CN111262596B - 通信装置和方法 - Google Patents

通信装置和方法 Download PDF

Info

Publication number
CN111262596B
CN111262596B CN201911295884.7A CN201911295884A CN111262596B CN 111262596 B CN111262596 B CN 111262596B CN 201911295884 A CN201911295884 A CN 201911295884A CN 111262596 B CN111262596 B CN 111262596B
Authority
CN
China
Prior art keywords
mixer
signal
frequency
input signal
analog input
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201911295884.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111262596A (zh
Inventor
彼得·纳茨
帕特里克·万德纳麦勒
科恩·科内利森
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Technologies Co Ltd
Priority to CN201911295884.7A priority Critical patent/CN111262596B/zh
Publication of CN111262596A publication Critical patent/CN111262596A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111262596B publication Critical patent/CN111262596B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/0003—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain
    • H04B1/0028—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain wherein the AD/DA conversion occurs at baseband stage
    • H04B1/0039—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain wherein the AD/DA conversion occurs at baseband stage using DSP [Digital Signal Processor] quadrature modulation and demodulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/0003—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain
    • H04B1/0028—Software-defined radio [SDR] systems, i.e. systems wherein components typically implemented in hardware, e.g. filters or modulators/demodulators, are implented using software, e.g. by involving an AD or DA conversion stage such that at least part of the signal processing is performed in the digital domain wherein the AD/DA conversion occurs at baseband stage
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03J—TUNING RESONANT CIRCUITS; SELECTING RESONANT CIRCUITS
    • H03J5/00—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner
    • H03J5/02—Discontinuous tuning; Selecting predetermined frequencies; Selecting frequency bands with or without continuous tuning in one or more of the bands, e.g. push-button tuning, turret tuner with variable tuning element having a number of predetermined settings and adjustable to a desired one of these settings
    • H03J5/0245—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form
    • H03J5/0272—Discontinuous tuning using an electrical variable impedance element, e.g. a voltage variable reactive diode, in which no corresponding analogue value either exists or is preset, i.e. the tuning information is only available in a digital form the digital values being used to preset a counter or a frequency divider in a phase locked loop, e.g. frequency synthesizer
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
    • H03L7/183—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between fixed numbers or the frequency divider dividing by a fixed number
    • H03L7/185—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between fixed numbers or the frequency divider dividing by a fixed number using a mixer in the loop
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/005—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission adapting radio receivers, transmitters andtransceivers for operation on two or more bands, i.e. frequency ranges
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/12—Neutralising, balancing, or compensation arrangements
    • H04B1/123—Neutralising, balancing, or compensation arrangements using adaptive balancing or compensation means
    • H04B1/126—Neutralising, balancing, or compensation arrangements using adaptive balancing or compensation means having multiple inputs, e.g. auxiliary antenna for receiving interfering signal

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

本发明涉及一种通信装置(100)，包括：第一混合器(101)，用于在多个离散时间点k以第一采样频率fS,1对模拟输入信号XIN进行采样，以获取具有连续信号值的采样模拟输入信号XIN[k]以及通过基于多个缩放系数A[k]对所述采样模拟输入信号XIN[k]进行缩放来生成具有连续信号值的模拟输出信号XOUT；第二混合器(101')用于在多个离散时间点k以第二采样频率fS,2对模拟输入信号YIN进行采样，以获取具有连续信号值的采样模拟输入信号YIN[k]以及通过基于多个缩放系数B[k]对所述采样模拟输入信号YIN[k]进行缩放来生成具有连续信号值的模拟输出信号YOUT；以及本地振荡器(150)，用于提供参考频率fREF以推导出所述第一采样频率fS,1和所述第二采样频率fS,2。

Description

通信装置和方法
技术领域
本发明涉及一种通信装置和方法。具体而言，本发明涉及一种通信接收器或一种通信发射器以及一种通信方法。
背景技术
诸如蜂窝电话、智能手机、个人数字助理(personal digital assistant，PDA)等移动无线通信设备可用于通过多个不同频率与其它设备通信。因此，要求移动无线通信设备包含能够在多个不同频率接收通信信号的通信接收器。在某些情况下，需要使用被称为多载波汇聚的技术来接收并解调不同频段中的两个或更多通信信号。这样，存在更大的带宽可用，使得每秒可传输更多信息以提供更愉悦的用户体验。
为此，常规通信接收器常包括混合器，用于使用具有所需频率的正弦混合信号来执行所接收通信信号的上变频或下变频。通常，这类混合器包括每一频段的PLL，然而，该PLL大大增加了通信接收器的面积和功率消耗。类似的问题在频分双工(frequency-division duplexing，FDD)中发生，其中移动无线通信设备在同一时间但不同频率接收并传输，使得必须有至少两个PLL。
因此，需要一种改进的通信装置和方法，具体而言是一种适于多载波汇聚的改进的通信接收器或通信发射器以及通信方法。
发明内容
本发明的目的是提供一种改进的通信装置和方法，具体而言是一种适于多载波汇聚的改进的通信接收器或通信发射器以及通信方法。
该目的由独立权利要求的主题来实现。其它实施方式在从属权利要求、描述内容和附图中提供。
根据第一方面，本发明涉及一种通信装置，包括：第一混合器，用于使用第一混合信号从模拟输入信号XIN生成模拟输出信号XOUT，所述第一混合器包括定标器，用于在多个离散时间点k以第一采样频率fS,1对所述模拟输入信号XIN进行采样，以获取具有连续信号值的采样模拟输入信号XIN[k]以及通过基于多个缩放系数A[k]对所述采样模拟输入信号XIN[k]进行缩放来生成具有连续信号值的所述模拟输出信号XOUT，其中所述缩放系数A[k]是所述第一混合信号的时间离散表示；第二混合器，用于使用第二混合信号从模拟输入信号YIN生成模拟输出信号YOUT，所述第二混合器包括定标器，用于在多个离散时间点k以第二采样频率fS,2对所述模拟输入信号YIN进行采样，以获取具有连续信号值的采样模拟输入信号YIN[k]以及通过基于多个缩放系数B[k]对所述采样模拟输入信号YIN[k]进行缩放来生成具有连续信号值的所述模拟输出信号YOUT，其中所述缩放系数B[k]是所述第二混合信号的时间离散表示；以及本地振荡器，用于提供参考频率fREF，其中，所述第一混合器用于从所述参考频率fREF推导出所述第一采样频率fS,1，所述第二混合器用于从所述参考频率fREF推导出所述第二采样频率fS,2。
根据如上所述本发明的所述第一方面，在第一可能实施形式中，所述第一采样频率fS,1和/或所述第二采样频率fS,2是所述参考频率fREF的整数倍数，具体而言等于所述参考频率fREF的四倍。
根据如上所述本发明的所述第一方面或其所述第一实施形式，在第二可能实施形式中，所述通信装置包括接收器或发射器，其中所述本地振荡器是所述接收器或所述发射器的专用本地振荡器，具体而言是所述接收器或所述发射器的锁相环的振荡器。
根据如上所述本发明的所述第一方面或其所述第一或第二实施形式中的任一者，在第三可能实施形式中，所述缩放系数A[k]和/或所述缩放系数B[k]是正弦函数、多个正弦函数之和、截取的正弦函数、方波函数或另一周期性波形的时间离散表示。
根据如上所述本发明的所述第一方面或其所述第一至第三实施形式中的任一者，在第四可能实施形式中，所述缩放系数A[k]与所述第一混合器的内存中存储的数据相关联，所述缩放系数B[k]与所述第二混合器的内存中存储的数据相关联。
根据如上所述本发明的所述第一方面或其所述第一至第四实施形式中的任一者，在第五可能实施形式中，所述模拟输入信号XIN等于所述模拟输入信号YIN，其中所述通信装置用于合并所述第二混合器的所述模拟输出信号YOUT与所述第一混合器的所述模拟输入信号XOUT，具体而言是将所述第二混合器的所述模拟输出信号YOUT从所述第一混合器的所述模拟输出信号XOUT中减去。
根据如上所述本发明的所述第一方面或其所述第一至第五实施形式中的任一者，在第六可能实施形式中，所述第一混合信号与第一混合频率fMIX,1相关联，所述第二混合信号与第二混合频率fMIX,2相关联，其中，所述第一混合频率fMIX,1与所述第一采样频率fS,1的比率通过fMIX,1/fS,1＝A/B给定，和/或所述第二混合频率fMIX,2与所述第二采样频率fS,2的比率通过fMIX,2/fS,2＝A'/B'给定，其中A、B、A'和B'是整数。
根据本发明的所述第一方面的所述第六实施形式，在第七可能实施形式中，所述第一采样频率fS,1等于所述第二采样频率fS,2。
根据如上所述本发明的所述第一方面的所述第六或第七实施形式或其所述第一至第七实施形式中的任一者，在第八可能实施形式中，所述第一混合频率fMIX,1不同于所述第二混合频率fMIX,2。
根据如上所述本发明的所述第一方面或其所述第一至第八实施形式中的任一者，在第九可能实施形式中，所述第一混合器的所述缩放系数A[k]由与所述第二混合器的所述缩放系数B[k]不同的位数来表示。
根据如上所述本发明的所述第一方面或其所述第一至第九实施形式中的任一者，在第十可能实施形式中，所述通信装置还包括分频器，用于降低所述本地振荡器的所述参考频率fREF，其中，所述第一混合器用于从所述降低的参考频率推导出所述第一采样频率fS,1，和/或所述第二混合器用于从所述降低的参考频率推导出所述第二采样频率fS,2。
根据如上所述本发明的所述第一方面或其所述第一至第十实施形式中的任一者，在第十一可能实施形式中，所述第一混合器包括连接到所述第一混合器的所述定标器的输入终端和输出终端，其中：所述第一混合器的所述定标器包括并行连接到所述输入终端的多个单元格，其中，每个单元格包括一个单元格电容器，第i个单元格的所述单元格电容器具有电容Cui，以及所述单元格的所述电容之和限定了总电容Cs；每个单元格包括一个电荷转移开关，用于将每个单元格的所述单元格电容器连接到所述输出终端，其中所述第一混合器的所述定标器用于控制每个单元格的所述电荷转移开关，以便基于所述多个缩放系数A[k]对所述采样模拟输入信号XIN[k]进行缩放。
根据如上所述本发明的所述第一方面或其所述第一至第十一实施形式中的任一者，在第十二可能实施形式中，所述第二混合器包括连接到所述第二混合器的所述定标器的输入终端和输出终端，其中：所述第二混合器的所述定标器包括并行连接到所述输入终端的多个单元格，其中，每个单元格包括一个单元格电容器，第i个单元格的所述单元格电容器具有电容Cui，以及所述单元格的所述电容之和限定了总电容Cs；每个单元格包括一个电荷转移开关，用于将每个单元格的所述单元格电容器连接到所述输出终端，其中所述第二混合器的所述定标器用于控制每个单元格的所述电荷转移开关，以便基于所述多个缩放系数B[k]对所述采样模拟输入信号YIN[k]进行缩放。
根据本发明所述第一方面的所述第十一或第十二实施形式，在第十三可能实施形式中，所述多个单元格包括N个单元格，其中：所述单元格电容器具有相同电容Cui＝Cu，其中Cu是固定电容且所述总电容Cs通过Cs＝NCu给定。
根据本发明所述第一方面的所述第十一或第十二实施形式，在第十四可能实施形式中，所述多个单元格包括b个单元格，其中：第i个单元格的所述单元格电容器具有电容Cui＝2i-1Cu，其中Cu是固定电容且所述总电容Cs通过Cs＝(2b-1)Cu给定。
根据本发明所述第一方面的所述第十一或第十二实施形式，在第十五实施形式中，所述多个单元格包括(b+K)个单元格，其中：所述多个单元格的b个单元格中第i个单元格的所述单元格电容器具有电容Cui＝2i-1Cu，其中Cu是固定电容；以及所述多个单元格中K个剩余单元格的所述单元格电容器具有相同电容Cui＝2bCu，且所述总电容Cs通过Cs＝(2bK+2b-1)Cu给定。
根据第二方面，本发明涉及一种用于使用第一混合信号从模拟输入信号XIN生成模拟输出信号XOUT以及使用第二混合信号从模拟输入信号YIN生成模拟输出信号YOUT的方法，所述方法包括以下步骤：提供参考频率fREF；在多个离散时间点k以第一采样频率fS,1对所述模拟输入信号XIN进行采样，以获取具有连续信号值的采样模拟输入信号XIN[k]以及通过基于多个缩放系数A[k]对所述采样模拟输入信号XIN[k]进行缩放来生成具有连续信号值的所述模拟输出信号XOUT，其中所述缩放系数A[k]是所述第一混合信号的时间离散表示且所述第一采样频率fS,1从所述参考频率fREF推导出；以及在多个离散时间点k以第二采样频率fS,2对所述模拟输入信号YIN进行采样，以获取具有连续信号值的采样模拟输入信号YIN[k]以及通过基于多个缩放系数B[k]对所述采样模拟输入信号YIN[k]进行缩放来生成具有连续信号值的所述模拟输出信号YOUT，其中所述缩放系数B[k]是所述第二混合信号的时间离散表示且所述第二采样频率fS,2从所述参考频率fREF推导出。
根据本发明所述第二方面所述的方法可由根据本发明所述第一方面所述的通信装置来执行。根据本发明所述第二方面所述的方法的其它特征直接来自根据本发明所述第一方面所述的通信装置的功能和其如上所述的不同实施形式。
根据第三方面，本发明涉及一种包括程序代码的计算机程序，当在计算机上执行时，用于执行根据本发明的所述第二方面所述的方法。
本发明可在硬件和/或软件中实施。
附图说明
本发明的具体实施方式将结合以下附图进行描述，其中：
图1所示为根据一项实施例的通信装置的示意图；
图2所示为根据一项实施例的用于从模拟输入信号生成模拟输入信号的方法的示意图；
图3所示为根据一项实施例的可在通信装置中使用的混合器的示意图；
图4所示为根据一项实施例的用于驱动可在通信装置中使用的混合器的多个时钟信号的示意图；
图5所示为根据一项实施例的可在通信装置中使用的正交混合器的示意图；
图6所示为根据一项实施例的可在通信装置中使用的混合器的示意图；
图7所示为根据一项实施例的可在通信装置中使用的混合器的示意图；
图8所示为根据一项实施例的可在通信装置中使用的正交混合器的示意图；
图9a至9c通过在不同时钟相位期间显示所选部件来示意性地示出根据实施例的在图6、7和8所示的可在通信装置中使用的混合器实施例中实施的操作原理；
图10a至10d所示为图示根据一项实施例的可在通信装置中使用的混合器的操作原理的示意图；
图11a至11c所示为图示根据一项实施例的可在通信装置中使用的混合器的操作原理的示意图；
图12所示为根据一项实施例的可在通信装置中使用的正交混合器的示意图；
图13所示为根据一项实施例的可在通信装置中使用的正交混合器的示意图；
图14所示为根据一项实施例的可在通信装置中使用的混合器的示意图；
图15所示为根据一项实施例的可在通信装置中使用的混合器的示意图；
图16所示为根据一项实施例的可在通信装置中使用的混合器的示意图；
图17所示为根据一项实施例的可在通信装置中使用的混合器的示意图；
图18所示为根据一项实施例的可在通信装置中使用的混合器的示意图；
图19所示为根据一项实施例的可在通信装置中使用的混合器的示意图；
图20所示为根据一项实施例的可在通信装置中使用的混合器的示意图；
图21所示为根据一项实施例的可在通信装置中使用的混合器的示意图；
图22所示为根据一项实施例的图示通信装置的RF输入信号的示例性频谱；
图23所示为根据一项实施例的图示通信装置的本地振荡器的示例性频谱；
图24所示为图22和23所示的频谱的卷积引起的示例性输出频谱；
图25所示为根据一项实施例的通信装置的辅助混合器的本地振荡器的示例性频谱；
图26所示为图22和25所示的频谱的卷积引起的示例性输出频谱；
图27所示为根据一项实施例的用于通信装置中的I和Q LO信号；
图28所示为根据一项实施例的用于通信装置中的差异性采样的I和Q LO信号；
图29所示为根据一项实施例的图示通过在通信装置中将截取的正弦曲线用作混合信号来获得的增益改善的图；以及
图30所示为根据一项实施例的图示通过在通信装置中将截取的正弦曲线用作混合信号而引起的的谐波的图。
具体实施方式
以下结合附图进行详细描述，所述附图是描述的一部分，并通过图解说明的方式示出可以实施本发明的具体方面。可以理解的是，在不脱离本发明范围的情况下，可以利用其它方面，并可以做出结构上或逻辑上的改变。因此，以下详细的描述并不当作限定，本发明的范围由所附权利要求书界定。
应理解，关于描述方法的公开还可以适用于执行所述方法的对应设备或系统，反之亦然。例如，如果描述了具体方法步骤，则对应设备可以包括执行所描述的方法步骤的单元，即使这种单元没有在附图中详细描述或图示。此外，应理解，本文所述的各种示例性方面的特征可以相互结合，除非特殊说明。
图1所示为根据一项实施例的通信装置100的示意图。通信装置100包括第一混合器101、第二混合器101'以及向第一混合器101和第二混合器101'提供参考频率fREF的本地振荡器150。在一项实施例中，通信装置100是通信接收器或通信发射器。在一项实施例中，本地振荡器150是通信接收器或通信发射器的专用本地振荡器，具体而言是通信接收器或通信发射器的锁相环的振荡器。
第一混合器101用于使用第一混合信号从模拟输入信号XIN生成模拟输出信号XOUT。第一混合器101包括定标器110，用于在多个离散时间点k以第一采样频率fS,1对模拟输入信号XIN进行采样，以获取具有连续信号值的采样模拟输入信号XIN[k]以及通过基于多个缩放系数A[k]对采样模拟输入信号XIN[k]进行缩放来生成具有连续信号值的模拟输出信号XOUT。缩放系数A[k]是第一混合信号的时间离散表示。
第二混合器101'用于使用第二混合信号从模拟输入信号YIN生成模拟输出信号YOUT。第二混合器101'包括定标器110'，用于在多个离散时间点k以第二采样频率fS,2对模拟输入信号YIN进行采样，以获取具有连续信号值的采样模拟输入信号YIN[k]以及通过基于多个缩放系数B[k]对采样模拟输入信号YIN[k]进行缩放来生成具有连续信号值的模拟输出信号YOUT。缩放系数B[k]是第二混合信号的时间离散表示。
本地振荡器150用于提供参考频率fREF，其中，第一混合器101用于从参考频率fREF推导出第一采样频率fS,1，第二混合器101'用于从参考频率fREF推导出第二采样频率fS,2。
如将在下文更详细描述的，在本发明的实施例中，通信装置100可包括配置为第一混合器101和/或第二混合器101'的一个或多个附加混合器以及配置为本地振荡器150的一个或多个附加本地振荡器。
在一项实施例中，第一采样频率fS,1和/或第二采样频率fS,2是参考频率fREF的整数倍，具体而言等于参考频率fREF的四倍。
在一项实施例中，缩放系数A[k]和/或缩放系数B[k]是正弦函数、多个正弦函数之和、截取的正弦函数、方波函数或另一周期性波形的时间离散表示，如将在下文更详细描述的。例如，第一混合器101使用的第一混合信号和/或第二混合器101'使用的第二混合信号是具有缩放系数A[k]和B[k]的正弦混合信号，缩放系数A[k]和B[k]通过例如A[k]＝cos(2πfMIX，1kTS，1+θ1)和B[k]＝cos(2πfMIX，2kTs，2+θ2)给定，其中，fMIX，1和fMIX，2是第一混合器101和第二混合器101'的混合频率，TS，1和TS，2是对应于第一采样频率fS,1和第二采样频率fS,2的采样周期，θ1和θ2是任意相位角。
在一项实施例中，缩放系数A[k]与第一混合器的内存中存储的数据相关联，缩放系数B[k]与第二混合器的内存中存储的数据相关联，如将在下文更详细描述的。
在一项实施例中，模拟输入信号XIN等于模拟输入信号YIN，通信装置100用于合并第二混合器101'的模拟输出信号YOUT与第一混合器101的模拟输出信号XOUT，具体而言是将第二混合器101'的模拟输出信号YOUT从第一混合器101的模拟输出信号XOUT中减去，如将在下文更详细描述的。
在一项实施例中，第一混合器101的混合频率，本文中称为第一混合频率fMIX,1，与第一采样频率之间的比率通过fMIX,1/fS,1＝A/B给定，和/或第二混合器101'的混合频率，本文中称为第二混合频率fMIX,2，与第二采样频率fS,2之间的比率通过fMIX,2/fS,2＝A'/B'给定，其中A、B、A'和B'为整数。在一项实施例中，第一混合频率fMIX,1可以不同于第二混合频率fMIX,2。在一项实施例中，第一混合器101用来对模拟输入信号XIN进行采样的第一采样频率fS,1等于第二混合器101'用来对模拟输入信号YIN进行采样的第二采样频率fS,2。
在一项实施例中，第一混合器101的缩放系数A[k]由与第二混合器101'的缩放系数B[k]不同的位数来表示，如将在下文更详细描述的。
在一项实施例中，通信装置100还包括分频器，用于降低本地振荡器150提供的参考频率fREF以获取降低的参考频率，其中，第一混合器101用于从降低的参考频率推导出第一采样频率fS,1，和/或第二混合器101'用于从降低的参考频率推导出第二采样频率fS,2。
在一项实施例中，第一混合器101包括连接到第一混合器101的定标器110的输入终端120和输出终端130，其中第一混合器101的定标器110包括并行连接到输入终端120的多个单元格140。如将在下文更详细描述的，每个单元格包括一个单元格电容器，其中第i个单元格的单元格电容器具有电容Cui以及单元格的电容之和限定了总电容Cs。如将在下文更详细描述的，每个单元格包括一个电荷转移开关，用于将每个单元格的单元格电容器连接到输出终端130，其中第一混合器101的定标器110用于控制每个单元格的电荷转移开关，以便基于多个缩放系数A[k]对采样模拟输入信号XIN[k]进行缩放。
在一项实施例中，第二混合器101'包括连接到第二混合器101'的定标器110'的输入终端120'和输出终端130'，其中第二混合器101'的定标器110'包括并行连接到输入终端120'的多个单元格140'。如将在下文更详细描述的，每个单元格包括一个单元格电容器，其中第i个单元格的单元格电容器具有电容Cui以及单元格的电容之和限定了总电容Cs。如将在下文更详细描述的，每个单元格包括一个电荷转移开关，用于将每个单元格的单元格电容器连接到输出终端130'，其中第一混合器101'的定标器110'用于控制每个单元格的电荷转移开关，以便基于多个缩放系数B[k]对采样模拟输入信号YIN[k]进行缩放。
在一项实施例中，如将在下文更详细描述的，多个单元格140、140'包括N个单元格，其中：单元格电容器具有相同电容Cui＝Cu，其中Cu是固定电容且总电容Cs通过Cs＝NCu给定。
在一项实施例中，如将在下文更详细描述的，多个单元格140、140'包括b个单元格，其中：第i个单元格的单元格电容器具有电容Cui＝2i-1Cu，其中Cu是固定电容且总电容Cs通过Cs＝(2b-1)Cu给定。
在一项实施例中，如将在下文更详细描述的，多个单元格140、140'包括(b+K)个单元格，其中：多个单元格的b个单元格中第i个单元格的单元格电容器具有电容Cui＝2i-1Cu，其中Cu是固定电容；以及多个单元格140、140'中K个剩余单元格的单元格电容器具有相同电容Cui＝2bCu，且总电容Cs通过Cs＝(2bK+2b-1)Cu给定。
图2所示为一种用于使用第一混合信号从模拟输入信号XIN生成模拟输出信号XOUT以及使用第二混合信号从模拟输入信号YIN生成模拟输出信号YOUT的方法200的示意图。方法200包括以下步骤。
在步骤201中，例如由本地振荡器，诸如图1所示的本地振荡器150，提供参考频率fREF。
在步骤203中，在多个离散时间点k以第一采样频率fS,1对模拟输入信号XIN进行采样，以获取具有连续信号值的采样模拟输入信号XIN[k]以及通过基于多个缩放系数A[k]对采样模拟输入信号XIN[k]进行缩放来生成具有连续信号值的模拟输出信号XOUT，其中缩放系数A[k]是第一混合信号的时间离散表示且第一采样频率fS,1从参考频率fREF推导出。
在步骤205中，在多个离散时间点k以第二采样频率fS,2对模拟输入信号YIN进行采样，以获取具有连续信号值的采样模拟输入信号YIN[k]以及通过基于多个缩放系数B[k]对采样模拟输入信号YIN[k]进行缩放来生成具有连续信号值的模拟输出信号YOUT，其中缩放系数B[k]是第二混合信号的时间离散表示且第二采样频率fS,2从参考频率fREF推导出。
如本领域技术人员将认识到的，方法200的步骤203和205可以以任意顺序执行。例如，方法200的步骤203和205可同时执行或步骤205可在方法200的步骤203之前执行。
下文中描述了通信装置100和方法200的其它实施形式和实施例。
图3至21所示为可以如何实施图1所示的第一混合器101和/或第二混合器101'的不同示例。为了避免不必要的重复，图3至21所示的混合器实施例将在第一混合器101的上下文中描述并结合以下理解：图3至21所示的混合器实施例还可用于实施第二混合器101'。
图3所示为根据一项实施例的用于使用第一混合信号从模拟输入信号XIN生成模拟输出信号XOUT的第一混合器101的示意图。在图3的实施例中，混合器101差异性地实施，且为了简单起见，图3仅示出了差分混合器101的一半，其对模拟输入信号XIN的正相输入信号XIN,p起作用并生成模拟输出信号XOUT的正相输出信号XOUT,p。第一混合器101包括定标器110，用于在多个离散时间点k以第一采样频率fS,1在混合器101的输入终端120处对模拟输入信号进行采样，以获取具有连续信号值的采样模拟输入信号以及通过在混合器101的输出终端130处基于多个缩放系数A[k]对采样模拟输入信号进行缩放来生成具有连续信号值的模拟输出信号，即，XOUT＝A[k]·XIN[k]。缩放系数A[k]是第一混合信号的时间离散表示。
在一项实施例中，图3所示的第一混合器101用于使用四个时钟信号至/>进行操作。利用这些时钟信号可以控制混合器101的不同开关，这将在下文更详细地描述。在一项实施例中，时钟信号/>至/>的频率对应于本地振荡器(local oscillator，LO)150的频率fREF，且为90度异相并具有25％的占空比。在一项实施例中，时钟信号/>至/>具有图4中描绘的形式。
返回参考图3所示的混合器实施例，定标器110包括N个单元格140的四个块350。每个单元格140包括一个具有电容Cu的单元格电容器Cu。N个单元格140的单元格电容器Cu的电容Cu之和限定了总计或总和电容Cs，其中CS＝N·Cu。
每个单元格140还包括输入控制开关，其在图3中通过表示以表明每个单元格140的输入控制开关由时钟信号/>控制。当时钟信号/>较高时，每个单元格140的输入控制开关连接到单元格电容器Cu和所有单元格140的节点“nsample_p”，输入终端120提供模拟输入信号XIN,p，使得所有单元格140对模拟输入信号XIN,p进行采样，致使所有单元格电容器Cu在/>的高相位结束处被充电到同一电压VIN，其中VIN是输入终端120处(相对于地面)的电压。这时，所有单元格电容Cu一起的总电荷通过Qs＝Cs·VIN给定。
当时钟信号较高时，N个单元电容器Cu的总数的一部分经由电荷转移开关连接到传递电容器Ct，其中电荷转移开关连接到节点“nshare_p”且在图3中通过“/>&control&sign′”表示以表明每个单元格140的电荷转移开关由时钟信号/>通过数字控制码n和逆符号位控制，其中“&”表示逻辑与(logical AND)操作。在图3所示的混合器实施例中，对于正数，假设符号位为0；对于负数，假设符号位为1。
在一项实施例中，数字控制码n确定当时钟信号较高时N个单元格140中有多少个连接到传递电容器Ct。在该相位期间，总电荷Qs的一部分α＝n/N基于总电容Ct+n·Cu＝Ct+α·Cs重分配。这引起以下电压：
该电压是传递电容器Ct(以及连接到传递电容器Ct的所有单元格140)上的。
图3所示的混合器101用于按每个时间步长，即VIN的每个采样值，改变控制码n。换言之，控制码n是离散时间变量k的函数，即n[k]。通过对不同的时间步长使用不同的数字控制码n，图3所示的混合器101用于提供缩放系数(或电压增益)：
由于图3所示的混合器101可以差异性地实施，所以可以通过将混合器101正面上的单元格电容器Cu连接到混合器101反面上的传递电容器Ct来很容易地实现负电压增益，反之亦然。为此，混合器101的每个单元格140可包括一个附加开关，其连接到节点“nshare_n”且在图3中通过“&control&sign”表示以表明每个单元格140的附加开关由时钟信号/>通过数字控制码n和符号位控制。
在一项实施例中，图3所示的混合器101在时钟信号的高相位期间可能保持空闲，因为图3所示的混合器101基本上仅需要三个不同的时钟信号相位。当时钟信号/>由于时钟信号上的所需选通而稍微延迟时，这可能导致时钟信号/>与时钟信号/>的重叠，在这种情况下本实施例是有利的。
在时钟信号的高相位期间，所有单元格140内的电压通过重置开关重置为输入和输出信号的共模DV电压VCM，重置开关在图3所示的实施例中是每个单元格140的一部分，并且在图3中通过/>表示以表明每个单元格140的重置开关由时钟信号/>控制。在空闲电压输入信号并非一定要具有重置开关的情况下，这对电路输入信号是有利的，如将在下文更详细描述的。此外，如果图3所示的混合器101由具有非零输出阻抗的电压输入信号驱动，那么可由于以下事实而引起记忆效应：一些单元格140仍然保持来自先前样本的全电荷，而其它单元格140已将它们电荷的一部分传递给传递电容器Ct。
如本领域技术人员将认识到的，迄今为止所描述的混合器101的部分每LO周期可处理输入信号的一个样本。在一项实施例中，为了实现是参考频率fREF四倍的有效采样频率fS,1，即fS,1＝4fREF，图3所示的混合器101(更确切地说是混合器101的定标器110)包括单元格140的四个块350，其中，每个块350包括一个传递电容器Ct并用于在时钟信号至/>的不同相位对输入信号XIN,p进行采样。换言之，单元格140的每个块350以参考频率fREF进行90度异相操作，从而提供等于4fREF的有效采样率fS,1。
为了将图3所示混合器101的四个块350所获取的输入信号XIN,p的样本重新合并回单个模拟信号，在输出终端130处提供了单个保持电容器Ch。保持电容器Ch通过四个保持电容器开关连接到混合器101的所有四个块350，因而在每个时钟信号相位期间通过其中一个相位重分配电荷。块350的保持电容器开关在图3中通过表示以表明每个块350的保持电容器开关由控制信号/>控制。本领域技术人员将认识到，由此，不存在保持电容器Ch可在其期间重置的时钟信号相位。
可以表明，四个块350的四个传递电容器Ct与保持电容器Ch一起实施无限脉冲响应(infinite impulse response，IIR)低通滤波器，该低通滤波器的传递函数通过下式给定：
其中，z变换必须以采样率fS,1＝4fREF获取。该滤波器的极点位于：
在混合器101实施为通信接收器的部件的一项实施例中，IIR低通滤波器可用作接收器队列中的第一滤波级。在一项实施例中，保持电容器Ch可由可调电容器提供，如图3所示，以便根据保持电容器希望接收的通信频带来调谐滤波器极点。
在图3所示的实施例中，混合器101的四个块350中的每一个均使用控制码n对以有效采样率fS,1＝4fREF采样到的输入信号XIN,p进行缩放。由于每个块350仅对输入信号的每四个样本进行一次缩放，所以控制码n必须以频率fREF出现在块内。当四个块350的控制码n一起作为以fS,1＝4fREF采样的一个信号考虑时，四个块350的控制码n以频率fMIX,1提供混合信号。如果比率fMIX,1/fS,1是某个有理数A/B，那么仅需要可不断重复的一组控制码样本有限集，如将在下文更详细描述的。对于蜂窝频段，所需控制码样本的数目通常小于30，因此这些样本可以很容易地存储在混合器101的本地查找表(local lookup table，LUT)或移位寄存器中。
图5所示为根据一项实施例的用于使用混合信号从模拟输入信号生成模拟输出信号的混合器500的示意图。在图5所示的实施例中，混合器500通过并行连接两个上述混合器101来以正交混合器的形式实施。正交混合器500的每个混合器101由不同的控制码n来控制，这些控制码n限定了90度异相的各个混合信号。
由于图5和以下附图包含若干已在图1和图4的上下文中详细描述的元素，所以这些元素在下文中一般将仅在它们的含义不能从图1和图4的实施例的以上详细描述中很容易地推导出来时描述，从而避免不必要的重复。
图3和图5所示混合器101的实施例提供了一元混合器实施方式，即具有相同单元格140的至少一个块350的混合器101，其中相同单元格140具有相同电容Cu。这个解决方案涉及相对较少的布局工作并且最适合用于单元格140之间的匹配。
如上文已提及的，混合器101可以通过二元混合器实施方式的形式提供，其中二元实施方式意味着第i个单元格140的单元格电容器的电容Cui具有电容Cui＝2i-1Cu，其中Cu是固定电容。在混合器101的二元实施方式情况下，总电容Cs通过Cs＝(2b-1)Cu给定，其中是b是二元单元格140的总数目。
通过使用混合器的二元实施方式，最高有效位(most significant bit，MSB)可在较少区域实施并产生较少寄生效应，这可改善功耗和输入电容，但其代价是匹配性能下降。
如上文已提及的，混合器101可实施为具有(b+K)个单元格140的一元和二元实施方式的组合，其中：(b+K)个单元格的b个单元格中第i个单元格的单元格电容器具有电容Cui＝2i-1Cu，其中Cu是固定电容；以及(b+K)个单元格中K个剩余单元格的单元格电容器具有相同电容Cui＝2bCu，且总电容Cs通过Cs＝(2bK+2b-1)Cu给定。二元和一元单元格的这种组合提供了寄生效应与匹配性能之间的最佳折衷。
在一项实施例中，混合器101用于将模拟电压信号VIN或模拟电流信号IIN处理为模拟输入信号XIN，或将模拟电压信号VOUT或模拟电流信号IOUT处理为模拟输出信号XOUT。
在模拟输入信号XIN是模拟电压信号VIN的一项实施例中，图3和图5所示的混合器实施例101的总电容CS将被充电，直到其上的电压等于模拟电压信号VIN，并且因此图3和图5所示的混合器实施例101将对输入信号进行采样。在这种情况下，图3和图5所示的混合器实施例101对由时钟信号控制的输入控制开关的打开时间的变化是敏感的，因为该时间确定了何时对输入信号进行采样。另外，图3所示混合器实施例的单元格140的输入控制开关(当传导时)的电阻应足够低，从而允许较好的稳定，即，允许Cs在输入控制开关关闭期间被充电到正确的电压。
在模拟输入信号XIN是模拟电流信号IIN的一项实施例中，电流在输入控制开关关闭期间将在Cs上集成。当输入控制开关被从“高”到“低”的时钟信号打开时，Cs上的电压将表示在此期间的模拟电流信号IIN的积分。通过这一实施例，实现了积分-清除低通滤波器，其提供了一些有利的抗锯齿滤波。在这种情况下，图3和图5所示混合器实施例101对输入控制开关的关闭时间和打开时间两者的变化是敏感的，因为这些时间之间的差额确定了输入信号被整合的时期，并且这些时间还确定了输入信号的准确采样时间。
电容器Cs、Ct和/或Ch中的每一个都可以实施为单端电容器或具有单端电容器一半电容的差分电容器。使用差分电容器具有以下优势。差分电容器可代替两个单端电容器，因此，使用的芯片面积缩小四倍。将电容器Cs或Ct实施为差分电容器带来强共模抑制。共模信号仅可通过被在寄生电容上采样来传递给衬底或其它网。使用单端电容器具有以下优势。因为单端电容器使用四倍的物理电容，所以有效差分电容上的标准偏差将减少两倍。将保持电容器Ch实施为单端电容器具有以下效果：IIR滤波器将过滤掉高频共模信号。
在图5所示的实施例中，差异性地实施保持电容器Ch以节省面积。总电容Cs，更确切地说是单元格140的单元电容器Cu，被实施为单端电容器，以便具有单元格之间的更好匹配。这带来的区域影响通常不那么大，因为单元格140的面积不仅由单元格电容器Cu确定，还由路由开销以及单元格140的开关确定。
如从上述等式(2)可以看出的，对于图3和图5所示的混合器实施例，缩放系数或电压增益A[k]的最大值在α＝1时实现并且通过下式给定：
传递电容器Ct的电容相对于总电容Cs的大小选择是量化噪声与电压损耗之间的折衷。这可从下文看出。
如果Ct趋向于无穷大，那么等式(2)的分母中的项α·Cs可忽略，缩放系数A[k]收敛到：
这意味着缩放系数A[k]变为直接与α成比例。这是有利的，因为α的量化级别被等距隔开，所以这还将适用于缩放系数A[k]。然而，由于Ct向无穷大增加，所以缩放系数的最大值Amax将变为零。
随着Ct变小，分母中的项α·Cs变得更显性且Amax将增加。同时，缩放系数A[k]对α的依赖逐渐变得更非线性，因此，将有更多的量化级别接近1，更少的量化级别接近0。这很可能带来量化噪声的增加。
如果Ct向零减少，那么其在分母中可忽略，因此：
A[k]→1(Ct→0) (7)
这是可通过被动结构实现的最大缩放系数，但其现在独立于α。这意味着A[k]的所有量化级别一致，并且不再能实现混合。
Cs和Ct的最佳值取决于应用的给定环境，在该环境中将使用混合器101，例如噪声、量化噪声、电压增益以及面积和功率消耗。在一项实施例中，电容Cs和Ct的大小相若。在Cs＝Ct的情况下，A[k]对α的依赖离直线不远，且Amax等于0.5。
图6所示为根据一项实施例的用于使用混合信号从模拟输入信号XIN生成模拟输出信号XOUT的混合器101的示意图。在图6的实施例中，混合器101差异性地实施，且为了简单起见，图6仅示出了差分混合器101的一半，其对模拟输入信号XIN的正相输入信号XIN,p起作用并生成模拟输出信号XOUT的正相输出信号XOUT,p。第一混合器101包括定标器110，用于在多个离散时间点k以第一采样频率fS,1在混合器101的输入终端120处对模拟输入信号进行采样，以获取具有连续信号值的采样模拟输入信号以及通过在混合器100的输出终端130处基于多个缩放系数A[k]对采样模拟输入信号进行缩放来生成具有连续信号值的模拟输出信号，即，XOUT＝A[k]·XIN[k]。缩放系数A[k]是混合信号的时间离散表示。
通常，图6所示的混合器实施例与图3所示的混合器实施例之间的主要区别在于：传递电容器Ct在图6所示的混合器实施例中已移除，并且图6所示混合器101的定标器110的单元格140除了单元电容器Cu之外还包括虚拟单元电容器Cd，如将在下文更详细描述的。在一项实施例中，虚拟单元电容器Cd的电容基本上等于单元格电容器Cu的电容，即，Cd＝Cu。
为了描述图6所示的混合器实施例101的操作，首先描述图7所示的混合器101的有稍许修改的实施例将是有益的。图7所示的混合器实施例与图6所示的混合器实施例的不同点在于：图7所示的混合器实施例包括定标器110的每个块750的输出处的附加输出开关。定标器110的每个块750的输出处的附加输出开关在图7中通过表示以表明定标器110的每个块750的附加输出开关由另一时钟信号/>控制。在一项实施例中，时钟信号/>在晚于时钟信号/>的某个时间点进行从“低”到“高”的转换，但与时钟信号/>在相同的时间点返回“低”。例如，时钟信号/>的“高”相位可以是时钟信号/>的“高”相位的一半长。
在时钟信号的“高”相位期间，图7所示的混合器实施例100的所有单元格140在它们的单元电容器上Cu对模拟输入信号XIN,p进行采样，引起每个Cu上的电压VIN以及Cs上的总电荷Qs＝Cs·VIN。虚拟电容器Cd没有电荷，因为它们已经通过重置开关在时钟信号/>的前一“高”相位期间重置，该重置开关在图7中通过/>表示并且连接到单独的虚拟电容器Cd。
在时钟信号的“高”相位期间，仅N个单元格140中的n个(其中n通过数字控制码限定)通过由时钟信号/>数字控制码n和逆符号位控制的各个开关将它们的单元电容器Cu连接到图7中称为“nshare_p”的节点(或者，如果符号为负时是图7中称为“nshare_n”的节点)。剩余(N-n)的单元格140将它们的“ndummy_p”节点连接到“nshare_p”节点。因此，现基于总电容n·Cu+(N-n)·Cd＝Cs对电荷α·Qs(其中，和先前一样，α＝n/N)进行重分配。这引起以下电压：
并且因此引起缩放系数A[k](或电压增益)：
A[k]＝α (9)
其直接与α成比例。显然，对于图6和图7所示的实施例，缩放系数的最大值Amax现等于1，而A[k]对α的依赖一直是线性的。
当电荷已经重分配时，时钟信号上升，且在图7中通过/>表示的定标器110的每个块750的输出处的附加输出开关连接到输出终端130的“nshare_p”节点，而由控制信号/>控制的开关仍然关闭。这样，携带电荷α·Qs的总电容Cs连接到保持电容器Ch，保持电容器Ch携带的电荷取决于来自其它块750的先前样本。在时钟信号/>的“高”相位期间，单元电容器Cu和虚拟单元电容器Cd被重置。
正如图3所示的混合器实施例101的情况一样，上述配置提供了具有DC增益1的IIR低通滤波器，其中Ct现已替换为以下传递函数中的Cs：
极点位于：
由于连接到保持电容器Ch的虚拟单元电容器Cd和所有单元电容器Cu的总和一直等于Cs，所以极点频率不取决于α。混合器101的输入电容一直等于Cs，因此，取决于α。这在驱动信号源具有非零输出阻抗的情况下对于避免非线性是有利的。
返回到图6所示的混合器实施例101，可以很容易地看出，如果时钟和/>同时上升，那么图7所示的混合器实施例101的操作不变。这是因为n个单元电容器Cu上的和保持电容器Ch上呈现的电荷基于电容n·Cu+(N-n)·Cd+Ch＝Cs+Ch重分配。对于相同时钟信号/>和/>可移除定标器110的每个块750的输出处的附加输出开关，其中该附加输出开关在图7中通过/>表示。这引起图6所示的混合器实施例101，如果使用了理想开关，那么图6所示的混合器实施例101功能上与图7所示的混合器实施例相同。然而，使用实际开关时，图6所示的混合器实施例101更合适，因为其没有两个串联的开关，并且允许在时钟信号/>的完整“高”相位期间而非时钟信号/>的较短“高”相位期间重分配电荷。
图8所示为根据一项实施例的用于使用第一混合信号从模拟输入信号生成模拟输出信号的混合器800的示意图。在图8所示的实施例中，混合器800通过并行连接两个图6所示的混合器实施例101来以正交混合器的形式实施。为了简单起见，用于实施负号缩放系数的附加开关未在图8中示出。正交混合器800的每个混合器101由不同的控制码n来控制，这些控制码n限定了90度异相的各个混合信号。
图9a至9c通过显示图6、7和8所示的混合器实施例的所选部件来示意性地示出在图6、7和8所示的混合器实施例中实施的操作原理。出于说明目的，虚拟单元电容器Cd已分为单独的虚拟单元格。图9a至9c中的每个方框代表取决于α的单元格或虚拟单元格的可变数目。
图9a所示为时钟信号的“高”相位，其中，输入是根据总电容Cs进行采样的。图9b所示为时钟信号/>的“高”相位，其中，电荷被传递给具有电容(1-α)·Cs的虚拟单元格以及传递给保持电容器Ch。虚拟单元格确保IIR滤波器的极点保持在同一频率。
图9c所示为时钟信号的“高”相位，其中，所有电容器被重置。
下文将描述图6所示的混合器实施例101的更多变体。尽管具体实施方式不同，但是它们具有与图6所示混合器101相同的缩放系数A[k]＝α并提供与图6所示混合器101相同的IIR滤波器。尽管为了简单起见而未在图中示出，但是所有实施方式都可以具有两个混合器信道且每个信道有四个混合器块。
图10a至10d示意性地示出了在又一混合器实施例101中实施的操作原理。如图9a至9c中一样，出于说明目的，图10a至10d仅示出了又一混合器实施例101的所选部件。图10a至10d中的每个方框代表取决于α的单元格或虚拟单元格的可变数目。
图10a至10d所示的混合器101不要求任何虚拟电容器并且使用所有四个时钟信号和/>
在时钟信号的“高”相位期间，在所有N个单元格140的单元电容器Cu上，即根据总电容Cs，对输入进行采样，引起每个单元电容器Cu上的电压VIN以及总电荷Qs＝Cs·VIN。
在时钟信号的“高”相位期间，重置这些单元格140中的(N-n)个，而其它单元格140的单元电容器Cu保持在电压VIN。总电荷现仅为α·Qs。
在时钟信号的“高”相位期间，所有N个单元格140连接到保持电容器Ch。因此，基于总电容Cs+Ch重分配电荷α·Qs加上已在保持电容器Ch上呈现的电荷。这样，实现了缩放系数A[k]＝α并实施了与图6和图7所示的混合器实施例中相同的IIR滤波器。
在时钟信号的“高”相位期间，重置所有单元电容器Cu。
图10a至10d中示出的混合器实施例的主要优势在于：不存在传递电容器Ct和虚拟单元格(即，虚拟单元电容器)。然而，对于图10a至10d中示出的混合器实施例，应考虑以下方面。所有四个块信号应通过每个块中单元格140的矩阵进行路由。这将导致功耗增加，并且甚至可能导致单元格140的矩阵所需的面积增加。此外，除了要求时钟信号的选通具有数字控制码n和符号位之外，在图10a至10d中示出的混合器实施例101中，时钟信号/>还应与或(OR)选通中的时钟信号/>合并。在某些情况下，由这种选通所引起的延迟会出现问题，这是因为使用了所有四个时钟信号，所以没有缓冲区用于延迟某些时钟信号。
图11a至11c示意性地示出了在又一混合器实施例101中实施的操作原理。如图9a至9c以及图10a至10d中一样，出于说明目的，图11a至11c仅示出了又一混合器实施例101的所选部件。如图9a至9c中一样，虚拟单元电容器Cd已分为独立的虚拟单元格。图11a至11c中的每个方框代表取决于α的单元格或虚拟单元格的可变数目。
与图6、7、8以及9a至9c所示的混合器实施例101类似，图11a至11c所示的混合器101还包括虚拟单元电容器Cd。然而，在图11a至11c所示的混合器101中，这些虚拟单元电容器Cd没有连接到输出终端130上，而是通过虚拟单元格输入开关连接到输入终端120。因此，在本实施例中，时钟选通在虚拟单元格输入开关上完成。
在时钟信号的“高”相位期间，在多个单元电容器Cu和(N-n)个虚拟电容器Cd(其中Cd＝Cu)上对输入信号进行采样，使得总(采样)电容一直等于Cs。这引起电压VIN和总电荷Qs＝Cs·VIN。虚拟单元格确保输入负载一直等于Cs。
在时钟信号的“高”相位期间，所有N个单元电容器Cu(对输入信号进行了采样的n个单元电容器Cu和未对输入信号进行采样的(N-n)个单元电容器Cu)连接到保持电容器Ch，使得依旧在本实施例中基于电容Cs+Ch重分配总电荷α·Qs加上保持电容器Ch上呈现的电荷。如先前实施例中一样，这引起缩放系数A[k]＝α以及相同的IIR滤波器实施方式。
在本混合器实施例101中未使用时钟信号在时钟信号/>的高相位期间，所有电容器Cu和Cd被重置。
对于图11a至11c所示的混合器实施例101，必须认识到，时钟选通现发生于输入开关上，该输入开关是仅有的对时间要求很严格的开关，因为其确定了在哪个时间点对输入信号进行采样，以及在当前输入信号的情况下，其集成了多长时间。
如上文已经提及的，上述混合器实施例101可以正交混合器的形式实施，该正交混合器提供同相输出信号和正交输出信号。
例如，图5所示的正交混合器实施例500和图8所示的正交混合器实施例800对于I和Q路径具有两个相同且独立的混合器101。在每个时钟周期中，每个混合器101根据电容CS对输入进行采样，这引起总电荷Qs＝Cs·VIN。将使用所有这些电荷(即，连接到保持电容器Ch)的唯一情况是当α＝1时(例如，在正弦混合信号的情况下处于混合信号的峰值时)。在α<1的更多常见情况下，电荷的一部分保留于采样电容器上，直到其在重置阶段被丢弃且永远不会在电荷重分配过程中涉及。然而，每个时钟周期中的总(采样)电容Cs需要相同，使得信号源一直驱动相同的阻抗。
在每个时钟周期中，I和Q相位一起从输入信号的源获取电荷2·Qs并将其存储在总电容2·Cs上。然而，不存在所有这些电荷都将被使用的情况。由于I和Q混合信号为90度异相，所以它们的峰值不一致，即，I信道的α(下文中称为αi)和Q信道的α(下文中称为αq)不可能在同一时间点等于1。
可以很容易地可以表明：
这意味着为了在所有时钟周期中同时保持I信道和Q信道的混合器101的输入阻抗，根据以下总电容对输入信号进行采样就足够了：
此外，可以表明：
min(αi+αq)＝minx(|cos x|+|sin x|)＝1 (14)
该发现引起图12所示的正交混合器实施例1200，其基于上述混合器实施例101。与图10a至10d所示的混合器实施例类似，其在I信道混合器和Q信道混合器两者中也都包含N个单元电容器Cu。然而，其仅包含约个虚拟电容器Cd。因此，总电容通过下式给定：
与图10a至10d所示的混合器实施例相比，仅为2.4·Cs的总电容转化为大幅减少的面积；在图10a至10d所示的混合器实施例中，对于正交实施方式，总电容为2NCu+2NCd＝4Cs。
此外，在图12所示的正交混合器实施例1200中，采样相位期间的输入电容已通过因素减少，这有助于驱动混合器的信号源的设计。
图13所示为基于上述混合器实施例101的又一正交混合器实施例1300。与图12的正交混合器实施例1200类似，图13的正交混合器实施例1300被实施用于在正交混合器的I信道与Q信道之间共享单元格140。然而，与图12的正交混合器实施例1200不同，在图13的正交混合器实施例1300中，时钟选通在基于图6和图7所示的混合器实施例101的输出开关上执行。
在图13的正交混合器实施例1300中，在约个单元电容器Cu上对输入信号进行采样，引起约为/>的总电容。在下一时钟信号的“高”相位期间，这些单元格140中的ni个连接到正交混合器实施例1300的I信道中的保持电容器Ch，这些单元格140中的nq个连接到正交混合器实施例1300的Q信道中的保持电容器Ch，其中0≤ni≤N、0≤nq≤N且同时，这两种信道中都包含虚拟单元格，以便在每个信道中实现总电容Cs。
对于图13所示的正交混合器实施例1300，仅要求约个单元电容器Cu和约个虚拟电容器Cd，这意味着总电容仅为2Cs。事实上，这代表最低可实现总电容，因为在电荷共享阶段，信道I和Q中的每一个均需要总电容CS连接到保持电容器Ch。此外，在图13所示的正交混合器实施例1300中，时钟选通已从时间敏感型输入开关转移到输出开关。
然而，与图12所示的正交混合器实施例1200相比，图13所示的正交混合器实施例1300要求附加开关，使得单元格继而虚拟格单元可以连接到I信道或Q信道的输出。这些附加开关会增加更多寄生电容。此外，信号路由会变得更复杂。
在下文中将描述混合器101的其它实施例中，与图3和图6所示的混合器实施例相比，混合器101的这些其它实施例包括不同配置的单元格140和/或单元格140的块。下文论述的单元格可以使用包括传递电容器Ct或虚拟单元格的架构来实施，以便保持采样中涉及的总电容以及到Ch的电荷转移等于Cs。
如上文已经描述的，图3所示的混合器101的单元格140由三个时钟信号和基于控制码的一个数据位控制。这意味着符号位和这三个时钟信号需要路由到图3所示混合器101的单元格140的给定块350中的每一个单元格140。此外，每个单元格140还要求控制码数据位之一。在替代性实施例中，时钟信号可与符号位以及单元格140的矩阵之外的其逆符号位一起选通，然后在那之上分布。在这种情况下，两个时钟信号，即/>和/>以及两个选通时钟信号，即“/>&sign”和“/>&sign”，需要路由到单元格140的给定块350中的每个单元格140，此外，每个单元格140仍然必须具有控制码数据位之一。在这两种情况下，此路由会引起显著的寄生电容，并从而影响或甚至控制时钟信号和数据驱动器的功耗以及图3所示的混合器101的输入阻抗。这种情况可通过增加电线之间的间距来改善，但这将增加单元格140的矩阵的大小，而这又会增加到衬底的电容，其中混合器140在该衬底上实施。
存在若干选项来减少通过图3所示混合器的单元格140的矩阵路由的信号的数目。所有这些选项都要求附加开关，并且在时钟信号的至少部分“高”相位期间具有串联的至少两个开关。为了保持导通电阻相同，串联的开关需较宽，而这又增加了它们的电容。
图14所示为根据一项实施例的用于使用混合信号从模拟输入信号XIN生成模拟输出信号XOUT的混合器101的示意图。第一混合器101包括定标器110，用于在多个离散时间点k以第一采样频率fS,1在混合器101的输入终端120处对模拟输入信号进行采样，以获取具有连续信号值的采样模拟输入信号以及通过在混合器101的输出终端130处基于多个缩放系数A[k]对采样模拟输入信号进行缩放来生成具有连续信号值的模拟输出信号，即，XOUT＝A[k]XIN[k]。缩放系数A[k]是混合信号的时间离散表示。
图14所示的混合器101的实施例在每个单元格140中包括与单元电容器Cu串联的又一开关。这个配置允许所有其它开关被块1450中的所有N个单元格140分享且从单元格中取出，从而离开矩阵。在混合器101的本实施例中，单元格140包含单元电容器Cu和仅一个开关，并由一个基于控制码的数据位和仅一个选通时钟信号控制。示为如图14中单元格140的开关的表示的选通时钟信号其中“I”代表逻辑或(logical OR)操作，可在矩阵之外生成，然后路由到每个单元格140，因此其应算作仅一个时钟信号。
对于本实施例，其它时钟信号以及符号位仅在矩阵之外需要，即在N个单元格140之外需要。当时钟信号驱动相同数目的开关(所有数目应为两倍大，因为在每个“高”时钟相位，两个开关是串联的)时，它们的总负载电容仍然较小，这是由于以下事实：负载集中在一个地方，而非在大型矩阵上散开，所以路由电容会显著减少。
对于图14所示的混合器101的实施例，必须考虑到，所有开关连接的节点上将存在一个寄生电容。该寄生电容可能相当大，因为节点在单元格140的矩阵上散开，并且可能因此具有较大的路由电容。该寄生电容一直存在，即使控制码n设置为0，并且其将一直把部分电荷从输入终端120传递到输出终端130，即，存在穿过图14所示的混合器101的实施例的寄生电荷路径。这构成了缩放系数或电压增益A[k]的下限。如果该下限足够低，使得所有所需混合信号相比仍然可以实现，那么这没有问题。但是，如果无法表现最小混合信号样本，那么这将导致输出信号失真。
这个潜在问题未发生在例如图3所示混合器101的单元格140中。如果图3所示混合器101的实施例中的控制码n是零，那么将没有转移开关关闭且没有电荷被传递到传递电容器Ct和保持电容器Ch。
通过具有单独的输入和输出开关，上述潜在问题也未发生在图15所示混合器101的实施例中。如果图15所示混合器101的实施例中的控制码n是零，那么输出开关将全部一直打开且没有电荷被传递给保持电容器Ch。附加输入开关仍然允许将采样和重置开关置于矩阵之外，即N个单元格140之外。每个单元格140包含三个开关(包括图15中未示出的变符开关)并要求一个时钟信号一个控制码数据位以及符号位。在一项替代性实施例中，时钟信号/>可与符号位(及其逆符号位)在顶层一起选通，然后在单元格140的矩阵上分布，在这种情况下，要求一个时钟信号、两个选通时钟信号和一个控制码数据位，但这有可能消耗更多功率，因为时钟信号的结合活度高于符号位的结合活度。
图16所示为根据又一项实施例的用于使用混合信号从模拟输入信号XIN生成模拟输出信号XOUT的混合器101的示意图。
图16所示混合器101实施例的块1650的N个单元格140的配置支持从单元格140的矩阵中移除符号位。在本实施中，两个输出开关(对于正号和负号；图16中仅示出了正号)被移到单元格140之外，这通过在单元格140内添加由控制码控制的额外负号成为可能。因此，单元格140现包含两个开关并要求一个时钟信号(其中，/>是时钟信号/>的反向信号)和一个控制码数据位。
图17所示为根据又一项实施例的用于使用混合信号从模拟输入信号XIN生成模拟输出信号XOUT的混合器101的示意图，所述又一项实施例基于图15所示混合器101的实施例的修改。在本实施例中，单元格140是反相的，但这一般不是问题，因为混合器101实施为差分混合器。可以表明，对于图17所示的混合器101的实施例，仍然没有寄生电荷路径。如图15所示的实施例一样，图17所示的混合器101的单元格140包含两个开关并要求一个时钟信号一个控制码数据位和符号位。然而，和现在一样，在每个时钟信号相位期间有串联的两个开关(单元格电容器CU的每侧各一个)，所有开关的宽度需加倍。并且，需要产生额外的时钟信号/>
图18所示为根据又一项实施例的用于使用混合信号从模拟输入信号XIN生成模拟输出信号XOUT的混合器101的示意图。图18所示的混合器101的单元格140提供了根本不要求时钟信号的优势。在图18所示的混合器101的实施例中，由时钟信号之一控制的所有开关已移除到单元格140的矩阵之外。指向单元格140的唯一信号是控制码位。其一个效果是采样电容器在采样相位期间已经断连。为此，添加了虚拟电容器(在图1中单元格140的左侧)，其在输出开关(利用时钟信号)关闭时利用时钟信号/>即反向的时钟信号/>断连。
图18所示的混合器101的实施例的单元格140要求控制码数据位在未使用的时钟相位期间改变。那样，将用于进行采样的电容器在时钟信号/>的“高”相位期间已断连，以便其正确重置。
图19所示为根据又一项实施例的用于使用混合信号从模拟输入信号XIN生成模拟输出信号XOUT的混合器101的示意图，所述又一项实施例基于图18所示混合器101的实施例的修改。图19所示的混合器101的实施例的单元格140仅包括单个单元电容器Cu。然而，在本实施例中，寄生电荷路径预期可传递更多电荷，因为其现在还包含单元电容器Cu的寄生电容，其通常大于开关的寄生电容。
图20所示为根据又一项实施例的用于使用混合信号从模拟输入信号XIN生成模拟输出信号XOUT的混合器101的示意图，所述又一项实施例基于图19所示混合器101的实施例的修改。图20所示混合器101的实施例的单元格140的配置移除了寄生电荷路径，但仍然仅要求一个单元电容器Cu。然而，在本实施例中，目前在任何时钟相位期间均有串联的三个开关。
图21所示为根据又一项实施例的用于使用混合信号从模拟输入信号XIN生成模拟输出信号XOUT的混合器101的示意图，所述又一项实施例基于图3所示混合器101的实施例的修改。区别在于，控制码不再控制输出开关，而是控制输入开关的复制版本。这对于图11a至11c以及图12所示的具有连接到输入终端120的虚拟单元格的混合器实施例101是特别有吸引力的。图21所示的单元格140支持利用图11a至11c以及图12所示的混合器实施例101的优势而不必对控制输入开关的时钟信号进行选通。第一输入开关现直接由时钟信号控制，时钟信号支持边缘的准确定时。第二输入开关由控制码数据位控制，控制码数据位可在采样时钟信号的时钟缘之前设置好，使得其不会引起任何定时问题。
在下文中将描述对混合频率fMIX,1或fMIX,2的选择的不同效果，这适用于基本上所有上述混合器实施例。为了避免任何不必要的重复，在以下描述中，fMIX将用于指fMIX,1或fMIX,2，fS将用于指fS,1或fS,2。
混合频率fMIX，即第一混合频率fMIX,1和/或第二混合频率fMIX,2，被最好地选择使得与各个采样频率fS的比率为有理数，即：
其中A和B是整数。在这种情况下，混合信号在以fs进行采样时将是周期性的，使得其可存储在混合器101的大小有限的周期移位寄存器或查找表(lookup table，LUT)中。
如果该比率不是有理数，那么混合信号的已采样表示将不是周期性的，尽管模拟混合信号是周期性的。在这种情况下，混合信号样本需要在运行时计算，这要求更多计算资源，从而要求更大面积和功率。
可以表明，以fS进行采样的混合信号的周期是L个样本，其中L通过下式给定：
其中，gcd(x,y)是x和y的最大公约数。因此，在一般情况下，要求含有L个样本的LUT，其以fS进行采样。然而，如果混合器101实施为多相混合器，其中每个相位以fREF＝fS/4进行采样并仅处理每第四个样本，那么更容易的是每混合器块包含一个LUT，使得LUT同样仅需要以fREF进行采样。如果L是4的倍数，那么可在4个子LUT上分布样本，使得每个子LUT包含仅L/4个样本。如果L是2的倍数而非4的倍数，那么每个子LUT将包含L/2个样本；如果其不是2的倍数，那么每个子LUT将包含同样的L个样本，但顺序不同。总而言之，每个子LUT包含M个样本，其中：
一般而言，要求fMIX与输入信号频率一致可导致相当大的M值，因为最小数目A和B较大。然而，通常首选非零中频(intermediate frequency，IF)，并且在选择IF方面有一些灵活性，从而在选择fMIX方面也有一些灵活性。在这种情况下，可选择fMIX使得A和B为相当小的数目且M可以保持较低。
由于单元格140的有限数目，混合信号样本将必须取整，这引起量化噪声。该量化噪声还将按LUT长度M呈周期性，因此其将作为杂散以离散频率出现在混合信号频谱中，而不是作为如可能预期的底噪。杂散之间的间距通过下式给定：
其中，杂散可以所有频率发生：
因此，比率A/B的选择是LUT长度M(通常是最不重要的作用)和杂散间距Δfspur与中频(intermediate frequency，IF)之间的折衷。通常，最好的策略是在预定边界内保持IF的同时最大化Δfspur。杂散与所需信号之间的间隔越高，就将越容易过滤掉混合之后的杂散(然后它们的频率将为fIF+k·Δfspur)。LO杂散的高度仅可以通过增加更多比特，即增加更多单元格140到混合器101，来改善。
在一项实施例中，混合器101用于，例如对双工间距不太高的频段，混合输入信号与频率为fREF的混合信号。在上述等式(16)的环境下，这意味着A＝1且B＝4，所以：
因此可以得出L＝4且M＝1，且LUT中存储的LO样本减少为序列{1,0,-1,0}。其较大优势在于，这些样本完美地表现了振幅为1且没有任何量化噪声的正弦曲线。因此，将不会存在量化噪声杂散。
在这种特定情况下，还可能通过将LUT样本替换为序列{1,1,-1,-1}来实施振幅为√2且没有任何量化噪声的混合信号。这会在仍然不引入任何量化噪声的同时将混合器损耗减少3dB。这种优化通常是不可能的，这是因为LUT通常存储在不同时间点采样的多个周期的混合信号，所以这些样本之一将发生在或接近于混合信号的峰值，因而需要大于1。这是不可能的，因为缩放系数A[k]的最高可能值是α＝1。
当fMIX＝fREF时，混合器101的一个块350中的所有单元格140一直打开(对于样本1和-1)或一直关闭(对于样本0)，且这种混合器101作为常规无源混合器的复杂实施方式操作。
上述几个混合器实施例101包括单元格140的四个混合器块(或混合器相位)350。然而，如上文已经提及的，具有四个混合器块对混合器101的运作来说并不是必不可少的，而仅仅是使用频率为fREF的占空比仅为25％的时钟信号实现有效采样率4fREF的一种方式。
对于低频fREF或快速晶体管技术，可能实施每信道具有单一混合器块(即，I信道一个块，Q信道一个块)的混合器101。在这种情况下，要求时钟频率为fs＝4fREF的四个25％时钟信号。这样，混合器101的不同处理步骤可以在一个TS周期内全部完成，使得混合器101的相同块可以用于处理下一样本。这种单一块混合器101与4块混合器101的区别在于以下方面。
4块混合器101将每个块或相位连接到全TS周期的输入。这样，除了当时钟信号正在切换的时刻以外，信号源必须一直驱动同一负载。在25％的采样周期TS中，单一块混合器101仅将其采样电容器连接到输入。因此，信号源必须能够处理强可变负载。
采样、电荷共享和重置的可用稳定时间现为TS/4而非4块混合器101的TS。这意味着，为了公平地实现较好的稳定，单一块混合器101的所有开关将必须为4块混合器101中的四倍宽。
由于开关增大，每混合器块的输入电容要高出四倍。然而，这可通过以下事实补偿：仅存在一个混合器块，而非四个。因此，总时钟负载相同，并且因为时钟频率为四倍高，所以可以预计功耗为四倍高。
类似地，可以实施每信道具有2个混合器块的混合器101，其使用四个频率为2fREF的25％时钟信号。其影响类似于单一块混合器101。2块混合器101在50％的时间中仅将其采样电容器之一连接到输入，所以信号源必须能够处理可变负载。2块混合器101的开关必须为4块混合器101中的两倍大。功耗将为4块混合器101中的两倍高。
具有较少块的混合器101的较高功率指示一个有吸引力的趋势，该趋势还可通过实施例如每信道具有8个混合器块的混合器101来在其它方向中利用。在这种情况下，需要频率为fREF/2的25％时钟信号，其中，一个时钟信号相位的时钟信号脉冲与相邻时钟信号相位的脉冲重叠。因为采样时钟信号重叠，所以8块混合器101同时在任意时刻将其两个块连接到输入。因此，源不一定要处理可变负载，但负载将高于4块混合器101。此外，8块混合器101的寄生输入电容将更高，因为现在每信道的8个块的寄生电容连接到输入。开关仅需要为4块混合器101中的一半大。功耗将仅为4块混合器101中的一半高。这是降低功耗的一种有吸引力的方式，其代价是面积和输入电容翻倍。
或者，可使用非重叠的12.5％时钟信号相位来控制8块混合器101的采样开关，使得稳定时间与4块混合器101中相同且开关需具有相同大小。这样，驱动输入的源将必须驱动如4块混合器101中的相同负载。同时，其它开关可以减半且由重叠的25％时钟信号控制。这样做还节省功率，但低于以上架构中节省的功率。
本领域技术人员将认识到，以上多块混合器实施例101还可延伸为16块混合器、32块混合器等等。
如本领域技术人员将认识到的，对于给定的混合器实施方式，可通过在LUT中存储不同样本n[k]来随意改变定义fmix与fs之间的比率的整数A和B。此外，还可通过应用不同的时钟信号来改变参考或本地振荡器频率fref，并从而改变采样率fs＝4fref。如将在下文中描述的，这些参数的选择有一些重要效果，这些效果引起本发明的其它有利实施例。
如上文已经描述的，在本发明的实施例中，第一混合器101和/或第二混合器101'的混合频率fmix可以选择为：
如果输入信号位于频率frx，那么对应的输出信号将位于中频(intermediatefrequency，IF)fIF，其中：
|fIF|＝|frx-fmix|，
(假设frx和fmix都是正数)。
如果使用了上述正交混合器实施例之一，那么中频(intermediate frequency，IF)可选择为正数或负数。如果仅使用了一个混合器信道，那么信号将以fIF和–fIF两者出现，但可能与不需要的图像信号重叠，如所有非正交混合器中一样。
在一项实施例中，IF被选择为足够高，使得：
其中BW是RF处的信号带宽，为了使IF信号置于DC的一侧上。在其它或替代性实施例中，IF被选择为足够低，使得IF信号置于通信装置100的增益级、滤波器和模数转换器(analog-to-digital converter，ADC)等任意后续部件的带宽内。
混合频率fmix的以上公式还可表达为：
ATmix＝BTs，
其中，Tmix＝1/fmix且Ts＝1/fs。这意味着以fs进行采样的B个样本的查找表(look-up table，LUT)可以完全符合混合信号的A个周期。如果A和B具有公约数，那么LUT长度可通过这些公约数划分，使得当以fs进行采样时，最低必要LUT长度为：
其中，gcd(A,B)是A和B的最大公约数，如已在上文进一步描述的。
然而，在多相混合器实施方式中，通常更适合为每个混合器相位实施单独的LUT，使得LUT仅以fref＝fs/4进行采样。在这情况下：
4ATmix＝4BTs＝BTref，
这意味着以fref进行采样的B个样本的LUT可以完全符合混合信号的4A个周期，且当以fref进行采样时，最低必要LUT长度为：
如本领域技术人员将认识到的，(第一或第二)混合信号在LUT中量化为量化级别的离散集，这引起量化噪声。理论上，量化噪声按以下周期呈周期性：
Tq，id＝Lfs·Ts
这意味着其将不会显示为白噪声，而是显示为按以下杂散间距的倍数的一组离散伪峰(本文中称为杂散)：
然而，事实上，混合器相位将由于过程变化而稍有不同，这意味着它们对同一控制码n的量化误差将不同。在这种情况下，量化噪声的周期由Lfref确定，使得：
Tq＝Lfref·Tref
以及
这些杂散还可与RF输入信号混合，并将以以下频率产生不需要的输出杂散：
fIF+i·Δfspur，
其中，i是任意(正或负)实数。更重要的是，杂散可与不需要的输入信号(还称为“阻断器”)混合，这些输入信号位于：
frx+i·Δfspur，
并将那些不需要的信号混合到fIF，在fIF中，它们与所需信号重叠。这意味着杂散必须足够低，使得这些块不会把输出信号削弱太多。
可注意到，如果分数A/B简化，即如果选择A′和B′，那么以上公式可以简化，使得：
以及gcd(A′，B′)＝1。
在这种情况下，以上公式简化为：
Lfs--B'
并且数目A(或A′)不再出现于任何公式中。
最好使Δfspur尽可能高，因为这将杂散放置为离所需信号尽可能远，并使得使用(混合器前和/或后的)滤波器移除杂散的混合制品更为容易。这意味着数目B′应选择为尽可能小。
在一项实施例中，通信装置100是CA接收器。对于CA接收器，根据CA场景可能也存在多个传输频率。在一项实施例中，发射器中可能存在多个可用的PLL，所以CA接收器中的不同数字混合器可使用不同的Tx LO频率作为它们的fref。这样，可实现不具有任何PLL的CA接收器，与单信道情况相比，该CA接收器的灵活性有所提高。
在一项实施例中，还可以选择在接收器中包含一个或多个PLL。只要PLL的数目低于接收混合器的数目，与每个混合器包含一个PLL的常规CA接收器相比就仍然存在面积和功率改进。这个改进将小于没有Rx PLL的情况，但灵活性有所提高，因为可以自由选择RxPLL频率(或多个频率)而不考虑发射器。这可用于改善其它性能指标，例如上述杂散间距。
在一项实施例中，可以通过与上述单接收器单发射器情况非常相似的方式来实施具有多个Tx PLL的CA接收器。然而，在这种实施例中具有一些额外的自由，对于每个接收器，可以在所有Tx PLL频率之间选择，即，无需使用频率最靠近的接收器。通过选择远离Rx频率的一个频率，经常可能减小fmix/fs比率中的数目B'，这会引起更高的杂散间距。
在一项实施例中，还可能对多个接收器使用一个Tx PLL频率。例如，如果存在3个接收器和3个发射器，且对应的频率因而为i＝1,2,3，那么发射器i的Tx频率最接近于接收器i的Rx频率，没有理由接收器1、2和3中的混合器不能将来自混合器2、1和1的Tx频率分别用作它们的参考频率。在一项实施例中，这种额外的自由可用于为CA接收器100中的部分或所有混合器改善杂散间距与IF之间的折衷。
本领域技术人员将认识到，包含一个或多个Rx PLL提供了一个或多个额外参考频率，这些频率又可被选择用于仅优化接收器性能，与通信标准强制的传输频段没有任何关系。这种实施例提供了额外的自由度，其又一次可用于为CA接收器100中的部分或所有混合器改善杂散间距与IF之间的折衷。
具有一个或多个Rx PLL还使得在一项实施例中完全不使用Tx PLL频率成为可能。例如，如果Tx PLL远离接收器且将它们的输出频率路由到接收器的成本较高，这会很有利。
如上文已经简要描述的，在一项实施例中，模拟输入信号XIN可以等于模拟输入信号YIN，通信装置100用于合并第二混合器101'的模拟输出信号YOUT与第一混合器101的模拟输出信号XOUT，具体而言是将第二混合器101'的模拟输出信号YOUT从第一混合器101的模拟输出信号XOUT中减去。
在通信装置100以CA接收器的形式实施的一项实施例中，CA接收器100的每个接收器路径可接收相同的RF输入信号，但将其与不同的混合频率混合。这意味着一个路径可能包含关于存在于另一路径中的任何不需要的分量的大量信息。如将在下文更详细描述的，通过智能合并来自本发明实施例中不同接收器路径的输出，这些不需要的分量中的部分可能可以移除。
在一个或多个接收器路径未被使用(例如，支持多达5个频段，即包括5个混合器，但目前仅接收3个频段的CA接收器100)的一项实施例中，它们可以随意用于接收不需要的信号，这样它们可以从其它接收器的输出信号中减去，以便提高信号质量。
在一项实施例中，即使是正在使用的接收器路径(即，正在接收它们自己的一些信号频段)也仍然可用于提高其它接收器的信号质量。例如，当一个接收器正在以IF产生所需输出信号时，其仍可以其它频率产生其它信号。这些信号还可存在于另一接收器的输出中，其中，它们偶尔会与所需信号重叠。通过合并这两个混合器的输出，不需要的分量可以移除且所需信号被恢复。
如上文已经描述的，数字LO信号，即第一混合信号和/或第二混合信号，都被量化并为周期性的，这意味着其包含在频谱中显示为伪峰的量化噪声，还称为杂散。这意味着输入信号不仅与打算的混合信号混合，还与每个杂散混合。如果不需要的大信号，还称为阻断器，以距目标RF信号的某个偏移存在，那么与杂散之一的混合可导致阻断器以IF结束，其中，其将与所需信号重叠。由于阻断器可以远大于所需信号，所以阻断器可完全掩盖信号，尽管杂散与主混合信号相比常常很小。这种效果通过下面的示例示出。其对信号使用任意缩放，所以幅度的单位为dB，而非dBm/Hz等绝对单位。
对于本示例，假设所需RF信号位于950MHz并具有-96dB的幅度。在1250MHz，存在幅度为-6dB的不需要的阻断器信号。由于输入信号是真实的，所以相同的信号分量以负频率发生。该示例性信号的频谱在图22中示出。
信号使用混合器接收，例如图1所示的第一混合器101或第二混合器101'，其具有8.4GHz的fs以及比率A′/B′＝3/28。这些引起：
如果混合器是混合频率位于+fmix(与–fmix相反)的正交混合器，那么位于-950MHz的所需信号分量混合为-950MHz+900MHz＝-50，这是接收器的中频(intermediatefrequency，IF)。然而，在本示例中，混合器具有间距为300MHz间隔的量化噪声杂散，如图23所示。这意味着存在一个位于1200MHz的杂散。该杂散与-1250MHz的阻断器混合并以-50MHz结束，其中，其使信号失真。
在本示例中，主LO音调(即混合信号)位于29dB，而1200MHz处的杂散具有-45dB的幅度。因此，在输出频谱中，两个信号分量或音调以-50MHz的IF出现。首先是所需信号，其具有-96dB+29dB＝-67dB的幅度。其次是具有1200MHz杂散的大型输入阻断器的制品。该制品具有-6dB–45dB＝-51dB的幅度，这意味着高于所需信号16dB，使其可能解调所需信号。这在图24中示出。
在通信装置100包括至少两个混合器，例如图1所示的第一混合器101和第二混合器101'，的一项实施例中，通过使用同一采样频率fs但不同查找表(其允许使用不同的A/B比率)，这些混合器之一，例如图1所示的第二混合器101'，(在这里称为辅助混合器)可用于消除杂散。为此，配置辅助混合器，例如图1所示的第二混合器101'，使得其fmix位于1200MHz，诸如第一混合器101等其它混合器的问题杂散也位于1200MHz。着可通过选择以下项来完成：
这引起图25所示的混合信号。
辅助混合器，例如图1所示的第二混合器101'，还具有其位于29dB的主LO音调，即其混合频率，并具有位于900MHz且幅度为-44dB的杂散。该主LO音调与输入阻断器混合并引起幅度为-6dB+29dB＝23dB的信号分量。该杂散与所需输入信号混合，引起幅度为-96dB–44dB＝-140dB的信号分量。这两个信号分量或音调都位于-50MHz，如图26所示。
如果辅助混合器，例如图1所示的第二混合器101'，的输出信号被缩小74dB，那么第一音调或信号分量将位于-51dB，而第二音调或信号分量将位于-214dB。这意味着第一信号分量或音调(即，具有主LO音调的输入阻断器的制品)将具有与主混合器的输出频谱中不需要的信号分量或音调(其还为输入阻断器的混合制品)相同的幅度。通过从主混合器的输出中减去辅助混合器的输出，这两个信号分量或音调抵消。剩余信号分量或音调是(a)所需信号，其位于-67dB，以及(b)来自辅助混合器的第二信号分量或音调，其位于-214dB，使其与所需信号相比完全可忽略。这允许很容易地解调所需信号。
应该应用于使两个输出信号匹配的缩放系数(上文示例中为74dB)取决于A′/B′比率以及两个混合器，例如图1所示的第一混合器101和第二混合器101'，中存在的寄生电容，其取决于芯片内变化。在一项实施例中，可以通过校准确定比率。
在上述实施例中，两个混合器，例如图1所示的第一混合器101和第二混合器101'，具有相同的IF，这允许直接在混合器之后在模拟域中减去两个输出。在一项实施例中，还可能使两个混合器具有不同的IF。在本实施例中，辅助混合器的输出信号应在其可以从主混合器的输出减去之前混合到正确的频率。这可以使用其它混合器(其以低得多的频率操作)来完成，但这还可以在数字域中完成，在数字域中混合操作的成本通常低得多。
在任何混合器中的一个已知问题是混合图像。如果使用单信道混合器，那么混合信号是真实的并具有fmix和–fmix两者处的峰值。如果所需信号位于某个正频率frx(因为还位于–frx)，那么其将被混合到fIF＝frx-fmix。然而，还存在频率fimg，对此，FIF＝-fimg+fmix。因此，位于fimg的任何信号都将还被混合到fIF并破坏所需信号。通常，这个问题有两种解决方案。
根据第一解决方案，位于fimg的信号可在混合之前过滤掉。然而，|frx|与|fimg|之间的距离仅为2fIF，其与RF频率相比通常太低。这使过滤很难实现。
根据第二解决方案，可以使用具有一个复杂混合信号的正交混合器。这允许确保存在位于–fmix的峰值但不存在位于fmix的峰值，使得所需信号以fIF接收而图形仅以–fIF接收。然而，实际上，在两个混合器之间通常存在一定增益和/或相位失配，使得较小但非零的峰值仍然存在于fmix且仍然有某些图像位于fIF。位于–fmix与fmix的峰值之间的比率称为图像抑制比。
在辅助混合器，例如图1所示的第二混合器101'，可用的一项实施例中，其可用于以与上述杂散消除类似的方式改善图像抑制。
在一项实施例中，辅助混合器，例如图1所示的第二混合器101'，明确用于以fimg接收信号，使得其可从主混合器，例如图1所示的第一混合器101，的输出减去。
在主混合器，例如图1所示的第一混合器101，是正交混合器的一项实施例中，其已经具有一些图像抑制，但通过减去由辅助混合器接收的、由第一混合器的图像抑制缩放的图像，剩余图像会进一步衰减(理想上是完全消除)，从而改善图像抑制。
在主混合器，例如图1所示的第一混合器101，是单信道混合器的一项实施例中，其没有图像抑制，但可通过使用辅助混合器，例如图1所示的第二混合器101'，接收图像来消除图像。在本实施例中不要求缩放。然而，如果两个混合器都混合到同一IF，那么应注意，辅助混合器的图像频率将等于主混合器的fmix。因此，如果辅助混合器也是单信道混合器，那么其将不仅消除图像，还消除信号。这可以通过两项不同的实施例解决。在第一实施例中，辅助混合器，例如图1所示的第二混合器101'，是正交混合器。在第二实施例中，辅助混合器，例如图1所示的第二混合器101'，使用不同的IF。然后，接收到的图像在减去之间需要进一步混合到主混合器的IF。通常，这最好在数字域中完成。如果辅助混合器的图像频率(其现为第三频率，与fmix和fimg无关)处没有显著信号，那么本解决方案效果最好。否则，辅助混合器将仅把来自主混合器的图像替换为其自己的图像。
如上文已描述的，在一项实施例中，通过缩放系数A[k]表示的第一混合信号和/或通过缩放系数B[k]表示的第二混合器信号可为正弦函数、多个正弦函数之和、截取的正弦函数、方波函数或另一周期性波形，其中，第一混合信号可存储在第一混合器101的查找表(look-up table，LUT)中，第二混合信号可存储在第二混合器101'的查找表(look-uptable，LUT)中。
在一项实施例中，第一混合信号和/或第二混合信号可为LUT中存储的两个或多个正弦曲线之和。具有多个正弦曲线的LUT可以用于使用一个单一混合器接收多个CA频段，这不仅消除了一个或多个PLL，还消除了对应的混合器，从而节省面积和功率。其代价是两个正弦曲线的幅度都减小。由于缩放系数A[k]定义的瞬时混合器增益限制到范围[-1,1]，所以LUT中存储的所有正弦曲线的幅度之和必须小于或等于1。因此，所有输出信号将小于当使用单独的混合器接收时的信号。
应选择正弦曲线使得两个CA频段以不同的IF频率接收，这样，接收的信号不会重叠。此外，IF电路的带宽必须足够宽，以便同时处理所有接收的信号。然后，所有信号的下混合以及解调可以在数字域中完成。
并且，应注意，LUT周期和杂散间距现由LUT长度的最小公倍数(least commonmultiple，lcm)确定，每个正弦曲线分别要求该LUT长度的最小公倍数。为了保持高杂散间距，最好使用具有相同分母或分母共享多个质因素的分数。
例如，如果LUT包含位于2/7·fs和3/7·fs的两个正弦曲线，那么LUT长度为7且杂散间距将为fs/28，如上文已描述的。然而，如果它们位于2/7·fs和4/9·fs，那么LUT长度将为lcm(7,9)＝63，杂散间距将为fs/252，其降低了9倍，而第二正弦曲线的频率仅比其在第一种情况下高约3％。这说明应慎重选择频率。
在一项实施例中，根据上述情况，还可使用单一混合器实施上文在包括主混合器和辅助混合器的一项实施例的上下文中描述的杂散消除方案。在这种情况下，所需信号以给定IF频率接收，与量化噪声杂散之一混合的阻断器以同一IF结束。第二混合器被移除，但作为替代，第二正弦混合信号被添加到LUT中，其以不同的IF频率接收同一阻断器。
然后，两个IF信号都转变为数字(使用将这两个信号处理为单个时域信号的一个ADC)。在数字域中，可以使用锐截止滤波器分隔这两个信号，之后，它们可以混合到同一频率(通常是DC)并从彼此中减去，以使不需要的混合制品消除。这样做节省了一个混合器，但在这种特定情况下，不存在这种高代价来对如先前示例中的增益损失方面进行补偿，其中，接收的阻断器必须降低74dB以匹配破坏所需信号的不需要的阻断器。当使用一个混合器实施消除方案时，与第一LO音调(其接收信号)相比，将第二LO音调(其被添加用于仅接收阻断器)降低74dB看起来是合乎逻辑的。这意味着第一LO音调的幅度仅须从1降低到1-10-74/20＝0.9998，以保证幅度之和保持低于1。这意味着所需信号上的增益损失将可忽略。
然而，这种急速缩放在实践中可能不可行。通过定义，可使第二LO音调的幅度级与量化噪声杂散相同。这意味着其幅度小于一个量化步长，使得其不能通过给定量化噪声准确表示。所考虑的一种等效方式如下。创建2个所需音调(一个位于0dB，一个位于-74dB)之后，信号被量化，这增加了幅度同样为约-74dB的随机量化噪声杂散。这些杂散之一将符合第二LO音调，这将完全改变振幅和相位，因为所需音调和量化噪声杂散在幅度上相若。
为了对第二LO音调的相位和振幅具有相同的控制，其应明显大于量化噪声杂散，例如，大20dB至40dB。如果是大40dB，那么其仍然比第一LO音调低34dB，这意味着第一LO音调的振幅需要降低到0.98，比最大振幅1低0.18dB。即使是在这种情况下，增益损失也十分有限。剩余的40-dB降低随后将在无精度损失的情况下在数字域中完成。
可以使第二LO音调更大，这将使量化误差的相对影响减小。因此，第二LO音调越大，对不需要的混合制品的消除将越好，但第一LO音调必须越小。这意味着噪声与带内失真之间存在折衷。该折衷中的最佳点取决于阻断器的幅度和将阻断器混合到IF的杂散。
一项具有LUT的实施例，其中该LUT具有多个正弦曲线，还可用于将一个单RF频段混合到多个IF频段，与单正弦曲线情况相比，每个IF频段的增益减少。
混合信号的振幅(或存储在一个LUT中的所有LO信号的振幅之和)小于或等于1的要求不是绝对要求，因为实际上该要求是此信号的所有样本都小于1。下图27示出了这是不同的。
图27所示为振幅为1的I和Q混合或LO信号，这些信号以4fm_x以及零相位偏移进行采样，即在它们的峰值和零点进行采样。任意样本的最大绝对值都为1，这意味着信号的振幅无法增加。
图28所示为仍然以4fmix以及45度相位偏移进行采样的I和Q混合信号。由于正弦曲线不再以它们的峰值进行采样，所以它们的振幅可以增加，直到任意样本的最大绝对值都为1，这是当振幅等于时。因此，在一项实施例中，使用相同硬件实现3dB的额外增益。
这种极端情况在采样率为4fmix时发生。在一般情况下，LO信号的几个周期可以存储在LUT中，每个周期将在不同的点被采样，留有少许自由来移动采样点。因此，在大多数情况下，增益改善第一1dB并经常几乎可忽略。然而，在某些特定情况下可以实现某些改善。
应注意，采样相位对于I和Q LO信号应相同，并且它们应该都具有相同的振幅。一项具有单信道混合器的实施例具有更多的灵活性，因为仅需要避免一个正弦曲线的峰值。
如上文已经描述的，LUT中的信号不仅限于正弦曲线。任何信号都可以存储在LUT中，只要其按足够短的周期呈周期性且其可以通过可用量化级别来合理地充分表示。
在一项实施例中，如果振幅大于1的正弦曲线以±1截取，即，如果所有1以上的样本都替换为1并且所有-1以下的样本都替换为-1，那么该正弦曲线可以用作混合信号。本实施例增加了混合信号中基本分量的振幅，但以混合频率fmix的奇数倍增加了谐波失真。
图29将以±1截取的正弦曲线的基本分量的振幅示为截取之前的正弦曲线的振幅a0的函数。随着的a0增长，截取的正弦曲线收敛到方波，其基本分量的振幅收敛到4/π，其比可以通过正弦曲线实现的最大振幅高约2dB。
除了增益增加，当a0增长时还发生以下效应。首先，谐波以fmix的奇数倍发生。它们的振幅随a0而增加，如图30所示。随着信号收敛到方波，第i个谐波(以ifmix)的振幅收敛到4/iπ。谐波会成为问题的主要原因是因为采样率通常不高于fmix的2至4倍，这意味着所有奇数谐波将混叠回低频，在其中它们会引起线性问题。
其次，量化噪声杂散将下降，因为截取的点与最高量化级别恰好相符(至少如果不存在失配)，使得这些点上不会有量化误差。随着信号收敛到方波(即，a0趋向无穷大)，量化噪声杂散完全消失，仅剩下混叠的谐波。然而，由于混叠，谐波可能引起和量化噪声一样多的杂散，此外，谐波比量化噪声杂散高得多。对于方波，第i个谐波仅比基本的低i倍。这意味着，与由具有8位加上符号位的混合器引起的量化噪声杂散的至少60dB至70dB相比，第三、第五和第七个谐波仅比基本的低9.5dB、14.0dB和16.9dB。应注意，信号仍然是周期性的，使得任何杂散(包括混叠的谐波)都仍然可以仅以Δfspur的倍数出现。
在时域中，通过使用方波造成的较大误差如下。当仅使用级别1和-1使得将没有量化噪声会出现时，由于以频率fs进行采样，而频率fs不是方波混合频率fmix的倍数，所以方波的边缘将会位于错误的时间点。这引起混叠的谐波，这些谐波可接近于信号。因此，为2dB的额外增益所付的代价相当高。这种代价是否值得要取决于比率fmix/fs和存在于RF输入处的阻断器信号，以及接收器的噪声和线性规格。
在fs为fmix的倍数，示为fs＝Bfmix，的实施例中，所有混叠的谐波将以频率kfmix重叠，其中，如果B为奇数则k＝0，1，2，...，B，或如果B为偶数则k＝1，3，5，...，B-1。在这种情况下，与方波混合是相当有利的，因为其提供了2dB的增益改善并移除了大多数杂散，仅留下位于fmix的倍数的杂散，它们完全远离所需信号，使得可能发生在那些频率处的阻断器可以通过在混合器之前进行带通滤波来强力削弱。在时域中，方波的边缘现将位于正确的时间点。如果一个专用Rx PLL在CA接收器中可用，那么这种特定情况可以一直为应接收的频段之一安排。
在一项实施例中，通过在截取之前增加或减少正弦曲线的振幅，可实现噪声与线性之间的折衷。在一项实施例中，这可使用以下算法完成。从方波(即，a0＝∞)开始并查看线性规格是否可以满足。如果是，那么最大增益得以实现，并且最佳可能噪声性能也因此得以实现。如果线性规格无法满足，那么减小a0，直到它们得以满足。噪声性能将随着混合器增益的减少而下降。
注意的是，将r0减小到1以下通常是没有用的。这将减少混合器增益(因为0≤a0≤1，混合器增益与a0成线性关系)并增加量化噪声(因为最高量化级别将不再使用)而没有进一步提高线性。这是因为，当a0≤1时，不存在截取且没有谐波发生。
如上文已经描述的，在一项实施例中，第一混合器101的缩放系数A[k]由第一混合器101的LUT中与第二混合器101'的缩放系数B[k]不同的位数来表示。
当方波存储在LUT而非(截取)正弦曲线中时，使用过的仅有量化级别为-1和1。这意味着1位混合器(那么该位等于符号位)足以表示该具有最高可能准确性(准确性通过采样率而非位数限制)的方波。因此，一个或多个仅具有1位的混合器可包含在CA混合器中。这些将消耗较少功率，因为它们在面积上将较小，使得路由寄生效应将较小。对于面积为何将较小有一个或两个原因。首先，开关和电容器将不会被分割，这会由于部件之间的路由和间距而使得面积开销较少。其次，如果总电容Cs通过匹配(例如，如果要求8位且可通过合理匹配实现的最小可能电容器是Cu，那么Cs将为255*Cu)确定，那么移除一位将使Cs减半。如果Cs由噪声要求确定，那么情况就不是这样了。此外，开关和电容器将不会被分割。这减少了它们的寄生电容，因为小型部件中的相对寄生电容大于大型部件中的相对寄生电容。最后，与(8+1)位混合器的9位样本相比，LUT将仅需要存储1位样本。因此，LUT自身将消耗约小于9x的功率。
由于功率通常由路由寄生效应和LUT时钟功率控制，所以这些是重要的点。
根据采样率、待接收的频段和在给定时刻出现的输入阻断器，可能并不总是可以使用1位混合器。因此，它们可能无法取代多位混合器，但可以在除根据本发明实施例的多位混合器之外实施。这意味着面积增加，但通常值得付出这个代价以在某些情况下改善功率。
这个概念可以推广到具有不同位数的多个混合器。当以较少位实现相同fmix/fs比率时，量化噪声杂散将更高。这样，可以对功耗折衷线性，这是一个有吸引力的特征。
因此，如果通信装置100以CA接收器的形式实施，该CA接收器必须使用一个专用RxPLL接收多达5个频段，那么可以选择不仅实施五个(8+1)位混合器，还实施一组更扩展的且不同的混合器，例如：一个无源混合器(因为可以选择PLL频率以与其中一个频段的混合频率重叠)、三或四个(8+1)位混合器、两个(6+1)位混合器、两个(3+1)位混合器和一个1位混合器。
通信装置100的这种实施例包括9或10和混合器，但如果Cs由匹配限制，那么具有较少位的混合器将远小于(8+1)位混合器，使得总面积甚至可能比具有五个(8+1)位混合器还小。即使Cs由噪声限制，一些混合器可能仍然较小。
目前在必须接收N个频段的场景中(其中1≤N≤5)，在一项实施例中，可以选择尽可能小但仍满足噪声和线性规格的N个混合器。然后，剩余的混合器可以关闭，或者他们可以用于，例如通过上述杂散消除，改善其它混合器的性能。如果该杂散消除方案仅使用辅助混合器的较少位实施，那么消除将不那么理想，但将仍然有一些改善，而对功耗的影响则低得多。
还可能将该差异性概念在其它方向中扩展，即，到扩展到更多位。例如，在一项实施例中，可以包含具有10+1位的一个混合器，其通常关闭，仅在存在某个特别大型的块的情况下打开，该块偶尔会与量化噪声杂散之一重叠。那么，可使用更精确的混合器减少杂散。当其面积开销相当大时，功率开销仅在混合器被使用时作为代价。
如上文已经描述的，在一项实施例中，通信装置100还包括分频器，用于降低本地振荡器150提供的参考频率fREF以获取降低的参考频率，其中，第一混合器101用于从降低的参考频率推导出第一采样频率fS,1，和/或第二混合器101'用于从降低的参考频率推导出第二采样频率fS,2。
因此，例如，在通信装置100以CA接收器的形式实施、存在一个或多个参考频率fref，k的实施例中，不限于对CA接收器的每个混合器使用这些频率中的一个。因为分频器(尤其是为功率2的系数)的实施相对便宜，所以还可以使用fref，k/2、fref，k/4等。这样，当混合频率fmix，i之一足够低时，可使用较低的参考频率。这将在使用与参考频率相同的系数的情况下减少功耗，代价是阻断器等的混叠增加且量化噪声杂散增加(它们变得更大，因为若干杂散由于混叠而重叠)。
对于fs大于2fmix没有绝对要求，因为可以从奈奎斯特采样标准中预料。该标准仅要求fs大于RF处的信号带宽。如果fs＜2fmix，那么将通过混合与混叠的结合对RF信号进行下转换。
二次采样减少了功耗，代价是混叠和高量化噪声杂散增加。
对于高频通信频段，例如6GHz范围内的5G频段，二次采样是特别有吸引力的。在这里，以混合频率两倍以上(即，约12GHz)进行采样在功耗方面相当昂贵。
此外，如果与电容器结合的开关的电阻具有足够低的RC常数以允许每个开关两侧上的电压稳定并在一个时钟周期中变得均等，那么上述共享一个混合器的实施方式的电荷运作地特别好。这意味着开关的所需宽度与需要实现的最高采样率成比例。如果接受最高频率的二次采样，那么最高采样率可以减小，这在功耗方面提供了二次改善，理由如下。功耗与时钟频率直接成比例。功耗还与时钟输入上的电容性负载成比例。该负载随开关的大小线性增加(虽然其还包括其它项，例如路由寄生效应以及LUT提供的负载)。
本文描述的器件可在数字信号处理器(DSP)的芯片、集成电路或专用集成电路(ASIC)中作为光电路来实现。本发明可以在数字和/或模拟电子和光电路中实现。
尽管本发明的特定特征或方面可能已经仅结合几种实现方式或实施例中的一种进行公开，但此类特征或方面可以和其它实现方式或实施例中的一个或多个特征或方面相结合，只要对于任何给定或特定的应用是有需要或有利。而且，在一定程度上，术语“包括”、“有”、“具有”或这些词的其它变形在详细的说明书或权利要求书中使用，这类术语和所述术语“包含”是类似的，都是表示包括的含义。同样，术语“示例性地”，“例如”仅表示为示例，而不是最好或最佳的。可以使用术语“耦合”和“连接”及其派生词。应理解，已经使用这些术语来指示两个元件相互协作或交互，无论他们是直接物理接触还是电接触，或者它们不相互直接接触。
尽管本文已经图示和描述了具体方面，但是本领域普通技术人员将会理解各种替代和/或等效实施形式可以代替所示出和描述的具体方面，而不脱离本发明的范围。该申请旨在覆盖本文论述的具体实施方式的任何修改或变更。
尽管以下权利要求书中的各元素是借助对应的标签按照特定顺序列举的，除非对权利要求的阐述另有暗示用于实现部分或所有这些元素的特定顺序，否则这些元素并不一定限于以所述特定顺序来实现。
通过以上启示，对于本领域技术人员来说，许多替代产品、修改及变体是显而易见的。当然，所属领域的技术人员容易意识到除本文所述的应用之外，还存在本发明的众多其它应用。虽然已参考一个或多个特定实施例描述了本发明，但所属领域的技术人员将认识到在不偏离本发明的范围的前提下，仍可对本发明作出许多改变。因此，应理解，只要是在所附权利要求书及其等效文句的范围内，可以用不同于本文具体描述的方式来实践本发明。

Claims (14)

1.一种通信装置(100)，其特征在于，包括：
第一混合器(101)，用于使用第一混合信号从模拟输入信号XIN生成模拟输出信号XOUT，所述第一混合器(101)包括定标器(110)，用于在多个离散时间点k以第一采样频率fS,1对所述模拟输入信号XIN进行采样，以获取具有连续信号值的采样模拟输入信号XIN[k]以及通过基于多个缩放系数A[k]对所述采样模拟输入信号XIN[k]进行缩放来生成具有连续信号值的所述模拟输出信号XOUT，其中所述缩放系数A[k]是所述第一混合信号的时间离散表示；
第二混合器(101')，用于使用第二混合信号从模拟输入信号YIN生成模拟输出信号YOUT，所述第二混合器(101')包括定标器(110')，用于在多个离散时间点k以第二采样频率fS,2对所述模拟输入信号YIN进行采样，以获取具有连续信号值的采样模拟输入信号YIN[k]以及通过基于多个缩放系数B[k]对所述采样模拟输入信号YIN[k]进行缩放来生成具有连续信号值的所述模拟输出信号YOUT，其中所述缩放系数B[k]是所述第二混合信号的时间离散表示；以及
本地振荡器(150)，用于提供参考频率fREF，其中，所述第一混合器(101)用于从所述参考频率fREF推导出所述第一采样频率fS,1，所述第二混合器(101')用于从所述参考频率fREF推导出所述第二采样频率fS,2；
其中，所述第一混合器(101)的所述缩放系数A[k]由与所述第二混合器(101')的所述缩放系数B[k]不同的位数来表示。
2.根据权利要求1所述的通信装置(100)，其特征在于，所述第一采样频率fS,1和/或所述第二采样频率fS,2是所述参考频率fREF的整数倍。
3.根据权利要求1或2所述的通信装置(100)，其特征在于，所述通信装置(100)包括接收器或发射器，所述本地振荡器(150)是所述接收器或所述发射器的专用本地振荡器。
4.根据权利要求1所述的通信装置(100)，其特征在于，所述缩放系数A[k]和/或所述缩放系数B[k]是正弦函数、多个正弦函数之和、截取的正弦函数、方波函数或另一周期性波形的时间离散表示。
5.根据权利要求1所述的通信装置(100)，其特征在于，所述缩放系数A[k]与所述第一混合器(101)的内存中存储的数据相关联，所述缩放系数B[k]与所述第二混合器(101')的内存中存储的数据相关联。
6.根据权利要求1所述的通信装置(100)，其特征在于，所述模拟输入信号XIN等于所述模拟输入信号YIN，所述通信装置(100)用于合并所述第二混合器(101')的所述模拟输出信号YOUT与所述第一混合器(101)的所述模拟输出信号XOUT。
7.根据权利要求1所述的通信装置(100)，其特征在于，所述第一混合信号与第一混合频率fMIX,1相关联，所述第二混合信号与第二混合频率fMIX,2相关联，其中，所述第一混合频率fMIX,1与所述第一采样频率fS,1的比率通过fMIX,1/fS,1＝A/B给定，和/或所述第二混合频率fMIX,2与所述第二采样频率fS,2的比率通过fMIX,2/fS,2＝A'/B'给定，其中A、B、A'和B'是整数，A/B和A'/B'均为有理数，以使得以所述第一采样频率fS,1和所述第二采样频率fS,2进行采样时将是周期性的。
8.根据权利要求7所述的通信装置(100)，其特征在于，所述第一采样频率fS,1等于所述第二采样频率fS,2。
9.根据权利要求7或8所述的通信装置(100)，其特征在于，所述第一混合频率fMIX,1不同于所述第二混合频率fMIX,2。
10.根据权利要求1所述的通信装置(100)，其特征在于，所述通信装置(100)还包括分频器，用于降低所述本地振荡器(150)的所述参考频率fREF，以及所述第一混合器用于从所述降低的参考频率推导出所述第一采样频率fS,1，和/或所述第二混合器用于从所述降低的参考频率推导出所述第二采样频率fS,2。
11.根据权利要求1所述的通信装置(100)，其特征在于，所述第一混合器(101)包括连接到所述第一混合器(101)的所述定标器(110)的输入终端(120)和输出终端(130)；所述第一混合器(101)的所述定标器(110)包括并行连接到所述输入终端(120)的多个单元格(140)，其中，每个单元格包括一个单元格电容器，第i个单元格的所述单元格电容器具有电容Cui，以及所述单元格的所述电容之和限定了总电容Cs；每个单元格包括一个电荷转移开关，用于将每个单元格的所述单元格电容器连接到所述输出终端，其中所述第一混合器(101)的所述定标器(110)用于控制每个单元格(140)的所述电荷转移开关，以便基于所述多个缩放系数A[k]对所述采样模拟输入信号XIN[k]进行缩放。
12.根据权利要求1所述的通信装置(100)，其特征在于，所述第二混合器(101')包括连接到所述第二混合器(101')的所述定标器(110')的输入终端(120')和输出终端(130')；所述第二混合器(101')的所述定标器(110')包括并行连接到所述输入终端(120')的多个单元格(140')，其中，每个单元格包括一个单元格电容器，第i个单元格的所述单元格电容器具有电容Cui，以及所述单元格的所述电容之和限定了总电容Cs；每个单元格包括一个电荷转移开关，用于将每个单元格的所述单元格电容器连接到所述输出终端，其中所述第二混合器(101')的所述定标器(110')用于控制每个单元格的所述电荷转移开关，以便基于所述多个缩放系数B[k]对所述采样模拟输入信号YIN[k]进行缩放。
13.一种用于使用第一混合信号从模拟输入信号XIN生成模拟输出信号XOUT以及使用第二混合信号从模拟输入信号YIN生成模拟输出信号YOUT的方法，其特征在于，所述方法包括以下步骤：
提供参考频率fREF；
在多个离散时间点k以第一采样频率fS,1对所述模拟输入信号XIN进行采样，以获取具有连续信号值的采样模拟输入信号XIN[k]以及通过基于多个缩放系数A[k]对所述采样模拟输入信号XIN[k]进行缩放来生成具有连续信号值的所述模拟输出信号XOUT，其中，所述缩放系数A[k]是所述第一混合信号的时间离散表示，所述第一采样频率fS,1从所述参考频率fREF推导出；以及
在多个离散时间点k以第二采样频率fS,2对所述模拟输入信号YIN进行采样，以获取具有连续信号值的采样模拟输入信号YIN[k]以及通过基于多个缩放系数B[k]对所述采样模拟输入信号YIN[k]进行缩放来生成具有连续信号值的所述模拟输出信号YOUT，其中，所述缩放系数B[k]是所述第二混合信号的时间离散表示，所述第二采样频率fS,2从所述参考频率fREF推导出；
其中，第一混合器(101)的所述缩放系数A[k]由与第二混合器(101')的所述缩放系数B[k]不同的位数来表示。
14.一种包括程序代码的计算机程序产品，其特征在于，当所述程序代码在计算机上执行时，用于执行根据权利要求13所述的方法。
CN201911295884.7A 2015-07-24 2015-07-24 通信装置和方法 Active CN111262596B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201911295884.7A CN111262596B (zh) 2015-07-24 2015-07-24 通信装置和方法

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201580081889.3A CN107852178B (zh) 2015-07-24 2015-07-24 通信装置和方法
PCT/EP2015/067074 WO2017016579A1 (en) 2015-07-24 2015-07-24 A communication apparatus and method
CN201911295884.7A CN111262596B (zh) 2015-07-24 2015-07-24 通信装置和方法

Related Parent Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201580081889.3A Division CN107852178B (zh) 2015-07-24 2015-07-24 通信装置和方法

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111262596A CN111262596A (zh) 2020-06-09
CN111262596B true CN111262596B (zh) 2024-04-26

Family

ID=53762170

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201580081889.3A Active CN107852178B (zh) 2015-07-24 2015-07-24 通信装置和方法
CN201911295884.7A Active CN111262596B (zh) 2015-07-24 2015-07-24 通信装置和方法

Family Applications Before (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201580081889.3A Active CN107852178B (zh) 2015-07-24 2015-07-24 通信装置和方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10382070B2 (zh)
EP (1) EP3235139B1 (zh)
CN (2) CN107852178B (zh)
WO (1) WO2017016579A1 (zh)

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101405946A (zh) * 2006-03-13 2009-04-08 克勒尔半导体有限公司 Rf至基带接收器结构
CN103620965A (zh) * 2012-06-21 2014-03-05 华为技术有限公司 射频接收器

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20040170218A1 (en) 2003-03-01 2004-09-02 Andreas Molisch Rake receiver for ultra wide bandwidth communications systems
JP3808483B2 (ja) * 2004-07-27 2006-08-09 独立行政法人科学技術振興機構 離散信号の信号処理装置及び信号処理方法
KR100755696B1 (ko) * 2005-11-09 2007-09-05 삼성전자주식회사 지상파 디지털 방송과 위성 디지털 방송을 공용하는 무선수신 장치
US8090320B2 (en) * 2008-12-19 2012-01-03 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Strong signal tolerant OFDM receiver and receiving methods
US8838057B2 (en) * 2011-04-04 2014-09-16 Maxlinear, Inc. Harmonic rejection mixer architecture with reduced sensitivity to gain and phase mismatches
JP6521536B2 (ja) 2015-02-24 2019-05-29 ホアウェイ・テクノロジーズ・カンパニー・リミテッド ミキサおよび入力信号から出力信号を生成する方法

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101405946A (zh) * 2006-03-13 2009-04-08 克勒尔半导体有限公司 Rf至基带接收器结构
CN103620965A (zh) * 2012-06-21 2014-03-05 华为技术有限公司 射频接收器

Also Published As

Publication number Publication date
CN107852178A (zh) 2018-03-27
US20180138928A1 (en) 2018-05-17
WO2017016579A1 (en) 2017-02-02
EP3235139A1 (en) 2017-10-25
CN107852178B (zh) 2019-12-24
CN111262596A (zh) 2020-06-09
EP3235139B1 (en) 2019-09-11
US10382070B2 (en) 2019-08-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN104836580B (zh) 任意相位轨迹频率合成器
US9191127B2 (en) Signal filtering
US20210119581A1 (en) Mixer and method for generating an output signal from an input signal
US20170310338A1 (en) Digital modulation device, and digital modulation method
US10790849B2 (en) RFDAC (RF (Radio Frequency) DAC (Digital-to-Analog Converter)) with improved efficiency and output power
JP5821846B2 (ja) 周波数変換器およびそれを用いた受信機
US9077573B2 (en) Very compact/linear software defined transmitter with digital modulator
EP3008819B1 (en) Quadrature mixer arrangement
JPWO2012002023A1 (ja) 周波数変換器およびそれを用いた受信機
CN111262596B (zh) 通信装置和方法
EP2323256B1 (en) Method and system for improving limiting amplifier phase noise for low slew-rate input signals
CN103546099A (zh) 谐波抑制混频器
US6888485B2 (en) Digital-analog converter
CN113261208B (zh) 一种用于载波聚合的射频接收机
CN108736882B (zh) 分数分频电路和射频终端
JP2015084520A (ja) バンドパスフィルタ
Frager et al. 13-Bit RF-DAC up to 14GS/s at 3.5 GHz introducing Smart-Switching
KR20080107174A (ko) 고조파 억제 믹서 및 그 방법

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant