JPH06224951A - 直接変換受信機 - Google Patents
直接変換受信機Info
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- JPH06224951A JPH06224951A JP5293309A JP29330993A JPH06224951A JP H06224951 A JPH06224951 A JP H06224951A JP 5293309 A JP5293309 A JP 5293309A JP 29330993 A JP29330993 A JP 29330993A JP H06224951 A JPH06224951 A JP H06224951A
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- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
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- H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
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- H03J7/02—Automatic frequency control
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/02—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal
- H03D3/04—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by detecting phase difference between two signals obtained from input signal by counting or integrating cycles of oscillations
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/16—Multiple-frequency-changing
- H03D7/165—Multiple-frequency-changing at least two frequency changers being located in different paths, e.g. in two paths with carriers in quadrature
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ループフィルタをなくし、簡単な構成とした
ａ．ｆ．ｃ．手段を具えている直接変換受信機を提供す
る。 【構成】 正しい極性のａ．ｆ．ｃ．信号を得るため
に、従来の直接変換受信機、例えばページング受信機で
は、復調データに周波数弁別器で得た誤り電圧を逓倍さ
せることによりａ．ｆ．ｃ．信号を得ている。これには
精巧な回路を必要とすること以外に、復調データに周波
数弁別器の出力信号を乗じる前にデータフィルタによる
遅延を補償しなければならない。本発明による直接変換
受信機（１）は局部発振器（１４）用の制御信号（ｃ
ｔ）を供給するディジタル−アナログ変換器（３１）を
具えている。制御信号（ｃｔ）は有効データ走査に基づ
いて決定され、信号品質決定手段（３２）が有効データ
（ｖｄｔａ）を決定し、コントローラ（２０）がディジ
タル−アナログ変換器（３１）の出力範囲（ＤＡＲ）を
段階的に切り換えるようにする。制御信号（ｃｔ）は有
効データ範囲（ＶＲ）内に調整され、走査は規則的に繰
り返えされる。
ａ．ｆ．ｃ．手段を具えている直接変換受信機を提供す
る。 【構成】 正しい極性のａ．ｆ．ｃ．信号を得るため
に、従来の直接変換受信機、例えばページング受信機で
は、復調データに周波数弁別器で得た誤り電圧を逓倍さ
せることによりａ．ｆ．ｃ．信号を得ている。これには
精巧な回路を必要とすること以外に、復調データに周波
数弁別器の出力信号を乗じる前にデータフィルタによる
遅延を補償しなければならない。本発明による直接変換
受信機（１）は局部発振器（１４）用の制御信号（ｃ
ｔ）を供給するディジタル−アナログ変換器（３１）を
具えている。制御信号（ｃｔ）は有効データ走査に基づ
いて決定され、信号品質決定手段（３２）が有効データ
（ｖｄｔａ）を決定し、コントローラ（２０）がディジ
タル−アナログ変換器（３１）の出力範囲（ＤＡＲ）を
段階的に切り換えるようにする。制御信号（ｃｔ）は有
効データ範囲（ＶＲ）内に調整され、走査は規則的に繰
り返えされる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ｒｆ入力信号を直角位
相関係にある信号にミックスダウンさせる一対の直角位
相関係にあるミクサに結合させた局部周波発生器と、前
記直角位相関係にある信号を復調データに復調する復調
器と、直角位相パスに結合され、前記局部周波発生器用
の制御信号を発生するａ．ｆ．ｃ．手段とを具えている
直接変換受信機に関するものである。斯種の直接変換機
はディジタルページング受信機又はＦＳＫ（周波数シフ
トキーイング）変調法を用いるトランシーバとすること
ができるが、コードレス電話等のトランシーバとするこ
ともできる。
相関係にある信号にミックスダウンさせる一対の直角位
相関係にあるミクサに結合させた局部周波発生器と、前
記直角位相関係にある信号を復調データに復調する復調
器と、直角位相パスに結合され、前記局部周波発生器用
の制御信号を発生するａ．ｆ．ｃ．手段とを具えている
直接変換受信機に関するものである。斯種の直接変換機
はディジタルページング受信機又はＦＳＫ（周波数シフ
トキーイング）変調法を用いるトランシーバとすること
ができるが、コードレス電話等のトランシーバとするこ
ともできる。
【０００２】
【従来の技術】斯種の直接変換受信機は英国特許出願Ｇ
Ｂ 2 180 419から既知である。この既知の直接変換機で
は、固有の正しい極性を有する局部発振器用のａ．ｆ．
ｃ．（自動周波制御）信号を所謂Ｉ及びＱチャネル受信
パスから取出している。このために、ベースバンドＩチ
ャネル信号をＱチャネル信号と一緒に位相検波器に供給
し、前記Ｉチャネル信号を周波数弁別器にも供給する。
位相検波器及び周波数弁別器の出力信号はマルチプライ
ヤに供給し、制御信号を発生するこのマルチプライヤの
出力はループフィルタとしての低域フィルタを経て局部
発振器に供給する。
Ｂ 2 180 419から既知である。この既知の直接変換機で
は、固有の正しい極性を有する局部発振器用のａ．ｆ．
ｃ．（自動周波制御）信号を所謂Ｉ及びＱチャネル受信
パスから取出している。このために、ベースバンドＩチ
ャネル信号をＱチャネル信号と一緒に位相検波器に供給
し、前記Ｉチャネル信号を周波数弁別器にも供給する。
位相検波器及び周波数弁別器の出力信号はマルチプライ
ヤに供給し、制御信号を発生するこのマルチプライヤの
出力はループフィルタとしての低域フィルタを経て局部
発振器に供給する。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の直接変換受
信機ではループフィルタを含む閉ループａ．ｆ．ｃ．を
用いるのでａ．ｆ．ｃ．手段が複雑である。局部発振器
としてクリスタル（水晶）発振器を有するページング受
信機の如き他の従来の直接変換受信機には、クリスタル
のエージング及び温度ドリフトによる周波数ドリフト問
題があり、こうした問題はデータ転送速度が高くなれば
なるほど克服するのが一層困難である。本発明の目的は
上述したような従来の受信機の欠点を除去し、簡単な構
成とした直接変換受信機を提供することにある。
信機ではループフィルタを含む閉ループａ．ｆ．ｃ．を
用いるのでａ．ｆ．ｃ．手段が複雑である。局部発振器
としてクリスタル（水晶）発振器を有するページング受
信機の如き他の従来の直接変換受信機には、クリスタル
のエージング及び温度ドリフトによる周波数ドリフト問
題があり、こうした問題はデータ転送速度が高くなれば
なるほど克服するのが一層困難である。本発明の目的は
上述したような従来の受信機の欠点を除去し、簡単な構
成とした直接変換受信機を提供することにある。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明による直接変換受
信機は、前記ａ．ｆ．ｃ．手段が制御信号を供給するデ
ィジタル−アナログ変換器と、復調データから有効デー
タ信号を決定する信号品質決定手段と、走査インターバ
ル中有効データ範囲を記憶するための記憶手段と、ディ
ジタル−アナログ変換器の出力信号を有効データ範囲内
の調整値に調整するための手段とを具えていることを特
徴とする。
信機は、前記ａ．ｆ．ｃ．手段が制御信号を供給するデ
ィジタル−アナログ変換器と、復調データから有効デー
タ信号を決定する信号品質決定手段と、走査インターバ
ル中有効データ範囲を記憶するための記憶手段と、ディ
ジタル−アナログ変換器の出力信号を有効データ範囲内
の調整値に調整するための手段とを具えていることを特
徴とする。
【０００５】上記本発明によれば、ループフィルタが省
かれるのでａ．ｆ．ｃ．手段が極めて単純なものとな
る。ａ．ｆ．ｃ．手段は本来オープンループ制御に基づ
くものであり、制御信号は経時的、好ましくは規則的な
基準に基づいて更新される。受信信号の特定な部分に注
目するか、又は走査インターバル中に他の受信信号の特
性を調べ、ディジタル−アナログ変換器の出力値の範囲
をステッピングする（段階的に切り換える）ことにより
有効データの範囲が得られる。本発明は、温度ドリフト
又はエージングの進行が遅いから、斯様な走査はあまり
頻繁に繰り返す必要がないという識見に基づいて成した
ものである。
かれるのでａ．ｆ．ｃ．手段が極めて単純なものとな
る。ａ．ｆ．ｃ．手段は本来オープンループ制御に基づ
くものであり、制御信号は経時的、好ましくは規則的な
基準に基づいて更新される。受信信号の特定な部分に注
目するか、又は走査インターバル中に他の受信信号の特
性を調べ、ディジタル−アナログ変換器の出力値の範囲
をステッピングする（段階的に切り換える）ことにより
有効データの範囲が得られる。本発明は、温度ドリフト
又はエージングの進行が遅いから、斯様な走査はあまり
頻繁に繰り返す必要がないという識見に基づいて成した
ものである。
【０００６】なお、国際特許出願ＷＯ 92 ／08294 には
局部発振器に制御信号を供給するディジタル−アナログ
変換器を有しているスーパーヘテロダイン受信機用の
ａ．ｆ．ｃ. が開示されているが、このａ．ｆ．ｃ. は
本来ディジタル閉ループａ．ｆ．ｃ. であり、即ち、閉
ループの誤り信号は測定オフセット周波数に基づいて計
算される。さらに、別個のＲＳＳＩ（Received Signal
Strength Indication (受信信号強度指示) ）回路が必
要であり、上記国際特許出願に記載されているａ．ｆ．
ｃ. は強い信号の場合に作動するだけである。
局部発振器に制御信号を供給するディジタル−アナログ
変換器を有しているスーパーヘテロダイン受信機用の
ａ．ｆ．ｃ. が開示されているが、このａ．ｆ．ｃ. は
本来ディジタル閉ループａ．ｆ．ｃ. であり、即ち、閉
ループの誤り信号は測定オフセット周波数に基づいて計
算される。さらに、別個のＲＳＳＩ（Received Signal
Strength Indication (受信信号強度指示) ）回路が必
要であり、上記国際特許出願に記載されているａ．ｆ．
ｃ. は強い信号の場合に作動するだけである。
【０００７】本発明による直接変換受信機では、前記調
整値を有効データ範囲内の中点値付近の値とする。この
ようにすれば、発振器ドリフトで有効データから無効デ
ータへの移行が起こり易い有効データ範囲の境界部にお
いてもかなり信頼できる調整値が得られる。
整値を有効データ範囲内の中点値付近の値とする。この
ようにすれば、発振器ドリフトで有効データから無効デ
ータへの移行が起こり易い有効データ範囲の境界部にお
いてもかなり信頼できる調整値が得られる。
【０００８】本発明による直接変換受信機の他の例で
は、第１動作モードにて第１範囲を走査し、且つ第２動
作モードでは以前の調整値を中心として第２の限定され
た範囲を走査する。動作点を一旦予じめ調整しておけ
ば、周波数走査時間が短縮されることになる。
は、第１動作モードにて第１範囲を走査し、且つ第２動
作モードでは以前の調整値を中心として第２の限定され
た範囲を走査する。動作点を一旦予じめ調整しておけ
ば、周波数走査時間が短縮されることになる。
【０００９】さらに本発明の他の好適例では、予期した
データフレームの期間中、有効データ走査を停止させる
ようにする。走査が予期したデータフレームでオーバラ
ップする場合に、こうしたデータフレームが失われなく
なる。実際上、有効データを大まかに検出する場合に、
このようなオーバラップが生ずることになる。従って、
走査はデータフレーム間にて行なうことができる。
データフレームの期間中、有効データ走査を停止させる
ようにする。走査が予期したデータフレームでオーバラ
ップする場合に、こうしたデータフレームが失われなく
なる。実際上、有効データを大まかに検出する場合に、
このようなオーバラップが生ずることになる。従って、
走査はデータフレーム間にて行なうことができる。
【００１０】本発明のさらに他の好適例では、信号品質
決定手段が有効データを決定するために、アナログ−デ
ィジタル変換器又は比較器に結合させた周波数−電圧変
換器を具えるようにする。この例では、信号品質がＢＥ
Ｒ（ビット誤り率）に対する動作しきい値に基づいて決
定される。動作しきい値の信号周波数はノイズ信号その
もの（データは存在しない）の周波数とは相違させるこ
とができる。
決定手段が有効データを決定するために、アナログ−デ
ィジタル変換器又は比較器に結合させた周波数−電圧変
換器を具えるようにする。この例では、信号品質がＢＥ
Ｒ（ビット誤り率）に対する動作しきい値に基づいて決
定される。動作しきい値の信号周波数はノイズ信号その
もの（データは存在しない）の周波数とは相違させるこ
とができる。
【００１１】本発明の他の例では、信号品質決定手段が
有効データ信号決定用のゲートカウンタに結合させたマ
イクロコントローラを具えるようにする。この例では、
カウンタの最小値が有効データ範囲内の中点値に相当す
るように制御信号の値を選定するのが好適である。
有効データ信号決定用のゲートカウンタに結合させたマ
イクロコントローラを具えるようにする。この例では、
カウンタの最小値が有効データ範囲内の中点値に相当す
るように制御信号の値を選定するのが好適である。
【００１２】さらに本発明の他の例では、信号品質決定
手段が、有効ＣＲＣ、独特な誤りシンドロームを伴なう
ＣＲＣ、データフレームのプレアンブル、同期パターン
又はＢＥＲの如き復調データの信号特性に基づいて有効
データ信号を決定する。頭字読ＣＲＣは周期冗長コード
（Cyclic Redundancy Code) を意味し、又、頭字読ＢＥ
Ｒはビット誤り率（Bit Error Rate) を意味する。本例
では信号の特性を評価するのにマイクロコントローラを
用いるのが好適である。信号特性の検出は該当する標準
規格、例えばＰＯＧＳＡＧページング標準規格に従って
行なうことができる。
手段が、有効ＣＲＣ、独特な誤りシンドロームを伴なう
ＣＲＣ、データフレームのプレアンブル、同期パターン
又はＢＥＲの如き復調データの信号特性に基づいて有効
データ信号を決定する。頭字読ＣＲＣは周期冗長コード
（Cyclic Redundancy Code) を意味し、又、頭字読ＢＥ
Ｒはビット誤り率（Bit Error Rate) を意味する。本例
では信号の特性を評価するのにマイクロコントローラを
用いるのが好適である。信号特性の検出は該当する標準
規格、例えばＰＯＧＳＡＧページング標準規格に従って
行なうことができる。
【００１３】本発明のさらに他の例では、局部周波発生
器が熱絶縁したクリスタルを具えるようにする。こうす
れば、連続する走査間の期間が長くなる。これにより、
特に、ハンドヘルド装置の如き、通常バッテリにより附
勢される直接変換通信装置ではバッテリが節約される。
器が熱絶縁したクリスタルを具えるようにする。こうす
れば、連続する走査間の期間が長くなる。これにより、
特に、ハンドヘルド装置の如き、通常バッテリにより附
勢される直接変換通信装置ではバッテリが節約される。
【００１４】さらに本発明の他の例では、直接変換受信
機が上述したような第１ａ．ｆ．ｃ．手段と、特に比較
的強いｒｆ入力信号に好適な第２ａ．ｆ．ｃ．手段と、
入力信号の信号強度を求めるＲＳＳＩ手段とを具え、測
定した信号強度が予定しきい値以上となる場合に、前記
受信機が第１ａ．ｆ．ｃ．手段から第２ａ．ｆ．ｃ．手
段へと切り換わるようにする。このようにして最適な
ａ．ｆ．ｃ．手段が達成される。第１ａ．ｆ．ｃ．手段
は比較的低電力のｒｆ入力信号に対して最適なものとな
るのに対し、第２ａ．ｆ．ｃ．手段は比較的高電力のｒ
ｆ入力信号に最適なものとなり、ａ．ｆ．ｃ．の全体的
な動作特性が最適となる。
機が上述したような第１ａ．ｆ．ｃ．手段と、特に比較
的強いｒｆ入力信号に好適な第２ａ．ｆ．ｃ．手段と、
入力信号の信号強度を求めるＲＳＳＩ手段とを具え、測
定した信号強度が予定しきい値以上となる場合に、前記
受信機が第１ａ．ｆ．ｃ．手段から第２ａ．ｆ．ｃ．手
段へと切り換わるようにする。このようにして最適な
ａ．ｆ．ｃ．手段が達成される。第１ａ．ｆ．ｃ．手段
は比較的低電力のｒｆ入力信号に対して最適なものとな
るのに対し、第２ａ．ｆ．ｃ．手段は比較的高電力のｒ
ｆ入力信号に最適なものとなり、ａ．ｆ．ｃ．の全体的
な動作特性が最適となる。
【００１５】
【実施例】図１は本発明による直接変換受信機１を図示
したものであり、これはページングトランシーバとする
ことができる。この直接変換受信機はｒｆ（無線周波）
入力信号ｒｆを受信するためのアンテナ２を具えてお
り、入力信号ｒｆはＦＳＫ（周波数シフトキーイング）
変調ディジタル信号を搬送するｒｆＦＳＫ信号とするこ
とができる。ｒｆ入力信号ｒｆは、この信号を直角位相
関係にある信号Ｉ及びＱにミックスダウン（低域変換）
するための直角位相パス４及び５、所謂Ｉ及びＱチャネ
ルに結合させる低ノイズｒｆ増幅器３に供給される。直
角位相パス４は増幅されたｒｆ信号を＋４５°移相させ
る移相器６を具えている。移相器６はｒｆ信号を信号Ｉ
にミックスダウンさせるためにミクサ７に結合させ、こ
のミクサ７の出力をフィルタ８にてろ波してから、リミ
ッタ９にて制限する。同様に、直角位相パス５も増幅さ
れたｒｆ信号を−４５°移相させる移相器１０、ミクサ
１１、フィルタ１２及びリミッタ１３を具えており、ｒ
ｆ信号から信号Ｑを得る。フィルタ８及び１２はノイズ
帯域幅を制限してチャネルを選択するために設ける。フ
ィルタ８及び１２をミクサ７及び１１に交流結合するこ
とはより直流オフセット作用が回避される。リミッタ９
及び１３は信号の振幅変動を除去するために設ける。ミ
クサ７及び１１は周波数逓倍回路１６を経て局部周波発
生回路１４、例えば周波数決定素子としてクリスタル
（水晶）１５を有するクリスタル発振器にも結合させ
る。局部周波発生回路１４はもっと精巧な回路、例えば
基準周波数を発生するクリスタル／発振器を有している
周波数合成器とすることもできる。斯種の周波数合成器
はＰＬＬ（位相ロックループ）に基づいて作動すること
ができる。直接変換受信機では、混合周波数、即ち逓倍
回路１６の出力周波数ｆL （発振器周波数とも称する）
を、ゼロの中間周波信号Ｉ及びＱが搬送周波数ｆC に対
して得られるように選定する。それぞれ＋４５°及び−
４５°移相する２つの移相器の代りに、単一の９０°移
相器を用いて一方のミクサ信号用の発振器信号を移相さ
せることもできる。例えば、９００ＭＨｚの搬送波周波
数ｆC （搬送波は受信されるｒｆ入力信号ｒｆに物理的
には存在しない）を中心とし、論理“Ｏ”及び論理
“１”の伝送信号を表わす＋４ｋＨｚと−４ｋＨｚの周
波数偏移を伴うＦＳＫ変調ｒｆ信号に対しては、ｆL ＝
ｆC の場合に、位相が相対的に異なっていても、信号Ｉ
及びＱは４ｋＨｚの信号である。発振器周波数ｆL がｒ
ｆ入力信号、即ち搬送周波数ｆC に対して周波数オフセ
ットしている場合に、ベースバンド信号Ｉ及びＱは等し
い周波数を有し、これらの周波数はデータ“１”とデー
タ“０”の期間中異なる値を有する。
したものであり、これはページングトランシーバとする
ことができる。この直接変換受信機はｒｆ（無線周波）
入力信号ｒｆを受信するためのアンテナ２を具えてお
り、入力信号ｒｆはＦＳＫ（周波数シフトキーイング）
変調ディジタル信号を搬送するｒｆＦＳＫ信号とするこ
とができる。ｒｆ入力信号ｒｆは、この信号を直角位相
関係にある信号Ｉ及びＱにミックスダウン（低域変換）
するための直角位相パス４及び５、所謂Ｉ及びＱチャネ
ルに結合させる低ノイズｒｆ増幅器３に供給される。直
角位相パス４は増幅されたｒｆ信号を＋４５°移相させ
る移相器６を具えている。移相器６はｒｆ信号を信号Ｉ
にミックスダウンさせるためにミクサ７に結合させ、こ
のミクサ７の出力をフィルタ８にてろ波してから、リミ
ッタ９にて制限する。同様に、直角位相パス５も増幅さ
れたｒｆ信号を−４５°移相させる移相器１０、ミクサ
１１、フィルタ１２及びリミッタ１３を具えており、ｒ
ｆ信号から信号Ｑを得る。フィルタ８及び１２はノイズ
帯域幅を制限してチャネルを選択するために設ける。フ
ィルタ８及び１２をミクサ７及び１１に交流結合するこ
とはより直流オフセット作用が回避される。リミッタ９
及び１３は信号の振幅変動を除去するために設ける。ミ
クサ７及び１１は周波数逓倍回路１６を経て局部周波発
生回路１４、例えば周波数決定素子としてクリスタル
（水晶）１５を有するクリスタル発振器にも結合させ
る。局部周波発生回路１４はもっと精巧な回路、例えば
基準周波数を発生するクリスタル／発振器を有している
周波数合成器とすることもできる。斯種の周波数合成器
はＰＬＬ（位相ロックループ）に基づいて作動すること
ができる。直接変換受信機では、混合周波数、即ち逓倍
回路１６の出力周波数ｆL （発振器周波数とも称する）
を、ゼロの中間周波信号Ｉ及びＱが搬送周波数ｆC に対
して得られるように選定する。それぞれ＋４５°及び−
４５°移相する２つの移相器の代りに、単一の９０°移
相器を用いて一方のミクサ信号用の発振器信号を移相さ
せることもできる。例えば、９００ＭＨｚの搬送波周波
数ｆC （搬送波は受信されるｒｆ入力信号ｒｆに物理的
には存在しない）を中心とし、論理“Ｏ”及び論理
“１”の伝送信号を表わす＋４ｋＨｚと−４ｋＨｚの周
波数偏移を伴うＦＳＫ変調ｒｆ信号に対しては、ｆL ＝
ｆC の場合に、位相が相対的に異なっていても、信号Ｉ
及びＱは４ｋＨｚの信号である。発振器周波数ｆL がｒ
ｆ入力信号、即ち搬送周波数ｆC に対して周波数オフセ
ットしている場合に、ベースバンド信号Ｉ及びＱは等し
い周波数を有し、これらの周波数はデータ“１”とデー
タ“０”の期間中異なる値を有する。
【００１６】復調データを得るために、直接変換受信機
１は直角位相関係にある信号ＩとＱが供給される復調器
１８を具えている。この復調器１８はＦＳＫデータを復
調するための進−遅相検出器とすることができる。復調
器１８はデータフィルタ１９を介してＲＡＭメモリ２１
及びＲＯＭメモリ２２と、Ｉ／Ｏインタフェース２３を
有するマイクロコントローラ２０に結合させる。このよ
うなマイクロコントローラは当業者に周知である。復調
器１８は復調データｄｔａを供給し、データフィルタ１
９はろ波した復調データｆｄｔａを供給する。ページン
グトランシーバの場合には、マイクロコントローラ２０
から増幅器２４及び音声再生装置２５を経る音声信号、
表示ユニット２６を経る情報メッセージ、ポケットベル
２７を経る可聴トーン信号及びＬＥＤ２８を経る可視警
報信号の如き様々な出力信号を発生させることができ
る。ページングトランシーバの場合にはリターン・メッ
セージを送るために送信手段２９を設け、マイクロコン
トローラ２０により制御されるこの送信手段２９を送信
アンテナ２９に結合させる。
１は直角位相関係にある信号ＩとＱが供給される復調器
１８を具えている。この復調器１８はＦＳＫデータを復
調するための進−遅相検出器とすることができる。復調
器１８はデータフィルタ１９を介してＲＡＭメモリ２１
及びＲＯＭメモリ２２と、Ｉ／Ｏインタフェース２３を
有するマイクロコントローラ２０に結合させる。このよ
うなマイクロコントローラは当業者に周知である。復調
器１８は復調データｄｔａを供給し、データフィルタ１
９はろ波した復調データｆｄｔａを供給する。ページン
グトランシーバの場合には、マイクロコントローラ２０
から増幅器２４及び音声再生装置２５を経る音声信号、
表示ユニット２６を経る情報メッセージ、ポケットベル
２７を経る可聴トーン信号及びＬＥＤ２８を経る可視警
報信号の如き様々な出力信号を発生させることができ
る。ページングトランシーバの場合にはリターン・メッ
セージを送るために送信手段２９を設け、マイクロコン
トローラ２０により制御されるこの送信手段２９を送信
アンテナ２９に結合させる。
【００１７】本発明による直接変換受信機１は、局部発
振器１４に制御信号ｃｔを供給するディジタル−アナロ
グ変換器３１、復調データｄｔａからと、ろ波した復調
データｆｄｔａからと、信号Ｉ及びＱの１つから、即ち
リミッタ９又は１３の出力信号からと、又は信号Ｉ及び
Ｑの積から有効データ信号ｖｄｔａを決定するための信
号品質決定手段３２、走査インターバルの期間中有効デ
ータ範囲を記憶する記憶手段（この記憶手段は例えばＲ
ＡＭメモリ２１とする）及びディジタル−アナログ変換
器３１の出力信号ｃｔを有効データ範囲内の調整値に調
整するための手段を含むａ．ｆ．ｃ手段を具えている。
こうした各部分の動作を実施例の説明と一緒に説明す
る。概して、信号品質決定手段３２は或る特定の品質基
準に基づいて、ディジタル−アナログ変換手段３１のス
テッピング（段階的切り換え）範囲に対する受信信号ｒ
ｆの品質を決定し、ステッピング範囲は走査インターバ
ルの期間中マイクロコントローラ２０により制御され
る。マイクロコントローラ２０は有効データ範囲を決定
し、且つ制御信号ｃｔを有効データ範囲内の調整値、好
ましくは中点値に調整する。走査は、例えば５分又は１
０分毎のような規則的なインターバルで行なうのが好適
である。この走査は予期したデータフレームでオーバラ
ップする場合に中断させることができ、古い調整値は制
御信号ｃｔとしてそのまま用いるようにする。第１モー
ドではディジタル−アナログ変換の全出力範囲をステッ
プさせることができるのに対し、第２モードでは以前の
走査中に得られた最終調整値である制御信号ｃｔの動作
点付近にて制限的なステッピングを行なえるだけであ
る。通常のデータ受信インターバル中の信号状態が弱い
か、又は信号がない場合には、このような状態が信号フ
ェージングによるか、又は伝送信号の中断によることも
あるため、走査処置は直ちに開始する必要がない。規則
的な走査中に有効データが検出されない場合には走査を
頻繁に繰り返すことができる。走査インターバル間では
制御信号ｃｔの最終調整値を用いて通常の受信を試みる
ことができる。本発明によれば、オフセット周波数を
ａ．ｆ．ｃ．手段により極めて小さくするから、データ
転送速度を従来のページング受信機に比べて極めて高く
することができる。
振器１４に制御信号ｃｔを供給するディジタル−アナロ
グ変換器３１、復調データｄｔａからと、ろ波した復調
データｆｄｔａからと、信号Ｉ及びＱの１つから、即ち
リミッタ９又は１３の出力信号からと、又は信号Ｉ及び
Ｑの積から有効データ信号ｖｄｔａを決定するための信
号品質決定手段３２、走査インターバルの期間中有効デ
ータ範囲を記憶する記憶手段（この記憶手段は例えばＲ
ＡＭメモリ２１とする）及びディジタル−アナログ変換
器３１の出力信号ｃｔを有効データ範囲内の調整値に調
整するための手段を含むａ．ｆ．ｃ手段を具えている。
こうした各部分の動作を実施例の説明と一緒に説明す
る。概して、信号品質決定手段３２は或る特定の品質基
準に基づいて、ディジタル−アナログ変換手段３１のス
テッピング（段階的切り換え）範囲に対する受信信号ｒ
ｆの品質を決定し、ステッピング範囲は走査インターバ
ルの期間中マイクロコントローラ２０により制御され
る。マイクロコントローラ２０は有効データ範囲を決定
し、且つ制御信号ｃｔを有効データ範囲内の調整値、好
ましくは中点値に調整する。走査は、例えば５分又は１
０分毎のような規則的なインターバルで行なうのが好適
である。この走査は予期したデータフレームでオーバラ
ップする場合に中断させることができ、古い調整値は制
御信号ｃｔとしてそのまま用いるようにする。第１モー
ドではディジタル−アナログ変換の全出力範囲をステッ
プさせることができるのに対し、第２モードでは以前の
走査中に得られた最終調整値である制御信号ｃｔの動作
点付近にて制限的なステッピングを行なえるだけであ
る。通常のデータ受信インターバル中の信号状態が弱い
か、又は信号がない場合には、このような状態が信号フ
ェージングによるか、又は伝送信号の中断によることも
あるため、走査処置は直ちに開始する必要がない。規則
的な走査中に有効データが検出されない場合には走査を
頻繁に繰り返すことができる。走査インターバル間では
制御信号ｃｔの最終調整値を用いて通常の受信を試みる
ことができる。本発明によれば、オフセット周波数を
ａ．ｆ．ｃ．手段により極めて小さくするから、データ
転送速度を従来のページング受信機に比べて極めて高く
することができる。
【００１８】信号品質決定手段３２はハードウェアで構
成するか、又はＲＯＭメモリ２２に記憶させるソフトウ
ェアにて実現することができる。ディジタル−アナログ
変換器３１は図示のようにマイクロコントローラ２０内
に組込むことができるが、別個の装置とすることもでき
る。又、ａ．ｆ．ｃ．手段は別個のＩＣ（集積回路）と
して作製することができる。簡単なａ．ｆ．ｃ．手段を
有することの他の利点は、ａ．ｆ．ｃ．制御信号を適用
しないクリスタル発振器を用いている従来の受信機と比
較するに、複雑な温度ドリフト又はエージングドリフト
補償をする必要がないということにある。例えば、斯様
な従来の受信機にて９００ＭＨｚ帯で2.8 ppm 以下の温
度ドリフト又はエージングドリフト補償をするには費用
がかかり、ページング受信機では実行不可能でもある。
本発明では温度補償をしないでもクリスタル発振器を用
いることができる。走査インターバルの期間を伸ばすた
めにクリスタル１５を熱的に絶縁する。このような絶縁
は当業者に周知である。熱はクリスタルからその電気接
続線を経て周囲へと伝導される。ら旋状に巻かれ、又絶
縁されている長い接続線を用いることにより良好な熱絶
縁が得られる。
成するか、又はＲＯＭメモリ２２に記憶させるソフトウ
ェアにて実現することができる。ディジタル−アナログ
変換器３１は図示のようにマイクロコントローラ２０内
に組込むことができるが、別個の装置とすることもでき
る。又、ａ．ｆ．ｃ．手段は別個のＩＣ（集積回路）と
して作製することができる。簡単なａ．ｆ．ｃ．手段を
有することの他の利点は、ａ．ｆ．ｃ．制御信号を適用
しないクリスタル発振器を用いている従来の受信機と比
較するに、複雑な温度ドリフト又はエージングドリフト
補償をする必要がないということにある。例えば、斯様
な従来の受信機にて９００ＭＨｚ帯で2.8 ppm 以下の温
度ドリフト又はエージングドリフト補償をするには費用
がかかり、ページング受信機では実行不可能でもある。
本発明では温度補償をしないでもクリスタル発振器を用
いることができる。走査インターバルの期間を伸ばすた
めにクリスタル１５を熱的に絶縁する。このような絶縁
は当業者に周知である。熱はクリスタルからその電気接
続線を経て周囲へと伝導される。ら旋状に巻かれ、又絶
縁されている長い接続線を用いることにより良好な熱絶
縁が得られる。
【００１９】図２は本発明による信号品質決定手段３２
の一例を示す。この信号品質決定手段３２は比較器４１
に結合させた周波数−電圧変換器４０を具えており、比
較器４１は有効データ信号ｖｄｔａ、例えば有効データ
を表わす論理“０”信号及び無効データを表わす論理
“１”信号を出力端子４２から発生する。周波数−電圧
変換器４０の入力端子４３への入力信号としては、図示
のような復調データｄｔａを供給することができるが、
この入力信号はリミッタ９及び１３の出力信号である直
角位相関係にある信号Ｉ又はＱの一方とするか、又は信
号ＩとＱの積とすることもできる。
の一例を示す。この信号品質決定手段３２は比較器４１
に結合させた周波数−電圧変換器４０を具えており、比
較器４１は有効データ信号ｖｄｔａ、例えば有効データ
を表わす論理“０”信号及び無効データを表わす論理
“１”信号を出力端子４２から発生する。周波数−電圧
変換器４０の入力端子４３への入力信号としては、図示
のような復調データｄｔａを供給することができるが、
この入力信号はリミッタ９及び１３の出力信号である直
角位相関係にある信号Ｉ又はＱの一方とするか、又は信
号ＩとＱの積とすることもできる。
【００２０】図３は本発明による信号品質決定手段３２
における周波数−電圧変換器４０の一例を示す。この周
波数−電圧変換器４０は演算増幅器５０を具え、この増
幅器のプラス入力端子５１を接地し、マイナス入力端子
５４と出力端子５５との間には抵抗５２とコンデンサ５
３との並列回路を結合し、増幅器５０の出力端子５５を
周波数−電圧変換器４０の出力端子５６とする。変換器
４０の入力端子５７と増幅器５０の入力端子５４との間
にはコンデンサ５８とダイオード５９との直列回路を結
合させ、コンデンサ５８とダイオード５９との接続点５
０はダイオード６１を経て接地する。変換器４０はディ
ジタル入力データについてのダイオード−ポンプ周波数
指示器として作動する。有効データ信号の決定は、信号
の存在をノイズそのものか、又はＢＥＲ（ビット誤り
率）の観点からあまりに悪過ぎる信号と区別することが
できるという考え方に基づいて行なう。有効データ信号
が存在する場合には、信号Ｉ及びＱの測定周波数はほぼ
変調偏移周波数Δｆ、例えばΔｆ＝４ＫＨｚとなるが、
データがないか、又は不良データの場合には、測定周波
数が主としてノイズの存在によりかなり高くなり、しか
も周波数オフセットによりベースバンド周波数よりも高
くなる。有効データと無効データとの区別は、比較器４
１を用いる場合には、周波数−電圧変換器４０の出力を
しきい値ｔｈｒと比較することにより行なう。比較器４
１の代りにアナログ−ディジタル変換器を用いることも
でき、この場合にこの変換器はマイクロコントローラ２
０にディジタル値を供給する。この後者の場合にはマイ
クロコントローラ２０が有効データ信号ｖｄｔａを決定
する。
における周波数−電圧変換器４０の一例を示す。この周
波数−電圧変換器４０は演算増幅器５０を具え、この増
幅器のプラス入力端子５１を接地し、マイナス入力端子
５４と出力端子５５との間には抵抗５２とコンデンサ５
３との並列回路を結合し、増幅器５０の出力端子５５を
周波数−電圧変換器４０の出力端子５６とする。変換器
４０の入力端子５７と増幅器５０の入力端子５４との間
にはコンデンサ５８とダイオード５９との直列回路を結
合させ、コンデンサ５８とダイオード５９との接続点５
０はダイオード６１を経て接地する。変換器４０はディ
ジタル入力データについてのダイオード−ポンプ周波数
指示器として作動する。有効データ信号の決定は、信号
の存在をノイズそのものか、又はＢＥＲ（ビット誤り
率）の観点からあまりに悪過ぎる信号と区別することが
できるという考え方に基づいて行なう。有効データ信号
が存在する場合には、信号Ｉ及びＱの測定周波数はほぼ
変調偏移周波数Δｆ、例えばΔｆ＝４ＫＨｚとなるが、
データがないか、又は不良データの場合には、測定周波
数が主としてノイズの存在によりかなり高くなり、しか
も周波数オフセットによりベースバンド周波数よりも高
くなる。有効データと無効データとの区別は、比較器４
１を用いる場合には、周波数−電圧変換器４０の出力を
しきい値ｔｈｒと比較することにより行なう。比較器４
１の代りにアナログ−ディジタル変換器を用いることも
でき、この場合にこの変換器はマイクロコントローラ２
０にディジタル値を供給する。この後者の場合にはマイ
クロコントローラ２０が有効データ信号ｖｄｔａを決定
する。
【００２１】図４は本発明による信号品質決定手段３２
の他の例を示し、これはゲートカウンタ７０を具えてお
り、このカウンタの出力端子７１及びゲート入力端子７
２はマイクロコントローラ２０に結合させて、このマイ
クロコントローラ２０から制御信号ｃｔを発生させる。
カウンタ７０の入力端子７３には図示のような復調デー
タｄｔａか、ろ波した復調データｆｄｔａか、信号Ｉ又
はＱのいずれか、又は信号ＩとＱの積を供給する。有効
データに対してカウンタは最小計数値付近の範囲の出力
値を呈し、カウンタの高い値は無効データに相当する。
リミッタの出力データを用いると有効データの決定がか
なり確実なものとなり、復調データを用いるとカウンタ
の出力値が局部的に最小となることがあり、有効データ
の判定が不正確となることを確めた。
の他の例を示し、これはゲートカウンタ７０を具えてお
り、このカウンタの出力端子７１及びゲート入力端子７
２はマイクロコントローラ２０に結合させて、このマイ
クロコントローラ２０から制御信号ｃｔを発生させる。
カウンタ７０の入力端子７３には図示のような復調デー
タｄｔａか、ろ波した復調データｆｄｔａか、信号Ｉ又
はＱのいずれか、又は信号ＩとＱの積を供給する。有効
データに対してカウンタは最小計数値付近の範囲の出力
値を呈し、カウンタの高い値は無効データに相当する。
リミッタの出力データを用いると有効データの決定がか
なり確実なものとなり、復調データを用いるとカウンタ
の出力値が局部的に最小となることがあり、有効データ
の判定が不正確となることを確めた。
【００２２】図５は本発明によるディジタル−アナログ
変換器３１の出力範囲を示す。第１動作モード中に走査
されるディジタル−アナログ変換器３１の全出力電圧範
囲をＤＡＲにて示し、走査インターバル中の有効データ
範囲をＶＲにて示し、第２動作モード中に走査される限
定範囲をＬＲにて示してある。制御信号ｃｔに対する調
整値は、有効データ範囲ＶＲの縁部に有効データと無効
データとの間の急峻な転換部が現われないようにする必
要があるので、中点値又はその付近の値となるようにす
るのが好適である。第２動作モードでは、限定範囲をＬ
Ｒの中心が、第１動作モード中に設定した調整値付近に
くるようにするのが好適である。
変換器３１の出力範囲を示す。第１動作モード中に走査
されるディジタル−アナログ変換器３１の全出力電圧範
囲をＤＡＲにて示し、走査インターバル中の有効データ
範囲をＶＲにて示し、第２動作モード中に走査される限
定範囲をＬＲにて示してある。制御信号ｃｔに対する調
整値は、有効データ範囲ＶＲの縁部に有効データと無効
データとの間の急峻な転換部が現われないようにする必
要があるので、中点値又はその付近の値となるようにす
るのが好適である。第２動作モードでは、限定範囲をＬ
Ｒの中心が、第１動作モード中に設定した調整値付近に
くるようにするのが好適である。
【００２３】図６は本発明による信号の周波数を示す。
こゝには、（架空の）搬送波周波数ｆC 、発振器周波数
ｆL 、架空の搬送波周波数ｆC に対するデータ“０”及
びデータ“１”のＦＳＫ変調信号の周波数偏移Δｆ、搬
送波周波数ｆC に対する発振器周波数ｆL の周波数オフ
セットδｆ及びデータ“０”及び“１”に対する復調信
号をそれぞれ示すｆ0 及びｆ1 信号を示してある。
こゝには、（架空の）搬送波周波数ｆC 、発振器周波数
ｆL 、架空の搬送波周波数ｆC に対するデータ“０”及
びデータ“１”のＦＳＫ変調信号の周波数偏移Δｆ、搬
送波周波数ｆC に対する発振器周波数ｆL の周波数オフ
セットδｆ及びデータ“０”及び“１”に対する復調信
号をそれぞれ示すｆ0 及びｆ1 信号を示してある。
【００２４】図７は本発明による直接変換通信装置にお
ける第２ａ．ｆ．ｃ．手段（これはマイクロコントロー
ラ２０のＲＯＭ２２に記憶させたプログラムにて具体化
する）のフローチャートを示す。前述した本発明による
ａ．ｆ．ｃ．手段は第１ａ．ｆ．ｃ．手段を成す。本発
明による直接変換通信装置１の他の例は、入力信号ｒｆ
の信号強度に基づいて第１ａ．ｆ．ｃ．手段から第２
ａ．ｆ．ｃ．手段及びその逆に切り換えるように構成す
る。入力信号ｒｆの信号強度を求めるために、直接変換
受信機にはＲＳＳＩ手段（受信信号強度指示手段）を設
ける。このＲＳＳＩ手段は通常のもの（図示せず）とす
るか、又は図４につき述べたようなゲートカウンタとす
ることができる。この後者の場合には、信号強度をカウ
ンタの入力信号である信号ＩかＱ又は信号ＩとＱの積の
信号の周波数に基づいて決定する。通常のアナログＲＳ
ＳＩ信号はリミッタ９及び１３のいずれか一方から得る
ことができ、次いでこのアナログＲＳＳＩ信号を比較器
３３により予定のしきい値ｔｈｒ１と比較することがで
きる。リミッタ信号がしきい値ｔｈｒ１以上であり、比
較的強い信号であることを示す比較器３３の出力信号ｓ
ｄｔａは第２ａ．ｆ．ｃ．手段を成すマイクロコントロ
ーラ２０に供給される。マイクロコントローラ２０は信
号ｓｄｔａに基づいて第１ａ．ｆ．ｃ．手段から第２
ａ．ｆ．ｃ．手段へと切り換える。この第２ａ．ｆ．
ｃ．手段を図７のフローチャートを参照して説明する。
ける第２ａ．ｆ．ｃ．手段（これはマイクロコントロー
ラ２０のＲＯＭ２２に記憶させたプログラムにて具体化
する）のフローチャートを示す。前述した本発明による
ａ．ｆ．ｃ．手段は第１ａ．ｆ．ｃ．手段を成す。本発
明による直接変換通信装置１の他の例は、入力信号ｒｆ
の信号強度に基づいて第１ａ．ｆ．ｃ．手段から第２
ａ．ｆ．ｃ．手段及びその逆に切り換えるように構成す
る。入力信号ｒｆの信号強度を求めるために、直接変換
受信機にはＲＳＳＩ手段（受信信号強度指示手段）を設
ける。このＲＳＳＩ手段は通常のもの（図示せず）とす
るか、又は図４につき述べたようなゲートカウンタとす
ることができる。この後者の場合には、信号強度をカウ
ンタの入力信号である信号ＩかＱ又は信号ＩとＱの積の
信号の周波数に基づいて決定する。通常のアナログＲＳ
ＳＩ信号はリミッタ９及び１３のいずれか一方から得る
ことができ、次いでこのアナログＲＳＳＩ信号を比較器
３３により予定のしきい値ｔｈｒ１と比較することがで
きる。リミッタ信号がしきい値ｔｈｒ１以上であり、比
較的強い信号であることを示す比較器３３の出力信号ｓ
ｄｔａは第２ａ．ｆ．ｃ．手段を成すマイクロコントロ
ーラ２０に供給される。マイクロコントローラ２０は信
号ｓｄｔａに基づいて第１ａ．ｆ．ｃ．手段から第２
ａ．ｆ．ｃ．手段へと切り換える。この第２ａ．ｆ．
ｃ．手段を図７のフローチャートを参照して説明する。
【００２５】図示のプログラムはブロック１０で開始
し、テストブロック１１では、ＲＯＭ２２に記憶してあ
るプログラムが信号ｓｄｔａをテストする。この信号ｓ
ｄｔａが比較的強いｒｆ入力信号に相当する論理値
“１”である場合に、マイクロプロセサ２０は特に、強
い入力信号ｒｆに対して最適化されている第２ａ．ｆ．
ｃ．手段に切り換わる。そうでなく、信号ｓｄｔａが比
較的弱いｒｆ入力信号に相当する場合には、マイクロコ
ントローラ２０がブロック１２にて上述したように第１
ａ．ｆ．ｃ．手段（第１Ａ．Ｆ．Ｃ．手段即ち本発明に
よる有効データ走査を意味する頭字語ＦＡＦＣにて示し
てある）を制御する。次いでブログラムのルーチンはエ
ンドブロック１３で終了する。
し、テストブロック１１では、ＲＯＭ２２に記憶してあ
るプログラムが信号ｓｄｔａをテストする。この信号ｓ
ｄｔａが比較的強いｒｆ入力信号に相当する論理値
“１”である場合に、マイクロプロセサ２０は特に、強
い入力信号ｒｆに対して最適化されている第２ａ．ｆ．
ｃ．手段に切り換わる。そうでなく、信号ｓｄｔａが比
較的弱いｒｆ入力信号に相当する場合には、マイクロコ
ントローラ２０がブロック１２にて上述したように第１
ａ．ｆ．ｃ．手段（第１Ａ．Ｆ．Ｃ．手段即ち本発明に
よる有効データ走査を意味する頭字語ＦＡＦＣにて示し
てある）を制御する。次いでブログラムのルーチンはエ
ンドブロック１３で終了する。
【００２６】第２Ａ．Ｆ．Ｃ．手段を意味する頭字語Ｓ
ＡＦＣで示した第２ａ．ｆ．ｃ．手段では先ずブロック
１４にて例えば上述したようなカウンタ手段でｆ0 及び
ｆ1信号を測定し、即ち、復調データが“０”の場合に
はｆ0 が測定されるが、復調データが“１”の場合には
ｆ1 が測定される。テストブロック１５では、ｆ1 ＞２
Δｆ′か、又はｆ0 ＞２Δｆ′かどうか、即ち｜δｆ｜
＞Δｆかどうかをテストする。なお、Δｆ′≒Δｆで、
Δｆ′の正確な値が適用したプレ変調のデエンファシス
に依存することに留意すべきである。ブロック１５での
条件が合わない場合、即ち有効データ範囲内の（イン−
レンジ）状態である場合には、δｆ＝（ｆ0 −ｆ1 ）／
２に従ってδｆをブロック１６にて計算する。ブロック
１５での条件が適う場合、即ち有効範囲外（アウト−オ
ブ−レンジ）の状態の場合には、〔sign(f0-f1) 〕
* 〔(f0+f1) ／２〕に従ってブロック１７にてδｆを計
算する。signは周知の数学的 sign 関数である。ブロッ
ク１８ではマイクロコントローラがディジタル−アナロ
グ変換器３１の入力値を決定して制御信号ｃｔを発生
し、上記入力値は例えば計算した周波数オフセット値δ
ｆをＲＯＭ２２におけるルックアップテーブルＬＵＴに
対するアドレス値として適用することことにより決定さ
れ、ルックアップテーブルＬＵＴは制御値ｃｔをディジ
タル的に表わしたものを含んでいる。ルックアップテー
ブルは直接変換装置１の測定した、つまり既知のａ．
ｆ．ｃ．特性を反映するデータで満たすことができる。
ブロック１９はエンドブロックである。第１及び第２
ａ．ｆ．ｃ．手段はａ．ｆ．ｃの全動作特性が入力信号
ｒｆの信号電力でほぼ直線的となるように最適化するこ
とができる。
ＡＦＣで示した第２ａ．ｆ．ｃ．手段では先ずブロック
１４にて例えば上述したようなカウンタ手段でｆ0 及び
ｆ1信号を測定し、即ち、復調データが“０”の場合に
はｆ0 が測定されるが、復調データが“１”の場合には
ｆ1 が測定される。テストブロック１５では、ｆ1 ＞２
Δｆ′か、又はｆ0 ＞２Δｆ′かどうか、即ち｜δｆ｜
＞Δｆかどうかをテストする。なお、Δｆ′≒Δｆで、
Δｆ′の正確な値が適用したプレ変調のデエンファシス
に依存することに留意すべきである。ブロック１５での
条件が合わない場合、即ち有効データ範囲内の（イン−
レンジ）状態である場合には、δｆ＝（ｆ0 −ｆ1 ）／
２に従ってδｆをブロック１６にて計算する。ブロック
１５での条件が適う場合、即ち有効範囲外（アウト−オ
ブ−レンジ）の状態の場合には、〔sign(f0-f1) 〕
* 〔(f0+f1) ／２〕に従ってブロック１７にてδｆを計
算する。signは周知の数学的 sign 関数である。ブロッ
ク１８ではマイクロコントローラがディジタル−アナロ
グ変換器３１の入力値を決定して制御信号ｃｔを発生
し、上記入力値は例えば計算した周波数オフセット値δ
ｆをＲＯＭ２２におけるルックアップテーブルＬＵＴに
対するアドレス値として適用することことにより決定さ
れ、ルックアップテーブルＬＵＴは制御値ｃｔをディジ
タル的に表わしたものを含んでいる。ルックアップテー
ブルは直接変換装置１の測定した、つまり既知のａ．
ｆ．ｃ．特性を反映するデータで満たすことができる。
ブロック１９はエンドブロックである。第１及び第２
ａ．ｆ．ｃ．手段はａ．ｆ．ｃの全動作特性が入力信号
ｒｆの信号電力でほぼ直線的となるように最適化するこ
とができる。
【図１】本発明による直接変換受信機を示すブロック図
である。
である。
【図２】本発明による信号品質決定手段の一例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図３】本発明による信号品質決定手段における周波数
−電圧変換器を示す回路図である。
−電圧変換器を示す回路図である。
【図４】本発明による信号品質決定手段の他の例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図５】本発明による受信機における局部周波発生器を
制御するための信号の範囲を示す図である。
制御するための信号の範囲を示す図である。
【図６】本発明による受信機における局部周波発生器を
制御するための信号の周波数を示す図である。
制御するための信号の周波数を示す図である。
【図７】本発明による受信機における第２ａ．ｆ．ｃ．
手段用のフローチャートを示す図である。
手段用のフローチャートを示す図である。
１ 直接変換受信機 ２ ｒｆ入力信号受信アンテナ ３ 増幅器 ４，５ 直角位相パス ６，10 移相器 ７，11 ミクサ ８，12 フィルタ ９，13 リミッタ 14 局部周波発生器 15 クリスタル 16 周波数逓倍回路 18 復調器 19 データフィルタ 20 マイクロコントローラ 21 ＲＡＭメモリ 22 ＲＯＭメモリ 23 Ｉ／Ｏインターフェース 31 ディジタル−アナログ変換器 32 信号品質決定手段 40 周波数−電圧変換器 41 比較器 50 演算増幅器 70 ゲートカウンタ
Claims (14)
- 【請求項１】 ｒｆ入力信号（ｒｆ）を直角位相関係に
ある信号（Ｉ，Ｑ）にミックスダウンさせる一対の直角
位相関係にあるミクサ（７，１１）に結合させた局部周
波発生器（１４，１５，１６）と、前記直角位相関係に
ある信号を復調データ（ｄｔａ）に復調する復調器（１
８）と、直角位相パス（４，５）に結合され、前記局部
周波発生器用の制御信号（ｃｔ）を発生するａ．ｆ．
ｃ．手段とを具えている直接変換受信機において、前記
ａ．ｆ．ｃ．手段が制御信号（ｃｔ）を供給するディジ
タル−アナログ変換器（３１）と、復調データ（ｄｔ
ａ）から有効データ信号（ｖｄｔａ）を決定する信号品
質決定手段（３２）と、走査インターバル中有効データ
範囲（ＶＲ）を記憶するための記憶手段（２１）と、デ
ィジタル−アナログ変換器（３１）の出力信号を有効デ
ータ範囲（ＶＲ）内の調整値に調整するための手段（２
０，２２）とを具えていることを特徴とする直接変換受
信機。 - 【請求項２】 前記調整値を有効データ範囲（ＶＲ）内
の中点値付近の値とすることを特徴とする請求項１に記
載の直接変換受信機。 - 【請求項３】 第１動作モードでは第１範囲（ＤＡＲ）
を走査し、且つ第２動作モードでは以前の調整値（ｃ
ｔ）を中心とする第２の限定された範囲（ＬＲ）を走査
するようにしたことを特徴とする請求項１又は２に記載
の直接変換受信機。 - 【請求項４】 予期したデータフレームの期間中は有効
データの走査を停止するようにしたことを特徴とする請
求項１〜３のいずれか一項に記載の直接変換受信機。 - 【請求項５】 走査を規則的な間隔で繰り返すようにし
たことを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載
の直接変換受信機。 - 【請求項６】 前記信号品質決定手段（３２）が有効デ
ータ信号（ｖｄｔａ）を決定するために、アナログ−デ
ィジタル変換器又は比較器（４１）に結合させた周波数
−電圧変換器（４０）を具えていることを特徴とする請
求項１〜５のいずれか一項に記載の直接変換受信機。 - 【請求項７】 前記信号品質決定手段（３２）が有効デ
ータ信号（ｖｄｔａ）を決定するためのゲートカウンタ
（７０）に結合させたマイクロコントローラ（２０）を
具えていることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一
項に記載の直接変換受信機。 - 【請求項８】 前記信号品質決定手段（３２）が、有効
ＣＲＣ、独特の誤りシンドロームを伴なうＣＲＣ、デー
タフレームのプレアンブル、同期パターン又はＢＥＲの
如き復調データ（ｄｒａ）の信号特性に基づいて有効デ
ータ信号（ｖｄｔａ）を決定するようにしたことを特徴
とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の直接変換受
信機。 - 【請求項９】 前記有効データ信号（ｖｄｔａ）を決定
するに復調データ（ｄｔａ）の代りにろ波した復調デー
タ（ｆｄｔａ）を用いることを特徴とする請求項１〜７
のいずれか一項に記載の直接変換受信機。 - 【請求項１０】 前記直角位相パス（４，５）にリミッ
タ（９，１３）を設け、前記有効データ信号（ｖｄｔ
ａ）を決定するのに復調データ（ｄｔａ）の代りに前記
リミッタ（９，１３）の内の一方のリミッタの出力信号
か、前記リミッタの出力信号の積を用いることを特徴と
する請求項１〜７のいずれか一項に記載の直接変換受信
機。 - 【請求項１１】 前記局部周波発生器（１４）が熱絶縁
したクリスタル（１５）を具えていることを特徴とする
請求項１〜１０のいずれか一項に記載の直接変換受信
機。 - 【請求項１２】 ｒｆ入力信号（ｒｆ）を直角位相関係
にある信号（Ｉ，Ｑ）にミックスダウンさせる一対の直
角位相関係にあるミクサ（７，１１）に結合させた局部
周波発生器（１４，１５，１６）と、前記直角位相関係
にある信号を復調データ（ｄｔａ）に復調する復調器
（１８）と、直角位相パス（４，５）に結合され、前記
局部周波発生器用の制御信号（ｃｔ）を発生するａ．
ｆ．ｃ．手段とを具えている直接変換受信機において、
当該受信機が請求項１〜１１のいずれか一項に記載した
ような第１ａ．ｆ．ｃ．手段と、特に比較的強いｖｆ入
力信号に好適な第２ａ．ｆ．ｃ手段（１４，１５，１
６，１７，１８，２０，２１，２２）と、ｒｆ入力信号
（ｒｆ）の信号強度を求めるＲＳＳＩ手段（３３）とを
具え、前記測定した信号強度が予定しきい値（ｔｈｒ
１）以上となる場合に、前記受信機が第１ａ．ｆ．ｃ．
手段から第２ａ．ｆ．ｃ．手段へと切り換わるようにし
たことを特徴とする直接変換受信機。 - 【請求項１３】 前記第２ａ．ｆ．ｃ．手段が、有効範
囲内及び有効範囲を外れた状態に対する復調データ（ｄ
ｔａ）の測定周波数（ｆ01, ｆ1)に基づいた局部周波発
生器（１４）の周波数オフセット（δｆ）を求める手段
（１７，２０，２２）及びこれにて求めた周波数オフセ
ットに基づいて制御信号（ｃｔ）を決定する手段（ＬＵ
Ｔ）を具えていることを特徴とする請求項１２に記載の
直接変換受信機。 - 【請求項１４】 前記制御信号（ｃｔ）を決定する手段
が予定した制御信号の値を含むルックアップテーブル
（ＬＵＴ）を具え、求めた周波数オフセット（δｆ）を
ルックアップテーブルをアドレス指定するためのアドレ
ス値とすることを特徴とする請求項１３に記載の直接変
換受信機。
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008536367A (ja) * | 2005-03-18 | 2008-09-04 | モトローラ・インコーポレイテッド | 周波数変調されたｒｆ信号を受信および復調するための受信器、ならびにその受信器内での動作の方法 |
| TWI399916B (zh) * | 2009-10-14 | 2013-06-21 | 適應性接收器 |
Families Citing this family (55)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100355684B1 (ko) * | 1992-11-26 | 2002-12-11 | 코닌클리케 필립스 일렉트로닉스 엔.브이. | 직접변환수신기 |
| US5617451A (en) * | 1993-09-13 | 1997-04-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Direct-conversion receiver for digital-modulation signal with signal strength detection |
| US5598441A (en) * | 1994-10-13 | 1997-01-28 | Westinghouse Electric Corp. | Carrier acquisition technique for mobile radio QPSK demodulator |
| US5949832A (en) * | 1996-03-26 | 1999-09-07 | Sicom, Inc. | Digital receiver with tunable analog filter and method therefor |
| DE69731879T2 (de) * | 1996-09-06 | 2005-11-24 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Direktkonversionsempfänger |
| US6011816A (en) * | 1996-09-18 | 2000-01-04 | Wireless Access | Direct demodulation method and apparatus |
| US5870670A (en) * | 1996-09-23 | 1999-02-09 | Motorola, Inc. | Integrated image reject mixer |
| US6009317A (en) * | 1997-01-17 | 1999-12-28 | Ericsson Inc. | Method and apparatus for compensating for imbalances between quadrature signals |
| US5893029A (en) * | 1997-02-10 | 1999-04-06 | Motorola, Inc. | Baseband phase-locked direct conversion receiver with frequency offset |
| US6633550B1 (en) * | 1997-02-20 | 2003-10-14 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Radio transceiver on a chip |
| US5901184A (en) * | 1997-06-18 | 1999-05-04 | Lsi Logic Corporation | Extended range voltage controlled oscillator for frequency synthesis in a satellite receiver |
| JP3048136B2 (ja) * | 1997-12-18 | 2000-06-05 | 日本電気株式会社 | 無線選択呼出受信機 |
| US6192225B1 (en) | 1998-04-22 | 2001-02-20 | Ericsson Inc. | Direct conversion receiver |
| US6243569B1 (en) | 1998-08-12 | 2001-06-05 | Analog Devices, Inc. | Direct conversion circuit for radio frequency signals |
| US6061551A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting electromagnetic signals |
| US6091940A (en) | 1998-10-21 | 2000-07-18 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6694128B1 (en) | 1998-08-18 | 2004-02-17 | Parkervision, Inc. | Frequency synthesizer using universal frequency translation technology |
| US7515896B1 (en) | 1998-10-21 | 2009-04-07 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same, and aperture relationships |
| US7065327B1 (en) | 1998-09-10 | 2006-06-20 | Intel Corporation | Single-chip CMOS direct-conversion transceiver |
| US6049706A (en) | 1998-10-21 | 2000-04-11 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity |
| US6370371B1 (en) | 1998-10-21 | 2002-04-09 | Parkervision, Inc. | Applications of universal frequency translation |
| US6560301B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-05-06 | Parkervision, Inc. | Integrated frequency translation and selectivity with a variety of filter embodiments |
| US6542722B1 (en) | 1998-10-21 | 2003-04-01 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with variety of transmitter configurations |
| US7039372B1 (en) | 1998-10-21 | 2006-05-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion with modulation embodiments |
| US7236754B2 (en) | 1999-08-23 | 2007-06-26 | Parkervision, Inc. | Method and system for frequency up-conversion |
| US6813485B2 (en) | 1998-10-21 | 2004-11-02 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting and up-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US6061555A (en) | 1998-10-21 | 2000-05-09 | Parkervision, Inc. | Method and system for ensuring reception of a communications signal |
| FI112741B (fi) | 1998-11-26 | 2003-12-31 | Nokia Corp | Menetelmä ja järjestely RF-signaalien lähettämiseksi ja vastaanottamiseksi tiedonsiirtojärjestelmien erilaisissa radiorajapinnoissa |
| US6704558B1 (en) | 1999-01-22 | 2004-03-09 | Parkervision, Inc. | Image-reject down-converter and embodiments thereof, such as the family radio service |
| US6704549B1 (en) | 1999-03-03 | 2004-03-09 | Parkvision, Inc. | Multi-mode, multi-band communication system |
| US6879817B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-04-12 | Parkervision, Inc. | DC offset, re-radiation, and I/Q solutions using universal frequency translation technology |
| US6304136B1 (en) * | 1999-03-03 | 2001-10-16 | Level One Communications, Inc. | Reduced noise sensitivity, high performance FM demodulator circuit and method |
| US6853690B1 (en) | 1999-04-16 | 2005-02-08 | Parkervision, Inc. | Method, system and apparatus for balanced frequency up-conversion of a baseband signal and 4-phase receiver and transceiver embodiments |
| US7110444B1 (en) | 1999-08-04 | 2006-09-19 | Parkervision, Inc. | Wireless local area network (WLAN) using universal frequency translation technology including multi-phase embodiments and circuit implementations |
| US7693230B2 (en) | 1999-04-16 | 2010-04-06 | Parkervision, Inc. | Apparatus and method of differential IQ frequency up-conversion |
| US7065162B1 (en) | 1999-04-16 | 2006-06-20 | Parkervision, Inc. | Method and system for down-converting an electromagnetic signal, and transforms for same |
| US8295406B1 (en) | 1999-08-04 | 2012-10-23 | Parkervision, Inc. | Universal platform module for a plurality of communication protocols |
| US6766148B1 (en) * | 2000-03-21 | 2004-07-20 | Koninklijke Phillips Electronics N.V. | Switched sideband frequency low-IF transmitter |
| US7010286B2 (en) | 2000-04-14 | 2006-03-07 | Parkervision, Inc. | Apparatus, system, and method for down-converting and up-converting electromagnetic signals |
| US7454453B2 (en) | 2000-11-14 | 2008-11-18 | Parkervision, Inc. | Methods, systems, and computer program products for parallel correlation and applications thereof |
| US6694131B1 (en) | 2001-02-21 | 2004-02-17 | Mitsubishi Electric Corporation | Method and apparatus for adaptive image rejection |
| EP1425744A1 (en) * | 2001-08-31 | 2004-06-09 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Device for and method of determining the quality of a data signal |
| US6845233B2 (en) * | 2001-10-09 | 2005-01-18 | Freescale Semiconductor, Inc. | RF receivers with reduced spurious response for mobile stations and methods therefor |
| US7072427B2 (en) | 2001-11-09 | 2006-07-04 | Parkervision, Inc. | Method and apparatus for reducing DC offsets in a communication system |
| US7460584B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-12-02 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| US7379883B2 (en) | 2002-07-18 | 2008-05-27 | Parkervision, Inc. | Networking methods and systems |
| JP3711106B2 (ja) * | 2002-12-27 | 2005-10-26 | 株式会社東芝 | データ処理装置及びデータ処理方法 |
| US7003263B2 (en) * | 2003-05-12 | 2006-02-21 | Lucent Technologies Inc. | Telecommunications receiver and a transmitter |
| US7164901B2 (en) * | 2003-12-24 | 2007-01-16 | Agency For Science, Technology And Research | DC offset-free RF front-end circuits and systems for direct conversion receivers |
| JP4095587B2 (ja) * | 2004-06-30 | 2008-06-04 | 株式会社東芝 | データ処理装置及びデータ処理方法 |
| JP4488855B2 (ja) * | 2004-09-27 | 2010-06-23 | パナソニック株式会社 | 半導体回路装置 |
| US20080256270A1 (en) * | 2007-03-02 | 2008-10-16 | Hubbs Robert A | Quality of service based preemptive routing |
| US9024815B2 (en) | 2011-05-27 | 2015-05-05 | Brooks Engineering International, Llc | Direct-to-digital software-defined radar |
| US8737549B2 (en) | 2012-04-30 | 2014-05-27 | Lsi Corporation | Receiver having limiter-enhanced data eye openings |
| US9893916B2 (en) * | 2016-07-01 | 2018-02-13 | Texas Instruments Incorporated | Methods and apparatus for performing a high speed phase demodulation scheme using a low bandwidth phase-lock loop |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2180419A (en) * | 1985-09-16 | 1987-03-25 | Philips Electronic Associated | Direct conversion receiver |
| US5109544A (en) * | 1990-11-05 | 1992-04-28 | Motorola, Inc. | Paging receiver with automatic frequency control |
-
1993
- 1993-08-31 TW TW082107065A patent/TW225067B/zh active
- 1993-10-07 US US08/133,546 patent/US5438692A/en not_active Expired - Lifetime
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- 1993-11-24 JP JP29330993A patent/JP3524947B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008536367A (ja) * | 2005-03-18 | 2008-09-04 | モトローラ・インコーポレイテッド | 周波数変調されたｒｆ信号を受信および復調するための受信器、ならびにその受信器内での動作の方法 |
| TWI399916B (zh) * | 2009-10-14 | 2013-06-21 | 適應性接收器 |
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| Publication number | Publication date |
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| US5438692A (en) | 1995-08-01 |
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