠準確地監視該溫度。因此一適應性中頻可利用一準確的「溫度差」之數值來估計。
本發明之範例亦可以提供一種適應性接收器，其用於接收一射頻(RF)信號，並將該RF頻率為FRF 之RF信號轉換至一適應性中頻。該適應性接收器可以包含(1)一個二維查詢表(LUT)，其包含該頻率補償值Δf 在一想要的溫度與製程邊界之範圍內，(2)一微控制器，其被組態成基於該已知溫度及製程邊界，可用以估計該BPF之中心頻率：FC =FIF +Δf ，及(3)一本地振盪器，以產生一弦波信號，其頻率為FLO =FRF -FIF,.AD 。該本地振盪器進一步包含一預先幅度調整器，其組態成可操作於具有一第一預先幅度調整器因子N之一第一模式及具有一第二預先幅度調整器因子(N+1)之一第二模式，其中N為一正整數；並包含一sigma-delta調變器，其組態成在一基準時脈之每一M循環產生一次進位信號，以將該預先幅度調整器由該第一模式切換到該第二模式。本發明之範例另可以提供一種適應性接收器，其用於接收一射頻(RF)信號，並將該RF頻率為FRF 之RF信號轉換至一適應性中頻。該適應性接收器可以包含(1)一個二維查詢表(LUT)，其包含該頻率補償值Δf 在一想要的溫度與製程邊界之範圍內，(2)一微控制器，其組態成基於該已知溫度及製程邊界而可用以估計該BPF之中心頻率：FC =FIF +Δf ，及(3)一本地振盪器，以產生一弦波信號，其頻率FLO 等於FRF -FIF,.AD 。該本地振盪器更包含一晶體振盪器，其組態成產生頻率為F0 之一基準時脈，其中F0 為FD 的函數；一預先幅度調整器，其組態成可操作於具有一第一預先幅度調整器因子N之一第一模式及具有一第二預先幅度調整器因子(N+1)之一第二模式，其中N為一正整數；及一sigma-delta調變器，其組態成產生一進位信號，以將該預先幅度調整器由該第一模式切換到該第二模式。
於下文的說明中將部份提出本發明的其他特點與優點，而且從該說明中將瞭解本發明其中一部份，或者藉由實施本發明亦可習得。藉由隨附之申請專利範圍中特別列出的元件及其組合將可瞭解且達成本發明的特點與優點。
並應當瞭解，上文的概要說明以及下文的詳細說明都僅供作例示與解釋，其並不能本文所主張之發明形成限制。
本說明書中所併入且構成本說明書其中一部份的附圖所圖解的係本發明的其中一範例，其連同本說明可用來解釋本發明的原理。
為達解釋目的，本詳細說明中提出各種特定的細節以便更徹底地瞭解本發明的範例。不過，熟習此項技藝者將會發現，沒有該等特定細節亦可實施本發明的範例。再者，熟習此項技藝者便可輕易地明白本文中敘述與實施方法的特定順序僅供解釋之用，本發明亦涵蓋各種變化順序，而且仍然落在本發明範例的精神與範疇之中。
圖3為與本發明的一範例一致之轉換射頻(RF)信號成為中頻(IF)信號之方法的示意圖。請參照圖3，頻率為FRF 之一所接收的RF信號可由根據本發明所建構的一適應性接收器所接收。該所接收的RF信號可經由該適應性接收器而轉換成一公稱(中心)中率為FIF 的IF信號。在根據本發明一範例中，FRF 的範圍是大約2.4十億赫茲(gigahertz，GHz)到2.48GHz，且FIF 的範圍是大約1百萬赫茲(megahertz，MHz)到1.5MHz。在另一範例中，該所接收的RF信號可根據IEEE 802.11a標準而調變，使得FRF 的範圍可由大約5.15GHz到5.35GHz，或是由大約5.725GHz到5.825GHz。
為了處理溫度改變及/或製程邊界變化的問題，可由該適應性接收器產生一頻率補償「Δf 」來補償由於環境溫度改變或製程變化造成之FIF 的頻率偏移。因此，可確定一適應性頻率FIF,AD ，其中FIF,AD =FIF +Δf 。一本地振盪器(Local oscillator，LO)可組態成產生一頻率為FLO =FRF -FIF,AD =FRF -(FIF +Δf )之LO信號。該頻率補償與該LO信號將在以下進一步討論。
圖4A為與本發明的一範例一致之一適應性接收器10之方塊圖。適應性接收器10可組態成執行信號放大、降頻、濾波、頻道選擇、類比至數位轉換及其他類似的功能。請參照圖4A，適應性接收器10可包括一RF區段11、一基頻(Baseband，BB)區段12、一微控制器13及一溫度感應裝置14。一所接收的RF信號可由一低雜訊放大器(Low noise amplifier，LNA)110所放大。而由該LNA 110所輸出之RF信號可在一同相位(In-phase，I)路徑及一正交相位(Quadrature-phase，Q)路徑中進行處理。特別是在I路徑中，一第一頻率轉換器，例如在RF區段11中的一第一混頻器階段之I混頻器111，其可基於操作頻率為FLO =FRF -(FIF +Δf )之一分數LO產生器113所產生的一第一LO信號(即一I_LO信號)，而將LNA 110所輸出的該RF信號降頻至一適應性頻率(FIF +Δf )。接著，一第一頻道選擇濾波器，例如一同相位頻道帶通濾波器I-BPF 114，其具有等於(FIF +Δf )的一中心頻率FC ，可濾除鏡射信號或干擾信號。I-BPF 114具有兩個輸入，第一輸入為I混頻器111之輸出，而第二輸入為Q混頻器112之輸出。I-BPF 114之輸出信號在被傳送到位在BB區段12中的一降頻至基頻之轉換器123之前，可先在一第一可變增益放大器(Variable gain amplifier，VGA)中進行處理，然後在一第一類比到數位轉換器(Analog-to-digital converter，ADC)，I-ADC 121中進行處理。該第一VGA 116其作用為藉由控制其增益以維持一想要的輸出信號位準。類似地，在Q路徑中，一第二頻率轉換器，例如在該RF區段11中的該第一混頻器階段之一Q混頻器112，其可基於操作頻率為FLO =FRF -(FIF +Δf )之該分數LO產生器113所產生的一第二LO信號(即一Q_LO信號)，而將LNA 110所輸出的該RF信號降頻至該適應性頻率(FIF +Δf )。I_LO及Q_LO信號在彼此相互正交之相位中以相同頻率傳送。接著，一正交頻道選擇濾波器，例如Q-BPF 115，其具有中心頻率FC =(FIF +Δf )，可以濾除鏡射信號或干擾信號。Q-BPF 115亦具有兩個輸入，其第一輸入為I混頻器111之輸出，而其第二輸入為Q混頻器112之輸出。Q-BPF 115之輸出信號在被傳送到位在該BB區段12中的該降頻至基頻之轉換器123之前可先在一第二VGA 117中進行處理，然後在一第二ADC，Q-ADC 122中進行處理。當考慮成複數等效信號xI +ixQ 時(其中i =)，該等兩個輸入(xI 及xQ )到該降頻至基頻之轉換器123為具有中心頻率為FC =(FIF +Δf )的一信號。該降頻至基頻之轉換器123，其同等於一對具有相同中心頻率為FC =(FIF +Δf )之第二階段I/Q混頻器，而將該複數等效信號降頻成一對I/Q基頻信號xI,BB 及xQ,BB 。然後，一解調變器124可以處理來自該降頻至基頻之轉換器123之輸出信號以擷取該經過調變的資料。
分數LO產生器113可組態成基於一基準時脈頻率F0 、關於該頻率偏移FD 之一第一數值ND 、以及關於該進位信號之週期的一第二數值NCH ，而產生頻率為FLO =FRF -(FIF +Δf)之I_LO及Q_LO信號。在一範例中，該第一數值ND 及該第二數值NCH 可與一預先幅度調整器或頻率除法器之一平均除法比率有關，其將參照圖5A來討論。在另一範例中，該第一數值ND 可與一基準時脈的一修正比例有關，而該第二數值NCH 可與該預先幅度調整器的一除法比例有關，其將參照圖5B來討論。再者，該振盪器頻率FLO =FRF -(FIF +Δf )及該中心頻率FC =(FIF +Δf )可為該基準時脈的頻率F0 之非整數倍數，並且可包括一分數部份。
在一範例中，第一BPF 114及第二BPF 115可被設計為具有位於一相對低的IF頻段中的一中心頻率，其範圍例如大約在1MHz到1.5MHz。該中心頻率可隨著該環境溫度改變而改變。下表一列出不同溫度下IF中心頻率變化之範例，即攝氏95(℃)，25℃及-45℃，及對於由TTT到FFF之所有製程邊界。因此，其為一個二維表格。表1所示的FIF +Δf 數值為模擬結果。該公稱中頻係在1.248MHz。事實上，可能不知道一特定接收器之製程邊界。一溫度感應裝置14亦可能在溫度測量中無法提供不錯的絕對準確性。而是，當一典型的溫度感應裝置14與微處理器13共同運作時，在測量溫度差ΔT 時能夠提供不錯的準確性。因此，下表1用於解釋我們的觀念，其中假設能夠準確地同時知道溫度及製程邊界。事實上，使用一校準程序來準確地估計該BPF之中心頻率。此程序將在稍後詳述。
在表1中，該製程邊界可參照及製造出該適應性接收器10之半導體製程。字元「T」、「F」及「S」可分別代表典型、快速及慢速。例如，TTT可代表薄氧化物裝置的典型分割、厚氧化物裝置之典型分割及複合物電阻之典型分割。再者，如表1之粗體字元所示，一典型中心頻率偏移可為1.248MHz(TTT邊界於25℃)，該最大中心頻率偏移可為1.485MHz(FFF角落在-45℃)，且該最小中心頻率偏移可為0.902MHz(SSS邊界於95℃)。再者，給定一相同製程邊界，該最大頻率誤差可落在大約250千赫(kilohertz，KHz)。例如，該最大頻率誤差會發生在SST邊界處，其數值為245KHz(=1.164MHz-0.919MHz)。
該製程邊界資訊可從，例如適應性接收器10之製造商而取得。再者，該溫度資訊可由溫度感應裝置14所獲得，其可組態成在適應性接收器10被開啟的一供電階段期間偵測該環境溫度。給定該製程邊界及該環境溫度之資訊，如先前之討論並參照圖3，FIF +Δf 數值可被估計而得。在本範例中，為了簡化起見，在表1中僅例示三個溫度做為參考。在根據本發明之一範例中，表1可被擴充為在-45℃及95℃之間相同溫度範圍中，或在例如大約5℃及95℃之間一想要的溫度範圍內涵蓋更多的溫度項目。這種擴充的表格可建立於一二維查詢表(LUT)131。LUT 131可以允許在一預定溫度範圍中的內插及外插。因此，微控制器13可組態成自溫度感應裝置14接收溫度資訊，並藉由index查詢第一LUT 131而計算一經由調整後的IF。
將我們的討論集中在該帶通濾波器之中心頻率FC 如何如溫度及製程邊界之函數來改變。其創新在於使用此「可變化」的中心頻率做為一適應性接收器之中頻FIF,AD 。以上的討論假設同時知道該適應性接收器之溫度及製程邊界。通常一溫度感應裝置14無法提供一準確的絕對溫度，但可準確地測量得該溫度差。基本上，無法得知一特定晶片的製程邊界。在該例中，可使用一校準程序來估計該FIF +Δf 數值。
在描述一完整校準程序之前，先提出用於估計FIF +Δf 的一測量程序。即使不知道該操作溫度及該製程邊界，亦可使用該測量程序。圖4B所示為用於估計與本發明之上述範例一致的該帶通濾波器之中心頻率的一兩個單頻信號測量方法之方塊圖。該兩個單頻信號測量可在適應性接收器10之一供電階段期間來執行。請參照圖4B，一調變器20可被組態成在時間T1 處先產生頻率為FX1 的一第一測試單頻信號，然後在時間T2 處產生頻率為FX2 的一第二測試單頻信號。該第一測試單頻信號之同相位成分，其在圖4B中標示為「I信號」，可經由一I路徑透過一第一數位至類比轉換器(DAC)221及一第一緩衝器231而同時傳送到I-BPF 114及Q-BPF 115，並且該第一單頻信號之正交成分，其在圖4B中標示為「Q信號」，在T1 時可經由一Q路徑透過一第二DAC 222及一第二緩衝器232而同時傳送到I-BPF 114及Q-BPF 115。該第一信號電壓位準VFX1 ，其代表在解調變器124處所接收的該第一測試單頻信號之強度，能夠被偵測到並且隨後儲存在一暫存器(未示出)中。
接下來，該第二測試單頻信號之同相位成分，其在圖4B中標示為「I信號」，可經由該I路徑透過第一DAC 221及第一緩衝器231而同時傳送到I-BPF 114及Q-BPF 115，並且該第二測試單頻信號之正交成分，其在圖4B中標示為「Q信號」，在第二時間點T2 時可經由該Q路徑透過該第二DAC 222及該第二緩衝器232而同時傳送到I-BPF 114及Q-BPF 115。該第二信號電壓位準VFX2 ，其代表在解調變器124處所接收的該第二測試單頻信號之強度，能夠被偵測到並且隨後儲存在一暫存器(未示出)中。其係假設在以上的兩個單頻信號測試期間，溫度變化可被忽略。
該第一電壓位準VFX1 及該第二電壓位準VFX2 可彼此比較，而得到一差異值ΔVFX2-FX1 (=VFX2 -VFX1 )，其可包含由於周遭溫度改變及製程邊界變化所造成於該公稱中頻發生的中心頻率補償Δf 的資訊。下表2列出不同ΔVFX2-FX1 數值所對應之Δf 數值的範例。
請參照表2，Δf 的數值可隨著ΔVFX2-FX1 增加而增加。在根據本發明的一範例中，表2可被擴充而在-20dB及15dB之間的相同比較範圍中或在其它想要的比較範圍中能夠涵蓋更多的比較數值。同時參照圖4A，這種擴充的表格可建立在一查詢表(LUT)131中。LUT 131可以允許在一預定比較範圍中的內插及外插。利用該測量的ΔVFX2-FX1 ，微控制器13可組態成藉由從LUT(131)中尋找該Δf 值，並將其加入到該公稱IF頻率FIF 以產生相對應的FC (=FIF +Δf )，或等同的FIF,AD 值。再者，基於該FIF +Δf 值，分數LO產生器113可以產生振盪頻率為FLO =FRF -(FIF +Δf )的該等LO信號，並且BPF 114、115及BB區段12中的123可操作於一適應性中頻FIF,AD =FIF +Δf 。
如上所述，該製程邊界可能無法預知，並且該溫度的測量可能無法達到絕對精確。然而，該溫度差可被準確地測量而得。雖然在使用該適應性接收器之當前可僅重複該兩個單頻信號測量，但若存在有溫度改變之狀況下則不便於進行上述測量。在上述之狀況下，則可使用以下的簡化校準程序來準確地估計該FIF,AD ，並能藉此估計FLO 。其假設在以下步驟1到3期間的溫度維持不變。
基於兩個單頻信號測量之一簡化的校準程序為：
步驟1： 在供電之後，使用如圖4A所例示的溫度感應裝置14來偵測該周遭溫度，並記錄成Ton ；
步驟2： 使用該迴圈循環模式，如以上使用圖4B所述，而調變器20輸出兩個測試單頻信號，其中Fx1 =fIF -0.8MHz及Fx2 =fIF +0.8MHz，然後記錄該差異為ΔVFX2-FX1 ，其中fIF =1.248MHz(該公稱IF頻率)，且0.8MHz為該帶通濾波器之3-dB頻寬；
步驟3： 藉由LUT 131而決定該Δf 數值；
步驟4： 當在不同溫度(例如，由該溫度感應裝置14測量而得之Top )下操作時，計算FLO =FRF -(FIF +Δf +Fslope Fslope ×ΔT )其係基於溫度差ΔT =Ton -Top ，其中Fslope 為相關於溫度差ΔT 之FIF +Δf 斜率係數。
校準程序結束。
圖6為帶通濾波器中心頻率FC (in MHz)相對於溫度(攝氏)之變化的測量結果之範例。可觀察到Fslope 大約為-15KHz/℃。
當參照圖4A時，可再次將表2擴充，並將其連同於預先儲存在一查詢表(LUT)131中的Fslope 數值。LUT 131可以允許在一預定比較範圍中的內插及外插。在供電兩個單頻信號測量之後，微控制器13可組態成藉由從LUT(131)中尋找該Δf 值，並將其加入到該公稱IF頻率FIF, ，而在Ton 產生相對應的FC (=FIF +Δf )，或等同的FIF,AD 值。該供電溫度Ton 亦儲存在一暫存器中。當在一不同溫度Top 下操作時，該微處理器找出ΔT ，且基於Fslope 及FIF +Δf 數值，該分數LO產生器113可以產生頻率為FLO =FRF -(FIF +Δf +Fslope ×ΔT )之該等LO信號，而BPF 114、115及在BB區段12中123可操作於一適應性中頻FIF,AD =FIF +Δf +Fslope ×ΔT 。
圖5A為與本發明的一範例一致之一本地振盪器50之方塊圖。請參照圖5A，該本地振盪器50，其可做為參照圖4A所述及例示的該LO產生器17，可包括一鎖相迴路(Phase locked loop，PLL)51及一sigma-delta調變器52。PLL 51另可包括一相位頻率偵測器(Phase-frequency detector，PFD)511、一電荷泵512、一迴路濾波器513、一電壓控制振盪器(Voltage-controlled oscillator，VCO)514、一正交本地振盪器信號產生器515及一預先幅度調整器516。PFD 511可接收一具有基準頻率F0 之一時脈信號及一來自該預先幅度調整器516之反饋信號做為輸入，比較兩個輸入信號之頻率，並產生一輸出電壓做為一誤差信號，其與該等輸入頻率之差異成正比。該誤差信號可經由該電荷泵512及該迴路濾波器513傳送到VCO 514，並可用於驅動VCO 514，其可依次產生一輸出頻率。在一範例中，該輸出頻率大約是4.8GHz，如此正交本地振盪器信號產生器515可以產生頻率大約為2.4GHz的I_LO及Q_LO信號。
來自正交本地振盪器信號產生器515之一輸出信號可經由該預先幅度調整器516而餽送回到PFD 511之一輸入端，以產生一負向反饋迴路。如果未發生誤差，該輸出信號之頻率大約是2.4GHz。如果該輸出頻率有偏移，則該誤差信號會增加，以在相反方向上驅動該頻率藉以降低該誤差。因此該輸出被鎖定在另一輸入端的頻率，即該基準時脈。
預先幅度調整器516可在至少兩種模式下操作，其中每一模式已經給定一不同的預先幅度調整器因子。在本範例中，預先幅度調整器516可組態成將來自正交本地振盪器信號產生器515的輸出信號之頻率除以一第一預先幅度調整器因子「N」，直到被提供一進位信號，其中N為一正整數。可在該基準時脈的每M個循環產生一次該進位信號，且當提供給預先幅度調整器516時，即可將該除法模數由該第一預先幅度調整器因子N切換到一第二預先幅度調整器因子N+1。
Sigma-delta調變器52另可包括一累加器520及一延遲元件，其標示為Z-1 。累加器520可組態成產生一進位信號以改變該預先幅度調整器516之模式。一加總裝置514(例如加法器)，可用於計算一第一數值ND 及一第二數值NCH 之總和。該進位信號之產生可藉由儲存ND 及NCH 的加總值以及進行一模數函數以更新該加總值而完成。當該加總值到達M時，即可產生一進位信號。在本範例中，ND 及NCH 可相關於一平均除法比率Nf ，其可表示成以下式子。
其中k為該進位信號之位元寬度，而M在定義上等於ND +NCH 。本地振盪器50之振盪頻率FLO 可以等於基準頻率F0 與除法比率Nf 之乘積，因此可寫成以下式子。
基於上式2，FLO 中的項次(FRF -FIF )及Δf 可在以下式子中定義。
如果FRF =2403.2MHz，F0 =16M及k=12，我們可得出
也就是說，N=150及M(=0.2×4096=819.2)被四捨五入成819，其為最接近的整數。
圖5B為與本發明的另一範例一致之一本地振盪器60之方塊圖。請參照圖5B，本地振盪器60，其可做為圖4A中所例示的LO產生器17，可類似於參照圖5A所述及例示之本地振盪器50，除了例如可使用ND 來修正產生頻率為F0 之該基準時脈的一晶體振盪器61。特別是，ND 可相關於基準頻率F0 之一修正比率，其中b為提供給晶體振盪器61之ND 的位元寬度。再者，NCH 可相關於該預先幅度調整器516之一除法比例。本地振盪器60之振盪頻率FLO 可以等於該基準頻率F0 、該修正比例及該除法比率之乘積，其可寫成下式。
基於上式，FLO 中的項次(FRF -FIF )及FD 可在下式中定義。
熟習此項技藝者應即瞭解可對上述各範例進行變化，而不致悖離其廣義之發明性概念。因此，應瞭解本發明並不限於本揭之特定範例，而係為涵蓋歸屬如後載申請專利範圍所定義之本發明精神及範圍內的修飾。
另外，在說明本發明之代表性範例時，本說明書可將本發明之方法及/或製程表示為一特定之步驟次序；不過，由於該方法或製程的範圍並不繫於本文所提出之特定的步驟次序，故該方法或製程不應受限於所述之特定步驟次序。身為熟習本技藝者當會了解其它步驟次序也是可行的。所以，不應將本說明書所提出的特定步驟次序視為對申請專利範圍的限制。此外，亦不應將有關本發明之方法及/或製程的申請專利範圍僅限制在以書面所載之步驟次序之實施，熟習此項技藝者易於瞭解，該等次序亦可加以改變，並且仍涵蓋於本發明之精神與範疇之內。
10．．．適應性接收器
11．．．射頻區段
12．．．基頻區段
13．．．微控制器
14．．．溫度感應裝置
17．．．本地振盪器產生器
20．．．調變器
50．．．本地振盪器
51．．．鎖相迴路
52．．．Sigma-delta調變器
53．．．加法器
60．．．本地振盪器
61．．．晶體振盪器
110．．．低雜訊放大器
111．．．I混頻器
112．．．Q混頻器
113．．．分數本地振盪器信號產生器
114．．．I-帶通濾波器(I-BPF)
115．．．Q-帶通濾波器(Q-BPF)
116．．．第一可變增益放大器
117．．．第二可變增益放大器
121．．．第一類比至數位轉換器(I-ADC)
122．．．第二類比至數位轉換器(Q-ADC)
123．．．降頻至基頻之轉換器(down-conversion to baseband)
124．．．解調變器
131．．．二維查詢表
221．．．第一數位至類比轉換器
222．．．第二數位至類比轉換器
231．．．第一緩衝器
232．．．第二緩衝器
511．．．相位頻率偵測器
512．．．電荷泵
513．．．迴路濾波器
514．．．電壓控制振盪器
515．．．正交本地振盪器信號產生器
516．．．預先幅度調整器
520．．．累加器
當併同各隨附圖式而閱覽時，即可更佳瞭解本發明之前揭摘要以及上文詳細說明。為達本發明之說明目的，各圖式裡圖繪有現屬較佳之各範例。然應瞭解本發明並不限於所繪之精確排置方式及設備裝置。
在各圖式中：
圖1為先前技術中一所接收到之射頻(RF)信號、一本地振盪器信號及一經由轉換後的中頻(IF)信號之頻率的示意圖；
圖2A為不具有任何中心頻率偏移之一帶通濾波器之示例性頻率響應的示意圖；
圖2B為具有一中心頻率偏移之一帶通濾波器之示例性頻率響應的示意圖；
圖3為與本發明的一範例一致之轉換RF信號成為IF信號之方法的示意圖；
圖4A為與本發明的一範例一致之一適應性接收器之方塊圖；
圖4B為校準與本發明的一範例一致之帶通濾波器之方法的方塊圖；
圖5A為與本發明的一範例一致之一本地振盪器之方塊圖；
圖5B為與本發明之另一範例一致之一本地振盪器之方塊圖；及
圖6為帶通濾波器中心頻率FC (in MHz)相對於溫度(攝氏)之變化的測量結果之範例。
10．．．適應性接收器
11．．．射頻區段
12．．．基頻區段
13．．．微控制器
14．．．溫度感應裝置
110．．．低雜訊放大器
111．．．I混頻器
112．．．Q混頻器
113．．．分數本地振盪器信號產生器
114．．．I-帶通濾波器(I-BPF)
115．．．Q-帶通濾波器(Q-BPF)
116．．．第一可變增益放大器
117．．．第二可變增益放大器
121．．．第一類比至數位轉換器(I-ADC)
122．．．第二類比至數位轉換器(Q-ADC)
123．．．降頻至基頻之轉換器(down-conversion to baseband)
124．．．解調變器
131．．．二維查詢表

Claims (7)

  1. 一種適應性接收器，用於接收一射頻(RF)信號，並將頻率為FRF 之RF信號轉換至一頻率為FIF,AD 之一中頻(IF)信號，該適應性接收器包含：一對帶通濾波器，每一帶通濾波器具有一中心頻率FIF ；一二維查詢表，其配置以針對環境溫度及製程邊界變化提供該等帶通濾波器之中心頻率的頻率補償(△f )值；一溫度感應裝置，以提供溫度資訊；一微控制器，其配置以根據來自該查詢表之頻率補償(△f )值、來自該溫度感應裝置之溫度資訊、及預先儲存在該製程邊界的資訊，估計一等於該帶通濾波器之中心頻率FIF 加上該頻率補償△f 之適應性中頻FIF,AD ；以及一本地振盪器，以產生弦波信號，弦波信號之頻率FLO 等於FRF 減去FIF,AD 。
  2. 如申請專利範圍第1項之適應性接收器，更包含兩個混頻器，其每一者包含：一第一輸入，以接收該接收到的RF信號；及一第二輸入，以接收頻率為FLO =FRF -FIF,AD =FRF -(FIF +△f )之第一與一第二本地振盪器(LO)信號的其中之一，其中該第一LO信號與該第二LO信號在相位上彼此正交。
  3. 如申請專利範圍第2項之適應性接收器，更包含一低雜訊放大器，以放大該接收到的RF信號。
  4. 一種適應性接收器，用於接收一射頻(RF)信號，並將頻率為FRF 之RF信號轉換至頻率為FIF,AD 之一中頻(IF)信號，該適應性接收器包含：一對帶通濾波器，每一帶通濾波器具有一頻率為FIF 之中心頻率；一一維查詢表，其配置以提供一中頻補償△f 以做為兩個單頻信號的電壓差△VFX2-FX1 的函數；其中該電壓差△VFX2-FX1 (=VFX2 -VFX1 )係基於對於兩個頻 率之測量的電壓VFX2 與VFX1 而決定；一微控制器，其配置以使用該△VFX2-FX1 值，並由該一維查詢表而決定該頻率補償△f ，以及計算一適應性中頻FIF,AD ，該適應性中頻FIF,AD 等於該中頻FIF 與△f 的總和；及一本地振盪器，以產生弦波信號，該等弦波信號之頻率FLO 等於FRF 減去FIF,AD 。
  5. 如申請專利範圍第4項之適應性接收器，進一步包含兩個混頻器，其每一者包含：一第一輸入，以接收經由一低雜訊放大器放大後之接收到的RF信號；及一第二輸入，以接收具有相同頻率(FLO =FRF -FIF,AD =FRF -(FIF +△f) )並具有一90度相位差的一第一與一第二本地振盪器(LO)信號的其中之一。
  6. 一種適應性接收器，用於接收一射頻(RF)信號，並將頻率為FRF 之RF信號轉換至頻率為FIF,AD 之中頻(IF)信號，該適應性接收器包含：一帶通濾波器，其具有一頻率為FIF 之中心頻率；一一維查詢表，其配置以提供一中頻補償△f 以做為兩個單頻信號的電壓差△VFX2-FX1 的函數；其中該電壓差△VFX2-FX1 (=VFX2 -VFX1 )係基於該適應性接收器在溫度Ton 下被供電之後所測量得兩個頻率電壓VFX2 與VFX1 所決定；一溫度感應裝置，以偵測一操作溫度Top 與該溫度Ton 之間的溫度差△T (=Ton -Top )；一微控制器，其配置以使用該△VFX2-FX1 值，並由該一維查詢表而決定該頻率補償△f ，以及計算一適應性中頻FIF,AD ，其等於該中頻FIF +△f 及Fslope ×△T 的總和，其中Fslope 為與溫度差△T 關聯之FIF +△f 斜率係數；及一本地振盪器，以產生弦波信號，弦波信號之頻率FLO 等於FRF 減去FIF,AD 。
  7. 如申請專利範圍第6項之適應性接收器，進一步包含兩個混頻器，其每一者包含：一第一輸入，以接收經由一低雜訊放大器放大後之接收到的RF信號；及一第二輸入，以接收具有相同頻率(FLO =FRF -FIF,AD =FRF -(FIF +Δf +Fslope ×ΔT ))並具有一90度相位差的一第一與一第二本地振盪器(LO)信號的其中之一。
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