CN102045079A - 适应性接收器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种适应性接收器，其用于接收射频(RF)信号，并将上述接收到的具有频率为RF频率F_RF的RF信号转换为低的中频F_IF。上述的适应性接收器包含一对带通滤波器，其具有等于F_IF的公称中心频率F_C；查询表(LUT)，其设置成估计代表因操作温度改变及/或制程变化而导致的上述的带通滤波器中心频率的频率补偿Δ_f；微控制器，其设置成估计上述的带通滤波器的操作中心频率(＝F_IF+Δ_f，其包括上述的频率补偿)，并使用此新的中心频率做为上述的适应性中频F_IF，AD，及本地振荡器，其产生频率为F_LO的振荡信号，上述的频率F_LO等于F_RF减去F_IF，AD。上述的适应性接收器中还进一步包括温度感应装置。

Description

适应性接收器

技术领域

本发明涉及一种接收及调整射频(Radio frequency，RF)信号的接收器，尤其涉及一种用于接收RF信号，并将其转换成中频(Intermediatefrequency，IF)信号的适应性接收器。

背景技术

RF接收器通常被设计成用以将所接收的RF信号转换成IF信号，然后将上述之IF信号转换至基频。图1所示为已有技术中所接收的RF信号、本地振荡器信号及通过转换后的IF信号的频率。请参照图1，传统的RF接收器可以接收频率为F_RF的RF信号，且通过将上述之接收的RF信号与中心频率为中心F_LO＝F_RF-F_IF的本地振荡器(Local oscillator，LO)信号进行混频，而将上述之RF信号转换为具有公称中频F_IF的IF信号。虽然这种降频动作可利用混频器及LO在单一步骤中完成，然而有时候，上述之接收的RF信号也可先利用第一混频器及第一LO而被降频为第一IF，然后利用第二混频器及第二LO再次降频为频率为F_IF的公称IF。以下假设这种RF到IF的转换在单一步骤中完成。通常会需要频道选择滤波器，例如带通滤波器(Band pass filter，BPF)或低通滤波器(Low pass filter，LPF)以滤除不想要的镜射信号及干扰信号，以利于基频解调变器对想要的信息进行检测。但是上述之频道选择滤波器会遭遇中心频率偏移的问题，其将显著地降低经解调变化的信号的质量。

图2A为不具有任何中心频率偏移的带通滤波器(BPF)的示例性频率响应的示意图。请参照图2A，想要的BPF可具有等于F_IF的中心频率F_C，如此在两个称半功率点F₁(即低3dB点)及F₂(即高3dB点)之间不会发生功率误差。

但是，某些BPF或LPF不会具有如图2A所示的频率响应。例如，BPF的频率响应的不准确性会由于制程变化及/或环境温度改变造成的(跨)导电对电容比的误差所造成。图2B所示的是具有中心频率偏移的BPF的示例性频率响应。请参照图2B，上述之BPF的中心频率F’_C与F_IF之间具有一个偏移量Δ_f，其造成例如上述这些公称半功率点F₁及F₂之间的20dB功率误差。为了处理制程变化及/或温度改变所造成的问题，可使用自动调整电路来准确地控制上述之滤波器的频率响应，然而这将无可避免地会造成设计的复杂性。这种复杂性是不想要的，尤其对于行动通讯的应用，其必须具有最小化的芯片尺寸、电力消耗及单位成本。

发明内容

本发明揭示一种适应性接收器，其可排除已有技术的限制与缺点所造成的一个或多个问题。

本发明的实施例可以提供一种适应性接收器，其用于接收射频(RF)信号，并将上述之接收到的具有频率为F_RF的RF信号转换为适应性中频。上述之适应性接收器可以包含(1)一个二维查询表(Look-up table，LUT)，其包含频率补偿值Δ_f在一个想要的温度与制程边界的范围内，(2)微控制器，其被设置成在给定上述之LUT、温度及制程边界值的条件下，可用以估计BPF的中心频率：F_C＝F_IF+Δ_f，及(3)本地振荡器，其产生弦波信号，其频率F_LO等于F_RF减去F_C。上述中，F_C为上述之BPF在温度改变及制程边界变化的状况下的一估计中心频率。上述之适应性接收器使用F_C做为“适应性”中频，其也标示为F_IF，AD。

通常我们不知道上述之温度或制程边界值。在此状况之下，本发明的实施例可以提供一种适应性接收器，其包含(1)一个一维LUT，其包含想要的两个单频信号的电压差范围的频率补偿值Δ_f，其也需要测量程序来获得这两个单频信号的电压差，(2)微控制器，其被设置成基于上述之测量得的两个单频信号的电压差，而可用以估计适应性中频F_IF，AD(＝F_IF+Δ_f)，及(3)本地振荡器，以产生弦波信号，其频率F_LO等于F_RF减去F_IF.AD。在一实施例中，上述之两个单频信号的测量程序可在估计一个适应性IF之前执行。

作为以上实施例的另一种延伸形态，假设可以准确地测量上述之温度变化，且因此仅在供电之后执行上述之两个单频信号测量，上述之适应性接收器可以包含(1)一维LUT，其包含想要的两个单频信号电压差范围的频率补偿值Δ_f，其中在上述之适应性接收器被供电之后执行测量程序以获得温度T_on之下的上述之两个单频信号电压差，(2)温度感应装置，其与微处理器共同运作，以测量操作温度T_op及T_on之间的温度差Δ_T，(3)微控制器，其被设置成基于Δ_f、预先估计的温度系数F_slope及上述之温度差Δ_T＝T_op-T_on，而可用以计算适应性中频F_IF，AD(＝F_IF+Δ_f+F_slope*Δ_T)，及(4)本地振荡器，以产生振荡信号，其频率F_LO等于F_RF减去F_IF，AD。在此实施例中，上述之两个单频信号测量在供电之后仅执行一次，且上述之温度感应装置在与上述之微处理器13共同运作时被假设能够准确地监视上述之温度。因此适应性中频可利用准确的“温度差”的数值来估计。

本发明的实施例也可以提供一种适应性接收器，其用于接收射频(RF)信号，并将上述之RF频率为F_RF的RF信号转换成适应性中频。上述之适应性接收器可以包含(1)一个二维查询表(LUT)，其包含上述之频率补偿值Δ_f在想要的温度与制程边界的范围内，(2)微控制器，其被设置成基于上述之已知温度及制程边界，可用以估计上述之BPF的中心频率：F_C＝F_IF+Δ_f，及(3)本地振荡器，以产生弦波信号，其频率为F_LO＝F_RF-F_IF，.AD。上述之本地振荡器进一步包含预先幅度调整器，其设置成可操作于具有第一预先幅度调整器因子N的第一模式及具有第二预先幅度调整器因子(N+1)的第二模式，其中N为正整数；并包含sigma-delta调变器，其设置成在基准频率的每一个M循环产生一次进位信号，以将上述之预先幅度调整器由上述之第一模式切换到上述之第二模式。本发明的实施例另可以提供一种适应性接收器，其用于接收射频(RF)信号，并将上述之RF频率为F_RF的RF信号转换成适应性中频。上述之适应性接收器可以包含(1)一个二维查询表(LUT)，其包含上述之频率补偿值Δ_f在想要的温度与制程边界的范围内，(2)微控制器，其设置成基于上述之已知温度及制程边界而可用以估计上述之BPF的中心频率：F_C＝F_IF+Δ_f，及(3)本地振荡器，以产生弦波信号，其频率F_LO等于F_RF-F_IF，.AD。上述之本地振荡器还包含晶体振荡器，其设置成产生频率为F₀的基准频率，其中F₀为F_D的函数；预先幅度调整器，其设置成可操作于具有第一预先幅度调整器因子N的第一模式及具有第二预先幅度调整器因子(N+1)的第二模式，其中N为正整数；及sigma-delta调变器，其设置成产生进位信号，以将上述之预先幅度调整器由上述之第一模式切换到上述之第二模式。

在下文的说明中将部分提出本发明的其它特点与优点，而且从上述之说明中将了解本发明其中一部分，或者通过实施本发明也可知道。通过随附的权利要求中特别列出的元件及其组合将可了解且达到本发明的特点与优点。

并应当了解，上文的概要说明以及下文的详细说明都仅供作例示与解释，其并不能对本文所主张的发明形成限制。

本说明书中所并入且构成本说明书其中一部分的附图所图解的是本发明的其中一实施例，其连同本说明可用来解释本发明的原理。

附图说明

当结合各附图而阅览时，即可更佳了解本发明的前揭摘要以及下文详细说明。为达到本发明说明目的，各附图里图绘有现属较佳的各实施例。然应了解本发明并不限于所绘的精确排置方式及设备装置。

在各附图中：

图1为已有技术中所接收到的射频(RF)信号、本地振荡器信号及通过转换后的中频(IF)信号的频率的示意图；

图2A为不具有任何中心频率偏移的带通滤波器的示例性频率响应的示意图；

图2B为具有中心频率偏移的带通滤波器的示例性频率响应的示意图；

图3为与本发明的一实施例一致的转换RF信号成为IF信号的方法的示意图；

图4A为与本发明的一实施例一致的适应性接收器的方框图；

图4B为校准与本发明的一实施例一致的带通滤波器的方法的方框图；

图5A为与本发明的一实施例一致的本地振荡器的方框图；

图5B为与本发明的另一实施例一致的本地振荡器的方框图；及

图6为带通滤波器中心频率F_C(in MHz)相对于温度(摄氏)的变化的测量结果的实施例。

主要元件标记说明

10    适应性接收器

11    射频区段

12    基频区段

13    微控制器

14    温度感应装置

17    本地振荡器产生器

20    调变器

50    本地振荡器

51    锁相回路

52    Sigma-delta调变器

53    加法器

60    本地振荡器

61    晶体振荡器

110   低噪声放大器

111   I混频器

112   Q混频器

113    分数本地振荡器信号产生器

114    I-带通滤波器(I-BPF)

115    Q-带通滤波器(Q-BPF)

116    第一可变增益放大器

117    第二可变增益放大器

121    第一模拟至数字转换器(I-ADC)

122    第二模拟至数字转换器(Q-ADC)

123    降频至基频的转换器(down-conversion to baseband)

124    解调变器

131    查询表

221    第一数字至模拟转换器

222    第二数字至模拟转换器

231    第一缓冲器

232    第二缓冲器

511    相位频率检测器

512    电荷泵

513    回路滤波器

514    电压控制振荡器

515    正交本地振荡器信号(LO)产生器

516    预先幅度调整器

520    累加器

具体实施方式

为达到解释目的，本详细说明中提出各种特定的细节以便更彻底地了解本发明的实施例。不过，所属技术领域的技术人员将会发现，没有上述这些特定细节也可实施本发明的实施例。再者，所属技术领域的技术人员便可轻易地明白本文中叙述与实施方法的特定顺序仅供解释之用，本发明亦涵盖各种变化顺序，而且仍然落在本发明实施例的精神与范畴之中。

图3为与本发明的一实施例一致的转换射频(RF)信号成为中频(IF)信号的方法的示意图。请参照图3，频率为F_RF的所接收的RF信号可由根据本发明所建构的适应性接收器所接收。上述之所接收的RF信号可通过上述之适应性接收器而转换成公称(中心)中率为F_IF的IF信号。在根据本发明一实施例中，F_RF的范围是大约2.4十亿赫兹(gigahertz，GHz)到2.48GHz，且F_IF的范围是大约1百万赫兹(megahertz，MHz)到1.5MHz。在另一实施例中，上述之所接收的RF信号可根据IEEE 802.11a标准而调变，使得F_RF的范围可由大约5.15GHz到5.35GHz，或是由大约5.725GHz到5.825GHz。

为了处理温度改变及/或制程边界变化的问题，可由上述之适应性接收器产生频率补偿「Δ_f」来补偿由于环境温度改变或制程变化造成的F_IF的频率偏移。因此，可确定适应性频率F_IF，AD，其中F_IF，AD＝F_IF+Δ_f。本地振荡器(Local oscillator，LO)可设置成产生频率为F_LO＝F_RF-F_IF，AD＝F_RF-(F_IF+Δ_f)的LO信号。上述之频率补偿与上述之LO信号将在以下进一步讨论。

图4A为与本发明的一实施例一致的适应性接收器10的方块图。适应性接收器10可设置成执行信号放大、降频、滤波、频道选择、模拟至数字转换及其它类似的功能。请参照图4A，适应性接收器10可包括RF区段11、基频(Baseband，BB)区段12、微控制器13及温度感应装置14。所接收的RF信号可由低噪声放大器(Low noise amplifier，LNA)110所放大。而由上述之LNA 110所输出的RF信号可在同相位(In-phase，I)路径及正交相位(Quadrature-phase，Q)路径中进行处理。特别是在I路径中，第一频率转换器，例如在RF区段11中的第一混频器阶段的I混频器111，其可基于操作频率为F_LO＝F_RF-(F_IF+Δ_f)的分数LO产生器113所产生的第一本地振荡器(LO)信号(即I_LO信号)，而将LNA 110所输出的上述之RF信号降频至适应性频率(F_IF+Δ_f)。接着，第一频道选择滤波器，例如同相位频道带通滤波器I-BPF 114，其具有等于(F_IF+Δ_f)的中心频率F_C，可滤除镜射信号或干扰信号。I-BPF 114具有两个输入，第一输入为I混频器111的输出，而第二输入为Q混频器112的输出。I-BPF 114的输出信号在被传送到位于BB区段12中的降频至基频的转换器123之前，可先在第一可变增益放大器(Variable gain amplifier，VGA)中进行处理，然后在第一模拟到数字转换器(Analog-to-digital converter，ADC)，I-ADC 121中进行处理。上述之第一VGA 116其作用为通过控制其增益以维持想要的输出信号位准。类似地，在Q路径中，第二频率转换器，例如在上述之RF区段11中的上述之第一混频器阶段的Q混频器112，其可基于操作频率为F_LO＝F_RF-(F_IF+Δ_f)的上述之分数LO产生器113所产生的第二LO信号(即Q LO信号)，而将LNA 110所输出的上述之RF信号降频至上述之适应性频率(F_IF+Δ_f)。I_LO及Q_LO信号在彼此相互正交的相位中以相同频率传送。接着，正交频道选择滤波器，例如Q-BPF 115，其具有中心频率F_C＝(F_IF+Δ_f)，可以滤除镜射信号或干扰信号。Q-BPF 115亦具有两个输入，其第一输入为I混频器111的输出，而其第二输入为Q混频器112的输出。Q-BPF 115的输出信号在被传送到位于上述之BB区段12中的上述之降频至基频的转换器123之前可先在第二VGA 117中进行处理，然后在第二ADC，Q-ADC 122中进行处理。当考虑成复数等效信号x_I+ix_Q时(其中

)，上述这些两个输入(x_I及x_Q)到上述之降频至基频的转换器123为具有中心频率为F_C＝(F_IF+Δ_f)的信号。上述之降频至基频的转换器123，其同等于对具有相同中心频率为F_C＝(F_IF+Δ_f)的第二阶段I/Q混频器，而将上述之复数等效信号降频成一对I/Q基频信号x_I，BB及x_Q，BB。然后，解调变器124可以处理来自上述之降频至基频的转换器123的输出信号以撷取上述之经过调变的数据。

分数LO产生器113可设置成基于基准频率频率F₀、关于上述之频率偏移F_D的第一数值N_D、以及关于上述之进位信号的周期的第二数值N_CH，而产生频率为F_LO＝F_RF-(F_IF+Δf)的I_LO及Q_LO信号。在一实施例中，上述之第一数值N_D及上述之第二数值N_CH可与预先幅度调整器或频率除法器的平均除法比率有关，其将参照图5A来讨论。在另一实施例中，上述之第一数值N_D可与基准频率的修正比例有关，而上述之第二数值N_CH可与上述之预先幅度调整器的除法比例有关，其将参照图5B来讨论。再者，上述之振荡器频率F_LO＝F_RF-(F_IF+Δ_f)及上述之中心频率F_C＝(F_IF+Δ_f)可为上述之基准频率的频率F₀的非整数倍数，并且可包括分数部分。

在一实施例中，第一BPF 114及第二BPF 115可被设计为具有位于相对低的IF频段中的中心频率，其范围例如大约在1MHz到1.5MHz。上述之中心频率可随着上述之环境温度改变而改变。下表1列出不同温度下IF中心频率变化的实施例，即摄氏95(℃)，25℃及-45℃，及对于由TTT到FFF的所有制程边界。因此，其为一个二维表格。表1所示的F_IF+Δ_f数值为模拟结果。上述之公称中频是在1.248MHz。事实上，可能不知道特定接收器的制程边界。温度感应装置14也可能在温度测量中无法提供不错的绝对准确性。而是，当典型的温度感应装置14与微处理器13共同运作时，在测量温度差Δ_T时能够提供不错的准确性。因此，下表1用于解释我们的观念，其中假设能够准确地同时知道温度及制程边界。事实上，使用校准程序来准确地估计上述之BPF的中心频率。此程序将在稍后详述。

表1(F_IF+Δ_f数值单位为MHz)

在表1中，上述之制程边界可参照及制造出上述之适应性接收器10的半导体制程。字符“T”、“F”及“S”可分别代表典型、快速及慢速。例如，TTT可代表薄氧化物装置的典型分割、厚氧化物装置的典型分割及复合物电阻的典型分割。再者，如表1的粗体字符所示，典型中心频率偏移可为1.248MHz(TTT边界为25℃)，上述之最大中心频率偏移可为1.485MHz(FFF边界在-45℃)，且上述之最小中心频率偏移可为0.902MHz(SSS边界在95℃)。再者，给定相同制程边界，上述之最大频率误差可落在大约250千赫(kilohertz，KHz)。例如，上述之最大频率误差会发生在SST边界处，其数值为245KHz(＝1.164MHz-0.919MHz)。

上述之制程边界信息可从，例如适应性接收器10的制造商而取得。再者，上述之温度信息可由温度感应装置14所获得，其可设置成在适应性接收器10被开启的供电阶段期间检测上述之环境温度。给定上述之制程边界及上述之环境温度的信息，如先前的讨论并参照图3，F_IF+Δ_f数值可被估计而得。在本实施例中，为了简化起见，在表1中仅例示三个温度做为参考。在根据本发明的一实施例中，表1可被扩充为在-45℃及95℃之间相同温度范围中，或在例如大约5℃及95℃之间的想要的温度范围内涵盖更多的温度项目。这种扩充的表格可建立于二维查询表(LUT)131。LUT 131可以允许在预定温度范围中的内插及外插。因此，微控制器13可设置成自温度感应装置14接收温度信息，并通过index查询第一LUT131而计算通过调整后的IF。

将我们的讨论集中在上述之带通滤波器的中心频率F_C如何按照温度及制程边界的函数来改变。其创新在于使用此“可变化”的中心频率做为适应性接收器的中频F_IF，AD。以上的讨论假设同时知道上述之适应性接收器的温度及制程边界。通常温度感应装置14无法提供准确的绝对温度，但可准确地测量得上述之温度差。基本上，无法得知特定芯片的制程边界。在上述之例中，可使用校准程序来估计上述之F_IF+Δ_f数值。

在描述完整校准程序之前，先提出用于估计F_IF+Δ_f的测量程序。即使不知道上述之操作温度及上述之制程边界，也可使用上述之测量程序。图4B所示为用于估计与本发明的上述实施例一致的上述之带通滤波器的中心频率的一两个单频信号测量方法的方框图。上述之两个单频信号测量可在适应性接收器10的供电阶段期间来执行。请参照图4B，调变器20可被设置成在时间T₁处先产生频率为F_X1的第一测试单频信号，然后在时间T₂处产生频率为F_X2的第二测试单频信号。上述之第一测试单频信号的同相位成分，其在图4B中标示为“I信号”，可通过I路径通过第一数字至模拟转换器(DAC)221及第一缓冲器231而同时传送到I-BPF 114及Q-BPF115，并且上述之第一单频信号的正交成分，其在图4B中标示为“Q信号”，在T₁时可通过Q路径通过第二DAC 222及第二缓冲器232而同时传送到I-BPF 114及Q-BPF 115。上述之第一信号电压位准V_FX1，其代表在解调变器124处所接收的上述之第一测试单频信号的强度，能够被检测到并且随后储存在缓存器(未示出)中。

接下来，上述之第二测试单频信号的同相位成分，其在图4B中标示为“I信号”，可通过上述之I路径通过第一DAC 221及第一缓冲器231而同时传送到I-BPF 114及Q-BPF 115，并且上述之第二测试单频信号的正交成分，其在图4B中标示为“Q信号”，在第二时间点T₂时可通过上述之Q路径通过上述之第二DAC 222及上述之第二缓冲器232而同时传送到I-BPF 114及Q-BPF 115。上述之第二信号电压位准V_FX2，其代表在解调变器124处所接收的上述之第二测试单频信号的强度，能够被检测到并且随后储存在缓存器(未示出)中。其是假设在以上的两个单频信号测试期间，温度变化可被忽略。

上述之第一电压位准V_FX1及上述之第二电压位准V_FX2可彼此比较，而得到差异值ΔV_FX2-FXI(＝V_FX2-V_FX1)，其可包含由于周遭温度改变及制程边界变化所造成在上述之公称中频发生的中心频率补偿Δ_f的信息。下表2列出不同ΔV_FX2-FX1数值所对应的Δ_f数值的实施例。

表2

ΔVFX2-FX1(dB)	Δf(kHz)
		-20	-225

-15	-170
		-10	-115
-5	-60
		0	0(预设)
2	30
		4	50
6	75
		8	110
10	154
		12	230
15	314

请参照表2，Δ_f的数值可随着ΔV_FX2-FX1增加而增加。在根据本发明的一实施例中，表2可被扩充而在-20dB及15dB之间的相同比较范围中或在其它想要的比较范围中能够涵盖更多的比较数值。同时参照图4A，这种扩充的表格可建立在查询表(LUT)131中。LUT 131可以允许在预定比较范围中的内插及外插。利用上述之测量的ΔV_FX2-FX1，微控制器13可设置成通过从LUT(131)中寻找上述之Δ_f值，并将其加入到上述之公称IF频率F_IF以产生相对应的F_C(＝F_IF+Δ_f)，或等同的F_IF，AD值。再者，基于上述之F_IF+Δ_f值，分数LO产生器113可以产生振荡频率为F_LO＝F_RF-(F_IF+Δ_f)的上述这些LO信号，并且BPF 114、115及BB区段12中的123可操作于适应性中频F_IF，AD＝F_IF+Δ_f。

如上所述，上述之制程边界可能无法预知，并且上述之温度的测量可能无法达到绝对精确。然而，上述之温度差可被准确地测量而得。虽然在使用上述之适应性接收器的当前可仅重复上述之两个单频信号测量，但若存在有温度改变的状况下则不便于进行上述测量。在上述的状况下，则可使用以下的简化校准程序来准确地估计上述之F_IF，AD，并能藉此估计F_LO。其假设在以下步骤1到3期间的温度维持不变。

基于两个单频信号测量的简化的校准程序为：

步骤1：在供电之后，使用如图4A所例示的温度感应装置14来检测上述之周遭温度，并记录成T_on；

步骤2：使用上述之循环模式，如以上使用图4B所述，而调变器20输出两个测试单频信号，其中F_x1＝f_IF-0.8MHz及F_x2＝f_IF+0.8MHz，然后记录上述之差异为ΔV_FX2-FX1，其中f_IF＝1.248MHz(上述之公称IF频率)，且0.8MHz为上述之带通滤波器的3-dB频宽；

步骤3：通过LUT 131而决定上述之Δ_f数值；

步骤4：当在不同温度(例如，由上述之温度感应装置14测量而得的T_op)下操作时，计算

F_LO＝F_RF-(F_IF+Δ_f+F_slopeF_slope×Δ_T)其基于温度差Δ_T＝T_on-T_op，其中F_slope与温度差Δ_T的F_IF+Δ_f斜率系数相关。

校准程序结束。

图6为带通滤波器中心频率F_C(in MHz)相对于温度(摄氏)的变化的测量结果的实施例。可观察到F_slope大约为-15KHz/℃。

当参照图4A时，可再次将表2扩充，并将其连同于预先储存在查询表(LUT)131中的F_slope数值。LUT 131可以允许在预定比较范围中的内插及外插。在供电两个单频信号测量之后，微控制器13可设置成通过从LUT(131)中寻找上述之Δ_f值，并将其加入到上述之公称IF频率F_IF，，而在T_on产生相对应的F_C(＝F_IF+Δ_f)，或等同的F_IF，AD值。上述之供电温度T_on也储存在缓存器中。当在不同温度T_op下操作时，上述之微处理器找出Δ_T，且基于F_slope及F_IF+Δ_f数值，上述之分数LO产生器113可以产生频率为F_LO＝F_RF-(F_IF+Δ_f+F_slope×Δ_T)的上述这些LO信号，而BPF 114、115及在BB区段12中123可操作于适应性中频F_IF，AD＝F_IF+Δ_f+F_slope×Δ_T。

图5A为与本发明的一实施例一致的本地振荡器50的方框图。请参照图5A，上述之本地振荡器50，其可做为参照图4A所述及例示的上述之LO产生器17，可包括锁相回路(Phase locked loop，PLL)51及sigma-delta调变器52。PLL 51另可包括相位频率检测器(Phase-frequency detector，PFD)511、电荷泵512、回路滤波器513、电压控制振荡器(Voltage-controlledoscillator，VCO)514、正交本地振荡器信号产生器515及预先幅度调整器516。PFD 511可接收具有基准频率F₀的频率信号及来自上述之预先幅度调整器516的反馈信号做为输入，比较两个输入信号的频率，并产生输出电压做为误差信号，其与上述这些输入频率的差异成正比。上述之误差信号可通过上述之电荷泵512及上述之回路滤波器513传送到VCO 514，并可用于驱动VCO 514，其可依次产生输出频率。在一实施例中，上述之输出频率大约是4.8GHz，如此正交本地振荡器信号产生器515可以产生频率大约为2.4GHz的I_LO及Q_LO信号。

来自正交本地振荡器信号产生器515的输出信号可通过上述之预先幅度调整器516而馈送回到PFD 511的输入端，以产生负向反馈回路。如果未发生误差，上述之输出信号的频率大约是2.4GHz。如果上述之输出频率有偏移，则上述之误差信号会增加，以在相反方向上驱动上述之频率来降低上述之误差。因此上述之输出被锁定在另一输入端的频率，即上述之基准频率。

预先幅度调整器516可在至少两种模式下操作，其中每一个模式已经给定一个不同的预先幅度调整器因子。在本实施例中，预先幅度调整器516可设置成将来自正交本地振荡器信号产生器515的输出信号的频率除以第一预先幅度调整器因子「N」，直到被提供进位信号，其中N为正整数。可在上述之基准频率的每M个循环产生一次上述之进位信号，且当提供给预先幅度调整器516时，即可将上述之除法模数由上述之第一预先幅度调整器因子N切换到第二预先幅度调整器因子N+1。

Sigma-delta调变器52另可包括一个累加器520及延迟元件，其标示为Z^-1。累加器520可设置成产生进位信号以改变上述之预先幅度调整器516的模式。加总装置514(例如加法器)，可用于计算第一数值N_D及第二数值N_CH的总和。上述之进位信号的产生可通过储存N_D及N_CH的加总值以及进行模数函数以更新上述之加总值而完成。当上述之加总值到达M时，即可产生进位信号。在本实施例中，N_D及N_CH可与平均除法比率N_f相关，其可表示成以下式子。

$N_f=\frac{F_{\mathrm{RF}}}{F_0}=\frac{(2^k-M)\×N+M\×(N+1)}{2^k}=N+\frac{M}{2^k}$ (式1)

其中k为上述之进位信号的位宽度，而M在定义上等于N_D+N_CH。本地振荡器50的振荡频率F_LO可以等于基准频率F₀与除法比率N_f的乘积，因此可写成以下式子。

$F_{\mathrm{LO}}=F_0\×N_f=F_0\×(N+\frac{M}{2^k})=F_0\{(N+\frac{N_{\mathrm{CH}}}{2^k})+\frac{N_D}{2^k}\}=F_{\mathrm{RF}}-(F_{\mathrm{IF}}+{\mathrm{\Δ}}_f)$

(式2)

基于上式2，F_LO中的项次(F_RF-F_IF)及Δ_f可在以下式子中定义。

$F_{\mathrm{RF}}-F_{\mathrm{IF}}=F_0(N+\frac{N_{\mathrm{CH}}}{2^K})$ (式3)

其中

(式4)

如果F_RF＝2403.2MHz，F₀＝16M及k＝12，我们可得出

$N_f=2403.2/16=150.2=150+0.2=N+\frac{M}{2^k}$

也就是说，N＝150及M(＝0.2×4096＝819.2)被四舍五入成819，其为最接近的整数。

图5B为与本发明的另一实施例一致的本地振荡器60的方框图。请参照图5B，本地振荡器60，其可做为图4A中所例示的LO产生器17，可类似于参照图5A所述及例示的本地振荡器50，除了例如可使用N_D来修正产生频率为F₀的上述之基准频率的晶体振荡器61。特别是，N_D可相关于基准频率F₀的修正比率

其中b为提供给晶体振荡器61的N_D的位元宽度。再者，N_CH可相关于上述之预先幅度调整器516的除法比例

本地振荡器60的振荡频率F_LO可以等于上述之基准频率F₀、上述之修正比例

及上述之除法比率的乘积，其可写成下式。

$F_{\mathrm{LO}}=F_0(1+\frac{N_D}{2^b})\×(N+\frac{N_{\mathrm{CH}}}{2^k})=F_0(N+\frac{N_{\mathrm{CH}}}{2^k})+F_0\{\frac{N_D}{2^b}\×(N+\frac{N_{\mathrm{CH}}}{2^k})\}=(F_{\mathrm{RF}}-F_{\mathrm{IF}})-{\mathrm{\Δ}}_f$

基于上式，F_LO中的项次(F_RF-F_IF)及Δ_f可在下式中定义。

$F_{\mathrm{RF}}-F_{\mathrm{IF}}=F_0(N+\frac{N_{\mathrm{CH}}}{2^k})$ 及 ${\mathrm{\Δ}}_f=-F_0\{\frac{N_D}{2^b}\×(N+\frac{N_{\mathrm{CH}}}{2^k})\}$

所属技术领域的技术人员应即了解可对上述各实施例进行变化，而不致悖离其广义的发明性概念。因此，应了解本发明并不限于本申请公开的特定实施例，而为涵盖归属如权利要求所定义的本发明精神及范围内的修饰。

另外，在说明本发明的代表性实施例时，本说明书可将本发明的方法及/或制程表示为特定的步骤次序；不过，由于上述之方法或制程的范围并不是在本文所提出的特定的步骤次序，故上述之方法或制程不应受限于所述的特定步骤次序。身为所属技术领域的技术人员应当会了解其它步骤次序也是可行的。所以，不应将本说明书所提出的特定步骤次序视为对申请专利范围的限制。此外，也不应将有关本发明的方法及/或制程的申请专利范围仅限制在以书面所载的步骤次序的实施，所属技术领域的技术人员易于了解，上述这些次序亦可加以改变，并且仍涵盖在本发明的精神与范畴之内。

Claims (7)

1.一种适应性接收器，其特征是用于接收射频(RF)信号，并将上述之接收到的具有频率为F_RF的RF信号转换成频率为F_IF，AD的中频(IF)信号，上述之适应性接收器包含：

一对带通滤波器，其中每一个带通滤波器具有一个频率为F_IF的公称中心频率；

二维查询表，其设置针对环境温度及制程边界变化提供上述这一对带通滤波器的中心频率的频率补偿(Δ_f)值；

温度感应装置，以提供温度信息；

微控制器，其设置成根据来自上述之二维查询表的频率补偿(Δ_f)值、来自上述之温度感应装置的温度信息、及预先储存在该制程边界的信息，以估计一适应性中频F_IF，AD，上述之适应性中频F_IF，AD等于上述这一对带通滤波器的公称中心频率F_IF加上该频率补偿Δ_f；以及

本地振荡器，以产生一些弦波信号，上述这些弦波信号的频率F_LO等于F_RF减去F_IF，AD。

2.根据权利要求1所述的适应性接收器，其特征是进一步包含两个混频器，其中每一个混频器包含：

第一输入，以接收上述之接收到的RF信号；及

第二输入，以接收频率为F_LO＝F_RF-F_IF，AD＝F_RF-(F_IF+Δ_f)的第一本地振荡器(LO)信号与第二本地振荡器(LO)信号其中之一个，上述之第一本地振荡器(LO)信号与上述之第二本地振荡器(LO)信号在相位上彼此正交。

3.根据权利要求2所述的适应性接收器，其特征是进一步包含低噪声放大器，以放大上述之接收到的RF信号。

4.一种适应性接收器，其特征是用于接收射频(RF)信号，并将上述之接收到的具有频率为F_RF的RF信号转换为频率为F_IF，AD的中频(IF)信号，上述之适应性接收器包含：

一对带通滤波器，其中每一个带通滤波器具有一个频率为F_IF的公称中心频率；

一维查询表，其设置以提供中频补偿Δ_f以做为两个单频信号的电压差ΔV_FX2-FX1的函数；

其中该电压差ΔV_FX2-FX1(＝V_FX2-V_FX1)是基于对于两个频率所测量得的电压V_FX2与V_FX1而决定；

微控制器，其设置以使用该ΔV_FX2-FX1值，并通过该一维查询表而决定上述之中频补偿Δ_f，以及计算一适应性中频F_IF，AD，上述之适应性中频F_{IF， AD}等于上述之公称中频F_IF与上述之中频补偿Δ_f的总和；及

本地振荡器，以产生一些弦波信号，上述这些弦波信号的频率F_LO等于F_RF减去F_IF，AD。

5.根据权利要求4所述的适应性接收器，其特征是进一步包含两个混频器，其中每一个混频器包含：

第一输入，以接收通过低噪声放大器放大后之上述接收到的RF信号；及

第二输入，以接收具有相同频率为(F_LO＝F_RF-F_IF，AD＝F_RF-(F_IF+Δ_f))并具有90度相位差的第一本地振荡器(LO)信号与第二本地振荡器(LO)信号其中之一个。

6.一种适应性接收器，其特征是用于接收射频(RF)信号，并将上述之接收到的具有频率为F_RF的RF信号转换成频率为F_IF，AD的中频(IF)信号，该适应性接收器包含：

一个带通滤波器，其具有频率为F_IF的公称中心频率；

一维查询表，其设置以提供中频补偿Δ_f以做为两个单频信号的电压差ΔV_FX2-FX1的函数；

其中该电压差ΔV_FX2-FX1(＝V_FX2-V_FX1)是基于该适应性接收器在温度T_on下被供电之后所测量得两个频率电压V_FX2与V_FX1所决定；

温度感应装置，以检测操作温度T_op与上述之温度T_on之间的温度差Δ_T(＝T_on-T_op)；

微控制器，其设置以使用该ΔV_FX2-FX1值以及通过该一维查询表而决定该频率补偿Δ_f，以及计算一适应性中频F_IF，AD，上述之适应性中频F_IF，AD等于该公称中频F_IF，Δ_f及F_slope×Δ_T的总和，其中F_slope是与温度差Δ_T关联的F_IF+Δ_f斜率系数；及

本地振荡器，以产生一些弦波信号，上述这些弦波信号的频率F_LO等于F_RF减去F_IF，AD。

7.根据权利要求6所述的适应性接收器，其特征是进一步包含两个混频器，其中每一个混频器包含：

第一输入，以接收通过低噪声放大器放大后之上述接收到的RF信号；及

第二输入，以接收具有相同频率为(F_LO＝F_RF-F_IF，AD＝F_RF-(F_IF+Δ_f+F_slope×Δ_T))并具有90度相位差的第一本地振荡器(LO)信号与第二本地振荡器(LO)信号其中的一个。

Images