CN101405946A - Rf至基带接收器结构 - Google Patents

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CN101405946A CNA2007800092478A CN200780009247A CN101405946A CN 101405946 A CN101405946 A CN 101405946A CN A2007800092478 A CNA2007800092478 A CN A2007800092478A CN 200780009247 A CN200780009247 A CN 200780009247A CN 101405946 A CN101405946 A CN 101405946A
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Abstract

提供一种改进的接收器结构和方法，可用于无线收发器(例如耳机)，由此该接收器能够有利地将仅一个合成器电路用于RF至IF和IF至基带转换过程，从而提供更低的功耗。该接收器包括注入锁定本地接收器振荡器(RxLO)，其用于第一混合阶段(即RF至IF转换)。因此，Rx LO 105能够使用由合成器产生的较低基准频率信号的高次谐波(例如分数－N锁相环电路(PLL))。该接收器还包括可调谐Q增强IF滤波器110以及复合次级采样和混合降低转换电路，用于第二转换阶段(即IF至基带转换)。第二转换阶段使用的采样频率为从合成器(PLL)导出的基准频率的谐波。例如，在为RF频率FR1分配(n±(1/4))·fS的值的基础上设计收发器信道，其中PLL的频率fPLL可以选择为是次级采样频率fS的两倍，并且Rx LO的频率FRx LO可以是频率fPLL的九倍。

Description

RF至基带接收器结构
技术领域
本发明涉及无线通信收发器的领域，尤其涉及接收器模拟结构。
背景技术
无线音频产品的逐渐普及已经引起了对无线耳机方案的需求，但是当前的电路结构、例如使用蓝牙技术的电路结构没有取得巨大成功，这是因为它们的功耗太高。此外，它们的干扰管理很差，在实际生活的应用中产生不令人满意的性能。
无线电(无线)接收器的通用结构被称为超外差接收器结构。这种接收器使用本地合成器(即基准频率合成器/锁相环(PLL)电路)和混频器电路进行至少一次模拟载波(RF)频率向中间频率(IF)的频率降频转换，以获得基带信号。使用固定IF和不固定IF的结构都是已知的，但是不利地时，前者的已知结构需要使用至少两个合成器/PLL电路，而后者的已知电路分别由于信道和失真因素而通常不适于使用次级采样并且需要在IF中具有高动态范围和第次级降频转换。已知结构的这些需要增加了接收器的总功率需要。
因此，需要一种改进的接收器结构，其提供窄频带选择能力和低功耗。
具体实施例的详细说明
(i)附图说明
考虑以下的详细说明并参照所附的附图可更好地理解本发明，在所有附图中，相同的标号表示相同的元件：
图1是根据本发明实施例的示范性接收器的示意框图，并且为了举例说明还示出互补发射机本地振荡器(TxLO)电路；
图2A至图2F共同描述根据图1构成的接收器的RF至IF和IF至基带频率转换；
图3是用于在以分数-N锁相环(PLL)进行注入锁定之前预调谐RxLO的电路的框图图示；
图4A是用于窄带通滤波的IF滤波器Q调谐电路的框图，而图4B是Q可调谐IF滤波器的示范性电路；
图5是示出注入锁定电路的RxLO的更具体框图；以及
图6是接收器次级采样电路的更具体框图。
(ii)说明
要求保护的接收器结构的方案提供一种射频(RF)接收器电路以及用于将RF信号降频转换至基带的方法。RF至IF转换电路配置为用于RF信号至IF信号的RF至IF转换，包括用于将RF信号降频转换至基带IF信号的混频器电路。本地振荡器电路配置为用于注入锁定并且产生RF至IF混合信号以输入到混频器电路，混合信号具有作为基准频率的第一预选谐波(例如9)的频率。可调谐IF滤波器电路配置为用于将IF滤波器(例如，其中心频率参数和/或Q参数)预调谐至带通(band pass)(即，频带导通)IF信号的频带，并且当这样调谐时，对带通IF信号进行滤波。IF至基带转换电路配置为用于IF信号的IF至基带转换，其包括在输入的采样信号的采样频率下运行的次级采样和降频转换电路，所述采样频率为基准频率的第二预选谐波(例如2)。基准频率源电路(例如合成器)配置为用于产生基准频率的基准信号，其中从基准信号得到作为其谐波的混合信号和采样信号。
可选择操作注入锁定预调谐电路配置为用于在本地振荡器电路的锁定带宽内将本地振荡器电路充分预调谐至注入锁定频率，以通过基准信号的第一预选谐波使能注入锁定。注入锁定预调谐电路在由数字基带电路确定的可选采样频率下运行次级采样降频转换电路，以对RF信号进行降频转换，其中可选采样频率被选择用于产生那些混叠频带(alias band)，在降频转换的RF信号的能量测量基础上从这些混叠频带区分出注入锁定频率。能量检测元件配置为用于确定能量的测量。次级采样和降频转换电路优选包括I和Q复合信号分量次级采样器，并且接收器电路也可以包括模拟-数字电路以及包括选取所述基准频率的微控制器的数字基带电路。可调谐IF滤波器电路优选包括噪声发生器，所述噪声发生器配置为用于产生在对可调谐IF滤波器电路进行调谐中使用的白噪声信号，并且将所述白噪声选择性地输入到可调谐IF滤波器电路。
图1示出接收器结构100的实施例(并且仅为了举例说明还以虚轮廓示出可能的发射机电路220，用以有利地使用具有本地发射机振荡器(TxLO)205的互补发射机结构，其也被基准振荡器115的谐波注入锁定)。这种结构的产品应用实例将接收器发射机电路整合到便携式电子设备中，对其而言功耗是关键优点，并且例如其可以使用2.4GHz工业、科学和医学(ISM)无线电频带中扩展的多信道。
参照图1，接收器结构100优选包括仅一个本地合成器，即基准频率合成器/锁相环(PLL)电路115，在下文中也以更通用的术语称为“基准频率源”。这个基准频率源用于RF至IF和IF至基带转换过程，其轮换提供更低的功耗。图中示出的合成器/PLL115是传统类型的，以提供可编程基准频率输出信号。接收器结构100的两个特点有助于实现仅一个基准频率源的新型用途。
接收器100的一个特点是使用注入锁定来为用于第一混合阶段(即RF至IF转换)的本地接收器振荡器(Rx LO)105调谐的结构。有利地，从RxLO105输出的RF至IF混合信号是基准频率源(合成器/PLL电路)115的相对低频的高次谐波，在所示的实例中，为9次谐波。此外，在本实例中，可以看到，选取分数-N锁相环(PLL)用作基准频率源。
接收器100的另一个特点是将可预调谐Q增强IF滤波器110和次级采样器/混频器130、140用于第二转换阶段(即IF至基带转换)。这使得能够利用以基准频率的谐波进行次级采样，其中基准频率由同一基准频率源115驱动，在所示实例中为2次谐波(本领域的技术人员可认识到谐波的基准是指其数字多重频率)。
因此，两个转换阶段是调和相关的，并且由同一基准频率源115驱动，由于接收器结构中注入锁定的组合使用，因此基准频率源115能够有利地配置为相对低频率源。此外，通过以可调谐IF带通(band pass)(即，以某频带而导通)滤波来使用非固定IF(有时称为“移动”IF)，解决了通常在次级采样中产生的混叠干扰，并且在这种结构中允许使用次级采样进行第二转换。次级采样的使用也通过使用相对低频源115然后允许使用其较低谐波进行次级采样来实现次级。如本领域的技术人员可立即认识到的，这种新型接收器结构避免了传统使用两个合成器电路进行两个转换并且通过次级采样进行第二降频转换，从而有利地减小功耗。
以下的表1提供对于耳机产品应用提供的16信道中的每个信道在接收器结构各个阶段的一组示范性频率值(以MHz为单位)，其中在RF频率之间选取5MHz信道间隔，并且使用提供22.57MHz频率fxtal的晶体。
表1
  信道   fRF   fS   fPLL   fRxLO   fIF
  1   2403   115.8072   231.6145   2084.53   318.4699
  2   2408   116.0482   232.0964   2088.867   319.1325
  3   2313   116.2892   232.5783   2093.205   319.7952
  4   2418   116.5301   2330602   2097.542   320.4578
  5   2423   116.7711   233.5422   2101.88   321.1205
  6   2428   117.012   234.0241   2106.217   321.7831
  7   2433   117.253   234.506   2110.554   322.4458
  8   2438   117.494   234.988   2114.892   323.1084
  9   2443   117.7349   235.4699   2119.229   323.7711
  10   2448   117.9759   235.9518   2123.566   324.4337
  11   2453   118.2169   236.4337   2127.904   325.0964
  12   2458   118.4578   236.9157   2132.241   325.759
  13   2463   118.6988   237.3976   2136.578   326.4217
  14   2468   118.9398   237.8795   2140.916   327.0843
  15   2473   119.1807   238.3614   2145.253   327.747
  16   2478   119.4217   238.8434   2149.59   328.4096
从上述表1中可以看出这些信号的频率具有以下关系：
fRF＝(n±1/4)·fS，其中n选取为21
fPLL＝2·fS
fRxLO＝9·fPLL
fIF＝2.75·fS
n的最佳选择取决于对于任何特定应用的fS进行的选择。较高的n值允许选择更高的fS值，并且如读者可认识到的，由于PLL和次级采样器能够以更低的频率运行，因此这适于降低功耗。此外，n的适当值的选择取决于对于给定电路结构能够容许的信号图像之间的间隔，这是因为n的值越高，图像信号越接近。相位噪声也可能是关于特殊设计要考虑的因素，因此在对于n值的最佳选择中起作用。例如，fS可以选择为足够高，使得图像信号与带通IF信号足够远，从而使IF滤波器将图像信号减弱到致使它们无效这样的程度。在这里所示的示范性实施例中，在关系式fRF＝(n±1/4)·fS中选择±1/4是为了简化降频转换过程，由此从次级采样器130输出的离散时间复合信号分量被有效地乘以级数，以产生对应的输出基带信号分量142，其中级数(1，0，-1，0)用于I分量以及级数(0，1，0，-1)用于Q分量。
接收的RF信号10被衰减器40处理以进行自动增益控制(利用基于信道能量检测由基带数字处理电路165产生的增益控制信号20)，并且被馈送到加载有储能电路RF滤波器45(即片外)的低噪声放大器(LNA)120。RF滤波器45的总体Q是名义上的中间范围(例如对于上述ISM 2.4GHz频带为30)，以提供一些频带选择。然后，通过混频器125将产生的已处理RF信号122降频转换，以将信号从RF载波转换为IF(中间频率)载波。有利地，这是由注入锁定本地振荡器电路(Rx LO)105实现的，Rx LO 105配置为用于预调谐，并且被上述基准频率源驱动，这里基准频率源是基于晶体振荡器160的相对低频分数-N PLL115。这允许PLL115的相对高谐波来锁定Rx LO 105。
在示范性实施例中，混频器125的电流输出被馈送到中间频率(IF)Q调谐滤波器110中，中间频率(IF)Q调谐滤波器110也具有片外电感器(应该理解可以改为制定另一种设计和频率方案来使用片上电感器)。对于近似320MHz的中间频率，IF滤波器110被Q增强至5MHz的带宽。有利地，这种Q增强通过提供反混叠(anti-aliasing)允许使用次级采样器130，其中为了使用这种次级采样反混叠是必需的。它也提供一些信道选择。此外，在大量接收器增益产生之前使用这种高Q滤波器来提高接收器100的动态范围，并且允许在后来的阶段降低功耗。
第一阶段降频转换信号112被馈送到IF放大器(IFA)135，该IFA135包括具有gm增压反馈的源跟随器，其驱动包括I和Q信号分量次级采样器130和次级采样混频器140的第二阶段混频器次级次级。从次级采样器130输出的I、Q信号132具有以fS/4为中心的带通频域，其中fS是如图1和图2所示的有效采样频率。次级采样混频器140调制信号132，并将其转换为连续时间低通信号142。
图1至图4A所示接收器的以下元件是本领域的技术人员熟知和理解的，并且为了用于特定应用可以想出许多变型和修改。例如，在示范性耳机收发器应用中可编程增益放大器(PGA)145可用以提供必需的增益，并且模拟至数字转换器(ADC)150可以包括2阶连续时间滤波器和2位编码器，但是应该认识到因为这里的信号是低通的并且是部分滤波的，所以对PGA145和ADC150的线性度和带宽的要求放宽。在接收器数字基带电路165中使用信道能量检测，通过自动增益控制(AGC)数字处理电路155产生用于衰减器40的自动增益控制的模拟控制信号20。此外，状态机(没有示出)可以对来自ADC150的静态信号153产生反应，以基于ADC150处检测到的剩余带外干扰(但是被数字滤波，并且没有形成能量检测的一部分)，响应由数字基带电路165的AGC电路产生的控制信号22使得接收器增益被PGA145减小。
参照图2A标识的电路位置处所示的信号，图2B至图2F示出在每个这样的点处信号的频域，由此这些图在总体上示出根据图1配置的接收器的RF至IF以及IF至基带频率转换。图2A大部分与图1相同，但是为了方便起见没有示出接收器本地振荡器(Rx LO)电路105和图1所示的一些其它元件，从而使其仅示出以次级采样电路启动的I-Q处理电路的一半。图2B以图描述在图2A的位置(a)接收到的RF信号的频域，并且还示出从本地振荡器电路Rx LO 115输出的RF至IF混合信号Rx LO。图2C以图描述在图2A的位置(b)处被降频转换的IF信号的频域。图2D和图2E以图描述用于IF至基带频率降频转换的I和Q信号分量，前者描述在位置(c)次级采样信号的频域(并且，如本领域的技术人员可认识到的，实际上I和Q信号分量分别是fS/2，而不是这里为了易于表示而使用的fS/4)，而后者描述在图2A的位置(d)混频器转换信号的频域。图2F描述在由模拟至数字转换器(ADC)处理之后在位置(d)的降频转换信号。
参照图1，本领域的技术人员可注意到发射机200易于将互补结构用于接收器100。如接收器100中实施的，具有片外电感器的发射本地振荡器(TxLO)205能够类似地被基准频率源(PLL)115的谐波注入锁定驱动。例如，对于发射模式，PLL115可以被调节到略微不同的频率(例如，～220MHz)，从而可以使用例如PLL115的11次谐波进行直接升频转换。发射机基带的时钟频率(clock rate)是晶体振荡器160的频率，并且PLL115能够实现非常低的电流流出，同时满足发射(Tx)与接收(Rx)频率之间的60μs的切换时间限制。然后，可以将发射机220的其它电路元件220设置在标准结构中，这是本领域的技术人员所熟知的。
如以上强调的，通过注入锁定Rx LO 105的使用，接收器100的单个基准合成器结构避免了对第二射频(RF)PLL的需要，其中Rx LO 105是2005年11月8日授权并且委托与本申请相同的受让人的美国专利No.6,963,249的主题。因此，在本实施例中所述注入锁定是通过将Rx LO 105数字预调谐至充分位于Rx LO的锁定带宽内的注入锁定频率来实现的，以使得在PLL155基准信号输入到Rx LO时产生注入锁定。预调谐使得振荡器的自由运行频率足够接近所需频率，从而能够确保注入锁定。在不进行所述预调谐的情况下，如果存在振荡器储能电路的工艺差异则不可能注入锁定Rx LO105(或者Tx LO 205)。
如图3所示，数字基带电路165的数字处理能力用于确定Rx LO 105(以及互补发射电路结构中的Tx LO 205，但是在下文中不提供其重复说明)的输出的中心频率(fC)。Rx LO 105的调谐是在数字域内完成。首先，使PLL115提供的基准频率信号(通常被输入到Rx LO 105)无效，而使能第二路径，如下文所述。通过将Rx LO 105的输出经由所示第二路径直接发送到次级采样器130来执行所述预调谐，并且在此次级路径模式下接收器100确定Rx LO 105的输出的中心频率。对次级采样的信号137进行增益处理，并且(经由增益和DAC元件145，150)将其转换为数字形式。使用接收器基带电路165中的数字微控制器，在数字范围内处理产生的数字信号，以确定Rx LO 105的中心频率(fC)。
本领域的技术人员可理解，对于fC的所需确定，许多不同的方法都是可行的。在示范性实施例中，这是通过使用接收器数字基带电路165中的“能量检测”元件(图中没有具体示出)来完成，其产生与信号带中的能量成比例的信号。在此讨论中，参照图3，Rx LO 105输出的频率有待确定(测试)。因为数字基带的带宽有限，所以如果待测试的Rx LO 105输出的中心频率处于信道中，则这从能量检测元件产生的输出信号来看是明显的。
根据这个程序，将PLL115的频率设置为在此次级路径模式期间使用的采样频率进行与从Rx LO 105的所需频率的转换相匹配的频率转换，所需频率是目标注入锁定频率，在此频率处Rx LO被充分预调谐，以对预选RF信道进行注入锁定和RF至IF降频转换。然后，从最大值开始向下进行Rx LO105的频率扫描，并且在每一步考虑能量检测元件输出信号。当能量检测元件的输出超出特定限制时停止扫描，并且在这一点可知Rx LO 105的频率处于注入锁定频率，或者处于混叠频率。由于可能存在后一情况，于是必须在调谐完成之前确定哪一个是正确的。因此，在随后将PLL115设置为第二采样频率，使得Rx LO 105的所需频率仍然落入频带中，但是不需要的混叠频率不落入频带中。从这一信息可以确定(即，作为其逻辑结果)是否已经确认已经达到所需频率；如果这样，已经将Rx LO预调谐至用于RF信道的注入锁定频率。如果通过这个步骤没有找到所需频率，则从停止的位置继续扫描来寻找下一个峰，并且重复这样的算法，直到满足所需的匹配条件。
仅为了进行指导，要求读者考虑需要对RX LO 105调谐来接收频率fRF等于2408MHz这样的情况。为了实施将Rx LO 105调谐至这个所需(目标)信道的过程，微控制器首先将采样频率设置为116MHz。将Rx LO 105设置为预定最大频率，并且开始扫描其频率，直到由能量检测元件检测到可用的阈值能量。此时，所需频率是否正被Rx LO 105实际输出是不知道。为了进行说明，此时我们认为正在实际输出用于调谐到fRF值为(2408+116/2)MHz＝2466MHz的信道的频率，即所需频率信道以上的第一混叠频率。因此，此时可以知道所需频率是否正被Rx LO 105输出。然后，将采样频率(fS)设置为使得取代20.75的因子(即在关系fRF＝(n±1/4)·fS中，其中将n选为21，使得因子n±1/4为20.75或者21.25)，而采用21.25的另一因子。这意味着将采样频率设置为113.3MHz。这个频率也将达到2408MHz，然而其不会达到2466MHz(因为2408+113.3/2＝2464)。因此，如果采样频率将要相应地改变，则在基带的能量中不再检测到任何这样的峰。因此，返回到使用初始采样频率的过程，进行频率扫描并且最终检测到能量中的另一个峰，但是这时在应用第二采样频率时，在基带仍然检测到峰值能量，表明Rx LO 105输出目前处于所需频率以调谐至这个信道。
一旦确定Rx LO 105的频率，其被如上所述由数字基带电路165产生的反馈控制信号166和168调整，并且通过数字至模拟转换器172转换为模拟形式。连续重复进行这个预调谐反馈过程，直到达到所需Rx LO 105的频率。
在已将Rx LO 105预调谐至足够接近所需振荡频率(即处于LBW中)以允许注入锁定时，PLL115再次使能，并且预调谐第二路径失效。
通过预调谐Rx LO 105使其振荡频率fC接近所需频率，明显减小用于实现注入锁定所需的锁定带宽(LBW)。LBW的减小使注入锁定基准频率源115信号的所需能量减小，从而这允许使用将用于降频转换的较低基准频率的更高谐波。如图1所示，将具有PLL115的低频晶体振荡器160用于注入锁定具有x次谐波的RF Rx LO 105，在本实例中，将x选为9。
图5是示出注入锁定电路的Rx LO 105的更具体框图图示。方波从PLL115输出(因此，具有大谐波含量)并且施加到带通滤波器(BPF)119以选择所需的奇次谐波，其中因为差分输入被施加到Rx LO 105，所以将奇次谐波用于耳机接收器应用中(9次谐波被用于该应用中)。一旦将选择的谐波信号施加到Rx LO 105，Rx LO 105变为锁定并保持锁定至该谐波信号。然后如所示，在Rx LO 105电路中，通过注入锁定跨导体(transconductor)126将谐波信号转换为电流，并且直接馈送到Rx LO 105的核心128。
注入锁定带宽通常与输入注入锁定功率有关，并且随着前者增加，后者也(以dBm)增加。产生的锁定LO的相位噪声是比源信号(即PLL115)的相位噪声更高的n2或20log(n)因子，其中n是采用的注入锁定谐波。在需要的场合，本领域的技术人员熟悉计算这种效果可获得的已知测量方法。这些包括尤其是有可能将具有高Q电感器的片外储能电路用于PLL115的核心电压受控振荡器(VCO)，或者减小接收器(以及发射机)中相位噪声对误差向量幅值(EVM)的影响，有可能使用差分检测方案(本领域中众所周知差分检测具有丢弃来自输入信号的相位噪声的封闭的效果)。
图4A示出滤波器Q调谐电路，其有利地用于通过IF滤波器110进行的窄带通滤波。图4B提供用于Q可调谐IF滤波器元件的示范性电路。如已经熟知的，滤波器10的带通频率响应的特点在于其滤波参数Q及其中心频率fC，并且关于对滤波器直接调谐的其它讨论，读者可参照2006年1月3日授权且由委托与本申请相同受让人的美国专利No.6,983,136。
在这里描述的示范性实例中，根据以下过程对滤波器110预调谐。第一步，通过增加Q参数来经过振荡点，使滤波器110设置为振荡。然后，以与上述用于确定Rx LO 105的频率类似的方式确定滤波器110的频率fC，直到该频率处于所需中心频率的大约2MHz之内(即处于大约1％之内)。
然后，一旦滤波器110的频率fC处于所需频率的目标之内，则使从本地振荡器Rx LO 105开始的电路路径失效，并且改为使能从噪声发生器300的第二路径。这个噪声产生路径为滤波器110提供具有近似平坦能谱密度的白噪声信号。然后，通过IF滤波器110对噪声信号滤波，以在滤波器输出117处产生信号，该信号具有作为IF滤波器110的频率响应的比例代表(proportional representive)的能谱密度。滤波器输出117被直接馈送到次级采样器130，然后对次级采样的信号进行增益处理，并(通过增益和ADC元件145、150)将其转换为数字形式。使用位于接收器基带电路165中的数字微控制器在数字域内处理产生的数字信号，以确定滤波器参数Q和fC。
数字处理电路165产生用于调整滤波器110的Q和fC的数字控制信号112。使用数字至模拟转换器(DAC)114将这些信号转换为模拟控制信号116、118。如图4B所示，滤波器110装配有模拟滤波器调整输入a和b，其直接调整用于每个特性参数的各个滤波器元件。
在这里描述的示范性实例中，按照以下方式确定滤波器110的参数fC和Q。使用具有窄带宽的数字滤波器(没有示出)来更精密地分解IF滤波器110的频率响应。这是通过设置PLL115来实现，从而转换IF滤波器110的所需中心频率，然后通过数字滤波器计算功率，由此提供中心频率处的功率。然后，改变PLL115的频率(从上述频率方程推导的fPLL的所需改变)，使得滤波器110捕获fC+5MHz并且计算功率。然后，使用fC-5MHz进行第三次这种读取，从而获知三个不同的功率点(即fC+5MHz、fC和fC-5MHz)。然后，调整PLL115的频率，并且重复上述三点测量步骤，直到在各边界、即在fC+5MHz和fC-5MHz分别计算的功率相同，这是因为这表明滤波器110处于两个点的中心。之后，利用在fC与fC-5MHz和fC+5MHz之一处的功率比率计算滤波器110的参数Q的值(如已经熟知的，在Q与该比率之间存在1比1的对应关系)。
本领域的技术人员可认识到，有不同的方法可以用于确定滤波器110的参数fC和Q，可适应于特殊应用(取决于所需速度、精度和功率要求)。这些方法的实例包括在受让人的上述美国专利No.6,983,136中描述的方法，并且进行采样数据的FFT(即去除窄带所需信号以及任何其它干扰信号，根据需要消除放大的噪声以及寻找产生的频率响应的峰)。其它替换方案也是本领域已知的，并且取决于任何特殊速度、精度和/或功率要求，对于给定应用可以适当选择这些方法。
参照图6，提供接收器次级采样电路130的更具体框图。IF信号以因子fS/4偏离采样频率fS的谐波，导致图像出现fS/2的偏离。于是，通过混频器140以交替反相的信号容易地进行基带转换。如本领域的技术人员容易理解的，图1和图2中每个混频器140的注释(1，-1)表示转换为DC。来自IFA135和次级采样混频器140的宽带噪声也被混合，从而增大噪声密度。IFA135是源跟随器，设计为具有足够低的输出阻抗以驱动采样电容器。由IFA135和次级采样器130产生的噪声被采样电容器138的大小基本设定。更大的电容器将降低kT/C噪声，并且IFA135中更大的gm将减小来自IFA135的宽带噪声。为了保持采样器的带宽，将开关设定为适当的大小，从而对电容器制成多大进行有效限制。
对于这里描述的特殊实例，由于次级采样使最接近图像处于fS/2的偏离处或者处于近似60MHz的偏离处。对于最初和最后几个信道，这个图像处于带内，并且具有最佳效果，而中心信道没有受到显著影响。
通过上述已经公开的本发明的示范性实施例，对于本领域的技术人员而言显然可以进行实现本发明的优点的各种改变和修改，因此其均落入如随附权利要求书限定的本发明的范围。

Claims (20)

1.一种射频(RF)接收器电路，配置为用于接收RF信号并且将所述RF信号降频转换至基带，所述接收器电路包括：
(a)RF至IF转换电路，配置为用于所述RF信号至IF信号的RF至IF转换，所示RF至IF转换电路包括：混频器电路，用于将所述RF信号降频转换至频带导通IF信号；本地振荡器电路，配置为用于注入锁定和产生RF至IF混合信号以输入到所述混频器电路，所述混合信号具有作为基准频率的第一预选谐波的频率；以及可调谐IF滤波器电路，配置为用于将所述IF滤波器预调谐至所述频带导通IF信号的所述频带，并且当这样调谐之后用于对所述频带导通IF信号进行滤波；
(b)IF至基带转换电路，配置为对所述IF信号进行IF至基带转换，所述IF至基带转换电路包括在输入至其中的采样信号的采样频率下运行的次级采样和降频转换电路，所述采样频率是所述基准频率的第二预选谐波；以及
(c)基准频率源电路，配置为用于产生所述基准频率的基准信号；
其中，所述混合信号和所述采样信号中的每一个都作为所述基准信号的谐波从所述基准信号导出。
2.根据权利要求1所述的接收器电路，其中所述次级采样和降频转换电路包括I和Q复合信号分量次级采样器。
3.根据权利要求2所述的接收器电路，包括模拟至数字电路和含有微控制器的数字基带电路。
4.根据权利要求3所述的接收器电路，包括：可选择操作注入锁定预调谐电路，配置为在所述本地振荡器电路的锁定带宽内，将所述本地振荡器电路充分预调谐至注入锁定频率，以通过所述基准信号的所述第一预选谐波来使能注入锁定。
5.根据权利要求4所述的接收器电路，其中所述注入锁定预调谐电路在所述数字基带电路确定的可选择采样频率下运行所述次级采样降频转换电路，以对所述RF信号进行降频转换；并且所述数字基带电路包括能量检测元件，该能量检测元件配置为用于确定所降频转换后的RF信号的能量测量；其中所述可选择采样频率被选择用于产生那些混叠频带，在由所述能量检测元件确定的所述能量测量基础上，从这些混叠频带中区分出注入锁定频率。
6.根据权利要求1所述的接收器电路，其中所述可调谐IF滤波器电路配置为用于调谐所述可调谐IF滤波器电路的中心频率参数。
7.根据权利要求1所述的接收器电路，其中所述可调谐IF滤波器电路配置为用于调谐所述可调谐IF滤波器电路的中心频率参数和Q参数这两者。
8.根据权利要求1所述的接收器电路，其中所述可调谐IF滤波器电路包括噪声发生器，所述噪声发生器配置为用于产生在对所述可调谐IF滤波器电路进行调谐中使用的白噪声，并且将所述白噪声可选择地输入到所述可调谐IF滤波器电路。
9.根据权利要求1所述的接收器电路，其中所述基准频率源电路为合成器，所述基准频率通可由所述微控制器进行选择。
10.根据权利要求1所述的接收器电路，其中所述第一预选谐波为9，并且所述第二预选谐波为2。
11.一种接收RF信号并将所述RF信号降频转换至基带的方法，所述方法包括以下步骤：
(a)将所述RF信号降频转换至频带导通IF信号，包括注入锁定本地振荡器电路，以产生在所述RF至IF降频转换中使用的混合信号，所述混合信号具有作为基准频率的第一预选谐波的频率；以及将可调谐IF滤波器电路预调谐至所述频带导通IF信号的所述频带，并且当这样调谐之后对所述频带导通IF信号进行滤波；以及
(b)将所述IF信号降频转换至基带信号，包括以作为所述基准频率的第二预选谐波的采样频率来对所述IF信号进行次级采样。
12.根据权利要求11所述的方法，其中所述次级采样是复合采样。
13.根据权利要求12所述的方法，还包括将所述基带信号从模拟形式转换为数字形式。
14.根据权利要求13所述的方法，包括在所述本地振荡器电路的锁定带宽内，将所述本地振荡器电路充分预调谐至注入锁定频率，以通过所述基准信号的所述第一预选谐波来使能注入锁定。
15.根据权利要求14所述的方法，其中所述预调谐所述本地振荡器电路的步骤包括重复进行以下步骤：(i)以选择的采样频率来进行所述次级采样，所选择的采样频率被选择用于产生那些混叠频带，在由所述降频转换的RF信号的能量测量基础上，能够从这些混叠频带中区分出所述注入锁定频率；以及(ii)确定所述降频转换的RF信号的所述能量测量；直到所述注入锁定频率由所述确定的能量测量区分出来。
16.根据权利要求11所述的方法，其中所述将可调谐IF滤波器电路预调谐的步骤包括调谐所述可调谐IF滤波器电路的中心频率参数。
17.根据权利要求11所述的方法，其中所述将可调谐IF滤波器电路预调谐的步骤包括调谐所述可调谐IF滤波器电路的中心频率参数和Q参数这两者。
18.根据权利要求11所述的方法，其中所述将可调谐IF滤波器电路预调谐的步骤包括产生白噪声，并且将所述白噪声可选择地输入到所述可调谐IF滤波器电路。
19.根据权利要求11所述的方法，其中所述基准频率是由微控制器选择并由合成器提供。
20.根据权利要求11所述的方法，其中所述第一预选谐波为9，并且所述第二预选谐波为2。
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