JP5821846B2 - 周波数変換器およびそれを用いた受信機 - Google Patents

Description

本発明は、周波数変換器およびそれを用いた受信機に関し、特に、幅広い周波数にわたる所望信号、および、局部発振（ＬＯ：Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）周波数の奇数次を含む様々な周波数、強度を持った妨害信号に対して、所望信号を周波数変換しつつ、妨害信号を除去することのできる、省面積、低消費電力な周波数変換器およびそれを用いた受信機に関する。

近年、汎用のハードウェアを用いることで、ソフトウェアの変更のみで無線通信規格を切り替えることが可能な、ソフトウェア無線の研究開発が盛んに行われている。ソフトウェア無線では、一般的に利用される数１０ＭＨｚから数ＧＨｚにわたる無線周波数（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）に対応する必要がある。

図１に、ＲＦ信号を受信する受信機の例として、非特許文献１に開示された受信機の構成を示す。この受信機では、受信ＲＦ信号は、アンテナを介して、帯域選択フィルタ２８０、低雑音増幅器（ＬＮＡ：Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）２８１、ＲＦトラッキングフィルタ２８２、および周波数変換器２８３からなるＲＦ回路に入力される。帯域選択フィルタ２８０では、後段に続く回路が飽和しないよう、受信ＲＦ信号から不要な帯域の妨害信号を除去する（ただし、ここでは、所望信号周波数の近傍の周波数に位置する妨害信号を除去することはできない）。帯域選択フィルタ２８０を通過した受信ＲＦ信号は、ＬＮＡ２８１において増幅され、ＲＦトラッキングフィルタ２８２においてさらに妨害信号が抑圧された後、周波数変換器２８３において、クロック生成器２８４で生成されたクロックを用いて周波数変換されてから、ベースバンド部においてフィルタリングなどのさらなる信号処理が行われる。

ソフトウェア無線では、コストや回路面積の観点から、特性の異なる部品を実装し、無線通信規格に応じてそれらの部品を切り替えて利用するのは望ましくない。特に、チップ内に集積化するのが困難な帯域選択フィルタの個数削減は、ソフトウェア無線の実現に向けて、大きな技術課題となっている。帯域選択フィルタの個数を削減する方法としては、帯域選択フィルタの通過帯域幅を可変とする方法や、数１０ＭＨｚから数ＧＨｚの信号を全て通過させる方法が考えられる。一方で、ＬＮＡの前段に配置される帯域選択フィルタには、高線形性と同時に低雑音特性が要求される。これらの特性に優れたフィルタとして、表面弾性波（ＳＡＷ：Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）フィルタなどの受動フィルタがあるが、受動フィルタの通過帯域幅を調整することは難しい。

したがって、ソフトウェア無線用の受信機においては、広い通過帯域幅を持つＳＡＷフィルタを帯域選択フィルタとして利用する構成が有望な選択肢となる。しかし、この構成の場合、所望信号周波数によっては、最大で所望信号周波数の数１０倍の周波数に位置する妨害信号も、ＬＮＡや周波数変換器に入力されることになる。その結果、ＲＦ回路には、非常に大きな妨害信号にも耐えられる高い線形性が求められる。高い線形性を実現することは、ＣＭＯＳプロセスの微細化が進み、電源電圧が低下し、ＲＦ回路のダイナミックレンジを圧迫する中で、非常に大きな技術課題となっている。

また、周波数変換器の技術課題としては、ＬＯ信号の高次の周波数近傍に位置する妨害信号が、ＬＯ信号の高調波成分や混合器の非線形性により、所望信号と同様にベースバンドに周波数変換されてしまう、ということが挙げられる。このような妨害信号は、一般的な周波数変換器が有する緩慢な周波数特性では除去しきれず、ダイナミックレンジを圧迫する。特に、ＬＯ信号のＬＯ周波数が低い場合には、ＬＯ信号を正弦波で伝送することが困難であり、むしろ、矩形波で伝送した方が、回路面積や消費電力の観点から利点が大きくなる。ただし、矩形のＬＯ信号には、奇数次高調波成分が多く含まれているため、上述の課題はＬＯ周波数が低いほど、重大である。一方、ＬＯ信号の偶数次高調波の周波数に位置する妨害信号は、通常、受信機を差動構成にすることにより除去できるが、差動間に非対称性があると、十分に妨害信号を抑圧することが困難になり、やはり、ダイナミックレンジを圧迫する。

非特許文献１に開示された受信機では、周波数変換器２８３内の高調波除去混合器と呼ばれる混合器（図２）と、ＲＦトラッキングフィルタ２８２と、を用いることで、上述のような問題を解決している。高調波除去混合器では、位相が４５度ずつ異なる３相の矩形のＬＯ信号を用いる。例えば、位相が０度であるベースバンド（ベースバンドＩ信号と呼ぶ）は、受信ＲＦ信号を、−４５度、０度、４５度のＬＯ信号とそれぞれ乗算し、それらの乗算結果をそれぞれ１：√２：１の利得で重み付けして加算することで得られる。位相が９０度であるベースバンド信号（ベースバンドＱ信号と呼ぶ）は、受信ＲＦ信号を、４５度、９０度、１３５度のＬＯ信号とそれぞれ乗算し重み付け加算することで得られる。同様に、ベースバンドＩ信号およびＱ信号の反転信号を得るには、それぞれ、１３５度・１８０度・２２５度のＬＯ信号および２２５度・２７０度・３１５度のＬＯ信号が用いられる。すなわち、ベースバンドＩ信号およびＱ信号を復調するために、４５度刻みで計８相のＬＯ信号を用いる。このように、４５度刻みのＬＯ信号を重み付け加算することにより、周波数変換器２８３の周波数変換利得は、ＬＯ位相４５度分に対応する時間遅延をｚ^−１と表したとき、（１＋√２・ｚ^−１＋ｚ^−２）となる。このことから、周波数変換器２８３は、（１＋√２・ｚ^−１＋ｚ^−２）いう３タップの有限インパルス応答（ＦＩＲ：Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）フィルタ特性を有することになる。このＦＩＲフィルタは、標本化周波数がＬＯ周波数の８倍であり、ＬＯ周波数の３倍と５倍の位置に、利得が零となる点（零点）を持つ。その結果、ＬＯ周波数の３，５次に位置する妨害信号を除去することが可能となる（図３）。

その他の例として、図２に示した高調波除去混合器を、より高次の高調波まで除去できるように一般化した構成の高調波除去混合器を持つ周波数変換器を図４に示す（特許文献１）。特許文献１に開示された高調波除去混合器は、共通のＬＯ信号から、各々異なる角度分だけ移相させた個別ＬＯ信号で駆動される。この高調波除去混合器は、（２^Ｗ−１−１）個の個別混合器を複数並べ（図４では、２ｎ＋１個）、各々の個別混合器の出力信号を加算して出力する。特に、各々の個別混合器を重み付けして加算する際の利得を、入力される個別ＬＯ信号の位相に対応する余弦値に比例した値とすることで、ＬＯ周波数の奇数次に位置する妨害信号を（２^Ｗ−３）次まで抑圧することができる。

特表２００８−５２３７３４号公報

S. Lerstaveesin, et al., "A 48-860 MHz CMOS Low-IF Direct-Conversion DTV Tuner," IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 43, no. 9, pp. 2013-2024, Sep. 2008.

しかしながら、非特許文献１に開示された周波数変換器および受信機には、いくつかの問題がある。

第１の問題点は、所望信号周波数が低く、ＬＯ信号の７次以上の高調波に位置する妨害信号が受信機内のＲＦ回路のダイナミックレンジを圧迫してしまう場合であっても、このような妨害信号を除去することができないということである。あるいは、３次、５次の周波数からはずれた位置に存在する妨害信号を、十分抑圧することができないため、このような妨害信号がＲＦ回路のダイナミックレンジを圧迫するということである。そこで、周波数変換器の前段で、中心周波数を所望信号周波数に合わせたＲＦトラッキングフィルタを用いることで、妨害信号を除去している。しかし、ＲＦトラッキングフィルタとして受動フィルタを用いた場合は、その面積が課題となり、能動フィルタを用いた場合は、その消費電力が課題となっていた。逆に、所望信号周波数が低い場合であっても、妨害信号が存在しない場合には、多相のＬＯ信号を用いた高調波除去受信機はむしろ不要であり、多相のＬＯ信号の生成動作によって無駄な電力を消費することになってしまう。

第２の問題点は、所望信号周波数が比較的高く、その３倍の周波数にある妨害信号が予め前段の帯域選択フィルタで除去されているような状況では、やはり、８相以上のＬＯ信号を用いた高調波除去混合器は不要であり、多相のＬＯ信号の生成動作やＲＦトラッキングフィルタの動作によって無駄な電力を消費することになるということである。

また、特許文献１に開示された周波数変換器を有する受信機も、考えうる所望信号周波数や妨害信号の周波数、強度に対して、常に最適な受信機の構成を採り得ていないという点で、同様の課題を抱えている。しかし、その課題を解決する技術については、特許文献１には開示されていない。

そこで、本発明の目的は、幅広い周波数にわたる所望信号、および、ＬＯ周波数の奇数次を含む様々な周波数、強度を持った妨害信号に対して、所望信号を周波数変換しつつ、妨害信号を除去することのできる周波数変換器を、省面積、低消費電力で実現することにある。

また、本発明の他の目的は、幅広い周波数にわたる所望信号、および、ＬＯ周波数の奇数次を含む様々な周波数、強度を持った妨害信号に対して、ＲＦトラッキングフィルタを用いることなく、所望信号を受信しつつ、妨害信号を除去することのできる受信機を、省面積、低消費電力で実現することにある。

本発明の周波数変換器は、
受信機に用いられる周波数変換器であって、
ＬＯ信号を生成して出力するＬＯ信号生成器と、
前記受信機で使用される使用帯域内に帯域制限された受信信号を、ＬＯ信号との乗算により周波数変換して出力する混合器と、を有し、
前記ＬＯ信号生成器は、位相分解能が可変であり、
前記周波数変換器は、ＬＯ信号の各位相値における信号利得が可変であることを特徴とする。

本発明の受信機は、
前記周波数変換器と、
前記周波数変換器の前段に設けられ、受信信号を前記使用帯域内に帯域制限する帯域選択フィルタと、を有することを特徴とする。

本発明の周波数変換器は、ＬＯ信号生成器と、受信機の使用帯域内に帯域制限された受信信号をＬＯ信号との乗算により周波数変換して出力する混合器と、を有し、ＬＯ信号生成器の位相分解能が可変であり、また、ＬＯ信号の各位相値における信号利得が可変であることを特徴としている。

そのため、ＬＯ周波数が低く、受信機の使用帯域内にＬＯ信号の高調波が数多く存在し、周波数変換される妨害信号の強度が大きい場合には、その分だけ位相分解能を細かくし、高い次数のＦＩＲフィルタ特性を実現することができるため、消費電力や面積の大きなＲＦトラッキングフィルタを用いることなく、ＬＯ信号の高調波近傍に位置する妨害信号を抑圧することができるという効果が得られる。

また、特定の周波数に非常に大きな妨害信号が存在する場合には、その周波数での周波数変換利得が十分小さくなるように、本周波数変換器の信号利得を制御することで、本周波数変換器の出力信号が、妨害信号によって飽和するのを防ぐことができるという効果が得られる。逆に、妨害信号が存在しなければ、位相分解能は粗いままでもよいので、最小限の位相分解能でＬＯ信号を生成することができ、ＬＯ信号の生成に要する消費電力を抑えることができるという効果が得られる。

また、ＬＯ周波数が高く、受信機の使用帯域内に存在するＬＯ信号の高調波が少なくて、周波数変換される妨害信号の強度が小さい場合には、その分だけ位相分解能を粗くし、低い次数のＦＩＲフィルタ特性を実現することができるため、ＬＯ信号の生成に要する消費電力を抑えることができるという効果が得られる。

非特許文献１に開示された受信機の構成を示す図である。 非特許文献１に開示された混合器の構成を示す図である。 非特許文献１に開示された周波数変換器の信号波形を示す図である。 特許文献１に開示された周波数変換器の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態の周波数変換器の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態の周波数変換器のＬＯ信号波形の一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態の周波数変換器の周波数特性の一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態の混合器の具体的な回路構成の一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態の混合器を駆動するクロックのタイミングチャートである。 本発明の第１の実施形態のＬＯ信号生成器の具体的な構成の一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態の可変周波数発振器の具体的な構成の一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態の位相計数器の信号波形を示す図である。 本発明の第１の実施形態の周波数変換器の具体的な構成の一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態のＤＡＣの具体的な回路構成の一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態の周波数変換器のＬＯ位相とタップ係数との関係を示す図である。 本発明の第１の実施形態の周波数変換器のＬＯ信号波形の他の例を示す図である。 本発明の第１の実施形態の周波数変換器の周波数特性の他の例を示す図である。 本発明の第１の実施形態の周波数変換器のＬＯ信号波形のさらに他の例を示す図である。 本発明の第１の実施形態の周波数変換器の周波数特性のさらに他の例を示す図である。 本発明の第２の実施形態の周波数変換器の構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態の計数器の回路構成の一例を示す図である。 本発明の第３の実施形態の周波数変換器の構成を示す図である。 本発明の第３の実施形態のＰＰＦおよび計数器の回路構成の一例を示す図である。 本発明の第４の実施形態の周波数変換器の構成を示す図である。 本発明の第５の実施形態の周波数変換器の構成を示す図である。 本発明の第５の実施形態の周波数変換器の具体的な構成の一例を示す図である。 本発明の第５の実施形態の個別混合器の具体的な回路構成の一例を示す図である。 本発明の第５の実施形態の個別混合器の具体的な回路構成の他の例を示す図である。 本発明の第５の実施形態の加算器の具体的な回路構成の一例を示す図である。 本発明の第５の実施形態の個別混合器の具体的な回路構成のさらに他の例を示す図である。 本発明の第５の実施形態の個別混合器の具体的な回路構成の別の例を示す図である。 本発明の第６の実施形態の受信機の構成を示す図である。 本発明の第７の実施形態の受信機の構成を示す図である。 本発明の第８の実施形態の受信機の構成を示す図である。

次に、本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下で説明する全ての図面において、同一の構成要素には同一の符号を付加し、適宜説明を省略する。

（１）第１の実施形態
図５に、本発明の第１の実施形態の周波数変換器の構成を示す。本実施形態の周波数変換器は、混合器１０と、ＬＯ信号の位相分解能およびＬＯ信号の各位相値における振幅値が可変である位相分解能可変振幅値可変ＬＯ信号生成器（以下、単に「ＬＯ信号生成器」と呼ぶ）１１と、を有する。

本実施形態の周波数変換器は、一般的な受信機を構成する基本回路である。ここで、混合器１０に入力される受信ＲＦ信号は、前段に設けられたＳＡＷフィルタなどの帯域選択フィルタ（不図示）によって、受信機で使用される使用帯域内に帯域制限されており、それによって使用帯域外の妨害信号が予め除去されているものとする。

混合器１０は、上述のように帯域制限された受信ＲＦ信号と、ＬＯ信号生成器１１が出力する直交ＬＯ信号と、の乗算を行うことによって、受信ＲＦ信号を直交するベースバンド信号（ベースバンドＩ信号とベースバンドＱ信号）に周波数変換して出力する。

ＬＯ信号生成器１１は、ＬＯ周波数（ＬＯ信号の周波数。以下、同じ）に基づいて決められた位相分解能で、かつ、周波数変換器の周波数変換利得が、除去したい妨害信号の周波数で小さくなるように決められた振幅値を持つ波形を、直交ＬＯ信号として生成する。

ＬＯ信号生成器１１に入力される位相分解能制御ワード（以下、単に「制御ワード」と呼ぶ）ＣＷ（Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｗｏｒｄ）１は、ＬＯ信号生成器１１の位相分解能を変えるための第１の制御信号に対応する。

また、タップ係数制御ワード（以下、単に「制御ワード」と呼ぶ）ＣＷ２は、ＬＯ信号の各位相値における周波数変換器の信号利得を変えるための第２の制御信号に対応する。

なお、本明細書では、ＬＯ信号の各位相値における周波数変換器の信号利得とは、ＬＯ信号が移相する過程で、各位相値になったときの周波数変換器の利得、すなわち、周波数変換器のある瞬間（時間スケールでは、ＬＯ信号のＬＯ周期よりも短いスケール）の利得を意味するものとする。これに対して、周波数変換器の周波数変換利得とは、より長い時間スケール（ＬＯ信号のＬＯ周期よりも十分に長いスケール）で見たときの周波数変換器のいわば平均的な利得を意味するものとする。

また、以下の説明では、本発明の周波数変換器を、ダイレクトコンバージョン型受信アーキテクチャの受信機に適用することを想定し、所望信号周波数（受信機の使用帯域内の周波数のうち、所望の情報が含まれている所望信号の周波数。以下、同じ）とＬＯ周波数とは等しく、周波数変換後の所望信号は直流を中心とするベースバンド信号であるとする。ただし、本発明の周波数変換器は、所望信号周波数とわずかに異なるＬＯ周波数のＬＯ信号を用いることで、所望信号を十分低い中間周波数信号に周波数変換する低中間周波数型の受信機や、周波数変換を２回行うダブルスーパーヘテロダイン型の受信機など、帯域制限された信号の周波数変換を行う様々なアーキテクチャの受信機にも、まったく同様の方法で適用可能である。

以下、本実施形態の周波数変換器の動作を、具体的な数値例を用いて説明する。

ここでは、数値例として、受信機の使用帯域を４０ＭＨｚから１０００ＭＨｚとし、混合器１０に入力される受信ＲＦ信号は、前段の帯域選択フィルタによって予め使用帯域内に帯域制限されていると仮定する。つまり、ＬＯ信号の高調波としては、最大で２５次（＝１０００／４０）の高調波まで考慮すればよく、（２Ｎ_０−３）＝２５となるＮ_０は１４となる。設計のしやすさを考えると、Ｎ_０は整数であるのが望ましく、小数になる場合や割り切れない場合は、それよりも大きな整数Ｎとする。より望ましくは、Ｎは２のべき乗とすると、回路構成が単純になる。したがって、この数値例では、もっとも高次の高調波を考慮する必要がある場合として、Ｎ＝１６（＝２^４）とする。このとき、ＬＯ信号生成器１１の位相分解能は、１１．２５度（＝１８０度／１６）となる。また、実現可能なＦＩＲフィルタのタップ係数は、１５（＝１６−１）タップとなる。

以下、様々な値の所望信号周波数に対する、本実施形態の周波数変換器の動作を説明する。ここでは、受信ＲＦ信号が受信機の使用帯域内にあり、かつ、ＬＯ信号の奇数次（３，５，７，９，…）に位置する妨害信号を除去したい場合の動作を説明する。

例えば、所望信号周波数が４００ＭＨｚの場合、その３倍の周波数は１２００ＭＨｚである。しかし、１２００ＭＨｚに位置する妨害信号は、予め除去されているため、たとえＬＯ信号の波形が矩形波であり、３次成分を多く含んでいても問題はない。このことから、（２Ｎ_０−３）＝０とし、Ｎ_０＝１．５、Ｎ＝２（＝２^１）、位相分解能は９０度（＝１８０度／２）となる。よって、ＬＯ信号波形は、図６（Ａ）に示すように、９０度刻みの計４相の波形となる。このとき、各位相値におけるＬＯ信号の振幅値は、各々、その余弦値に比例した値となる。このＬＯ信号波形の各位相値における振幅値は、０〜９０度の間は１（＝ｃｏｓ（０^ｏ））、９０〜１８０度の間は０（＝ｃｏｓ（９０^ｏ））、１８０〜２７０度の間はー１（＝ｃｏｓ（−１８０^ｏ））、２７０〜３６０度の間は０（＝ｃｏｓ（２７０^ｏ））である。

また、所望信号周波数が２００ＭＨｚの場合、その３倍、５倍の周波数である６００ＭＨｚ、１０００ＭＨｚに位置する妨害信号は除去されていない。したがって、ＬＯ信号の３次、５次の高調波に位置する妨害信号は大きな問題となる。そのため、（２Ｎ_０−３）＝５とし、Ｎ_０＝４、Ｎ＝４（＝２^２）、位相分解能は４５度（＝１８０度／４）となる。よって、ＬＯ信号波形は、図６（Ｂ）に示すように、４５度刻みの計８相の波形となる。また、タップ係数は３（＝４−１）タップとなり、周波数変換器が有する３タップＦＩＲフィルタ特性は、次の式（１）の伝達関数で表される。

ここで、ｚ^−１＝ｅｘｐ（ｊ×２πｆ／Ｎ／ｆ_ＬＯ）で、ｆは周波数、ｆ_ＬＯはＬＯ周波数ある。また、周波数変換器の周波数特性は、図７（Ａ）のようになる。

また、所望信号周波数が１２０ＭＨｚの場合、Ｎ＝８（＝２^３）、位相分解能は２２．５度（＝１８０度／８）となる。よって、ＬＯ信号波形は、図６（Ｃ）に示すように、２２．５度刻みの計１６相の波形となる。また、タップ係数は７（＝８−１）タップとなり、７タップＦＩＲフィルタ特性は、次の式（２）の伝達関数で表され、周波数特性は、図７（Ｂ）のようになる。

また、所望信号周波数が４０ＭＨｚの場合、Ｎ＝１６（＝２^４）、位相分解能は１１．２５度（＝１８０度／１６）となる。よって、ＬＯ信号波形は、図６（Ｄ）に示すように、１１．２５度刻みの計３２相の波形となる。また、タップ係数は１５（＝１６−１）タップとなり、１５タップＦＩＲフィルタ特性は、次の式（３）の伝達関数で表され、周波数特性は、図７（Ｃ）のようになる。

上述のように本実施形態の周波数変換器においては、所望信号周波数がいかなる場合においても、受信機の使用帯域内のＬＯ信号の奇数次の位置に、常にＦＩＲフィルタの零点が位置している。

そのため、受信機において、７次以上の奇数次の周波数に位置する妨害信号を抑圧するためのＲＦトラッキングフィルタは不要であり、面積や消費電力を抑えることができる。さらには、ＬＯ周波数が比較的高く、その３倍の周波数の位置にある妨害信号が予め除去されているような場合には、ＬＯ信号の分解能を粗くし、常に必要最小限の位相分解能でＬＯ信号を生成するので、多相のＬＯ信号を生成する必要がなくなり、ＬＯ信号生成器１１の消費電力を抑えることができる。また、混合器はただ１個でよく、非特許文献１および特許文献１のように、個別混合器を多数並べていないので、省面積である。

本実施形態における混合器１０の具体的な回路例を図８Ａに示す。この混合器１０は、電流源を負荷としたギルバートセルミキサ４０と、スイッチトキャパシタ部４１，４２と、で構成される。ギルバートセルミキサ４０は、一般にＲＦ回路で利用されている混合器であり、ＬＯ信号入力端子には、ＬＯ信号生成器１１で生成された波形（本実施形態の数値例では、余弦波または正弦波）が入力される。ＬＯ信号の振幅は、本混合器１０の線形性が損なわれない範囲で、極力大きく取るのが望ましい。ギルバートセルミキサ４０は、ベースバンドに周波数変換された信号を、負荷として接続されたスイッチトキャパシタ部４１，４２に対し、電流信号として出力する。スイッチトキャパシタ部４１，４２は、図８Ｂのタイミングチャートに示したクロック信号ＣＫ，ＣＫＢ，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４によって駆動される。ここで、スイッチトキャパシタ部４１の動作を説明する。ＣＫがハイレベルであるＬＯ半周期の間、ギルバートセルミキサ４０の出力する電流信号は、容量４３に充電される、Ｓ３がハイレベルになると、容量４３に充電された電荷は、容量４５の電荷と共有され、Ｓ４がハイレベルになると、容量４３の電荷は接地端子に捨てられ、初期状態に戻る。ＣＫＢがハイレベルである間は、容量４４について、同様の信号処理がなされる。容量４３，４４が、容量４５と比較して十分に大きければ、容量４５の接続される出力端子においては、常に、ギルバートセルミキサ４０が出力する電流を、ＬＯ半周期分だけ積分した電圧値が得られる。スイッチトキャパシタ部４２の動作も、同様である。これにより、式（１）、（２）、（３）で示したＦＩＲフィルタ特性に加え、ＬＯ半周期にわたる電流積分によるｓｉｎｃフィルタリングが実現できる。

本実施形態におけるＬＯ信号生成器１１の具体的な構成例を図９に示す。このＬＯ信号生成器１１は、可変周波数発振器５０と、可変周波数発振器５０の出力信号と制御ワードＣＷ１とに応じた位相値を出力する位相計数器５５と、位相計数器５５から出力された位相値と制御ワードＣＷ２とに応じた振幅値をＬＯ信号として混合器１０に出力する位相振幅値変換器５６と、を有する。位相計数器５５は、計数器５１と、乗算器５２と、で構成され、また、位相振幅値変換器５６は、ルックアップテーブル（ＬＵＴ：Ｌｏｏｋ−Ｕｐ Ｔａｂｌｅ）５３と、デジタルアナログ変換器（ＤＡＣ：Ｄｉｇｉｔａｌ−ｔｏ−Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｏｒ）５４と、で構成される。

本実施形態における可変周波数発振器５０の具体的な構成例を図１０に示す。この可変周波数発振器５０は、一般にＲＦ回路で利用される位相同期回路による周波数シンセサイザであり、位相比較器６０、フィルタ６１、電圧制御発振器６２、および分周器６３で構成される。発振周波数は、分周器６３の分周比を制御することで可変となる。入力信号には、安定して高精度の信号が得られる水晶発振波などが用いられる。本実施形態では、９０度刻みの４相のＬＯ信号を得る場合に、可変周波数発振器５０をＬＯ周波数の４倍で発振させている。したがって、本実施形態の数値例では、電圧制御発振器６２は、最高で４０００ＭＨｚ（４相×１０００ＭＨｚ）の発振周波数となる。一方、最低の発振周波数は、１１．２５度刻みの３２相、４０ＭＨｚのＬＯ信号が必要な場合で、１２８０ＭＨｚ（３２相×４０ＭＨｚ）となる。４相の信号を得るために、可変周波数発振器５０を４倍の周波数で発振させることによって、可変周波数発振器５０の出力信号のデューティ比が５０％からずれている場合も、本実施形態では、計数器５１が、後述のように、常に可変周波数発振器５０の出力信号の立ち上がりのタイミングのみに同期して計数動作を行うため、９０度刻みの４相の信号が高精度で得られる、という利点がある。

計数器５１は、可変周波数発振器５０の出力信号の立ち上がりのタイミングのみに同期して、１ずつカウントアップする計数動作を行い、計数結果を乗算器５２に出力する。オーバーフローしたら、再び０からカウントアップする。計数器５１のビット数Ｗは、ＬＯ周波数が最も低い場合に、ＬＯ信号の何次高調波までが使用帯域内に入るかによって決まり、Ｗビットで最大（２^Ｗ−３）次高調波までを除去することが可能である。つまり、ＬＯ周波数が最低のときの（２^Ｗ−１）次高調波が使用帯域外になるようにＷを選ぶ。通常、Ｗは、５ビットか６ビットあれば十分である。本実施形態の数値例では、Ｗ＝５ビットで十分であり、これにより２９次の高調波まで除去できる。計数器５１は、可変周波数発振器５０の出力信号１周期（＝１／ｆ_Ｒｅｆ、ここでｆ_Ｒｅｆは可変周波数発振器５０の発振周波数）ごとに、０，１，２，３，…，３１，０，１，２，…とカウントアップする。

乗算器５２は、計数器５１の出力と制御ワードＣＷ１とを乗算し、乗算結果を位相値としてＬＵＴ５３に出力する。ＣＷ１のビット数は、直交復調することを考えると、（Ｗ−２）ビットで表される。これは、ＬＯ信号の３次高調波が使用帯域外になるときであっても、９０度刻みの４相のＬＯ信号が必要であるから、つまり、位相計数器５５の出力としては、少なくとも４状態が必要であるからである。上述のＮは、（２^Ｗ−１／ＣＷ）に対応する。Ｎを２のべき乗となるように選ぶことを考慮すると、ＣＷ１は２^Ｗ−１よりも小さな２のべき乗の数（１，２，４，８，…）となり、可変周波数発振器５０の周波数は、ＬＯ周波数の２のべき乗倍（２^Ｗ／ＣＷ）となる。ＣＷ１が２のべき乗である場合は、乗算器５２は、単純なビットシフト演算器として実装できる。本実施形態の数値例では、ＣＷ１は３ビットデジタル値として、１，２，４，８のいずれかとなる。ＣＷ１は、所望信号周波数に応じて、ＬＯ信号の（２^Ｗ／ＣＷ１−１）次成分が使用帯域外となるように選ぶ。ＬＯ周波数が４００ＭＨｚのときは、ＣＷ１＝８でよい。このとき、乗算器５２の出力値は、０，８，１６，２４，…，２４８となるが、ＤＡＣ５４に入力される下位５ビットだけに注目すると、計数器５１が０から３１までカウントアップする間に、０，８，１６，２４が８回繰り返される。つまり、ＬＯ周波数ｆ_ＬＯおよび位相分解能ΔΦは、可変周波数発振器５０の周波数ｆ_Ｒｅｆを用いて、ｆ_ＬＯ＝ｆ_Ｒｅｆ×８／３２＝ｆ_Ｒｅｆ／４、ΔΦ＝３６０^ｏ×８／３２＝９０度と表される。また、ＬＯ周波数が２００ＭＨｚのときは、ＣＷ１＝４とする。このとき、乗算器５２の出力値は、０，４，８，１６，…，１２４となり、下位５ビットだけに注目すると、０，４，８，１２，…，２８が４回繰り返される。すなわち、ｆ_ＬＯ＝ｆ_Ｒｅｆ／８、ΔΦ＝４５度である。また、ＬＯ周波数が１２０ＭＨｚのときは、ＣＷ１＝２とし、ｆ_ＬＯ＝ｆ_Ｒｅｆ／１６、ΔΦ＝２２．５度であり、ＬＯ周波数が４０ＭＨｚのときは、ＣＷ１＝１とし、ｆ_ＬＯ＝ｆ_Ｒｅｆ／３２、ΔΦ＝１１．２５度となる。これらを一般化すると、ＬＯ信号の周波数ｆ_ＬＯと、位相分解能ΔΦは、次の式（４）で表される。

つまり、ＣＷ１を２倍にすると、ＬＯ周波数は２倍に速くなり、位相分解能は２倍に粗くなる。ＣＷ１＝８，４，２，１のときの位相計数器４６の出力を、それぞれ、図１１（Ａ），（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）に示した。

なお、本実施形態の位相計数器５５は、計数器５１のビット数を固定とし、制御ワードＣＷ１に応じて乗算器５２でビットシフト演算をしているが、ＣＷ１に応じて、計数器５１のビット数自体を変えることによっても、同様の効果が得られる（この場合、乗算器５２は不要になる）。例えば、ＣＷ１＝８のときは２ビット計数器、ＣＷ１＝４のときは３ビット計数器、ＣＷ１＝２のときは４ビット計数器、ＣＷ１＝１のときは５ビット計数器とする、という具合である。

ここまで説明したように、可変周波数発振器５０の周波数および位相計数器５５の位相分解能は、ＬＯ周波数に応じて決定される。したがって、本実施形態の周波数変換器を、図１２に示すように、位相計数器５５に対しては制御ワードＣＷ１を出力し、可変周波数発振器５０に対しては周波数制御信号を出力する周波数位相制御器８０を有する構成にすることが可能である。

ＬＵＴ５３は、各位相値（デジタル値）ごとに、その位相値に対応する振幅値（デジタル値）を保持する。この振幅値は、制御信号ＣＷ２を介して可変であり、妨害信号の周波数や強度に応じて決定される。

ＬＵＴ５３は、位相計数器５５の出力する位相値を、その位相値に対応する振幅値に変換してＤＡＣ５４に出力する。本実施形態のように、ＬＯ周波数の奇数次に位置する妨害信号を除去したい場合は、位相計数器５５の出力する位相値は、その位相値に対応する正弦値または余弦値に変換される。具体的には、Ｗ＝５ビット、ＣＷ＝２^３＝８のとき、位相計数器５５から位相値として出力される値は、０，８，１６，２４であり、これは、位相に直すと０，９０，１８０，２７０度に対応する。したがって、ＬＵＴ５３は、余弦値として、それぞれｃｏｓ（０^o）＝１、ｃｏｓ（９０^o）＝０、ｃｏｓ（１８０^o）＝−１、ｃｏｓ（２７０^o）＝０をデジタル値として出力する。もちろん、これと直交するＬＯ信号が得たければ、位相値に対応する正弦値を出力するようにする。ＬＵＴ５３のビット数Ｍは、ＬＯ信号の高調波をどれくらい抑圧したいかによって決まり、高調波を０．１％以下に抑えたければ１０ビットが必要である。

ＤＡＣ５４は、ＬＵＴ５３の出力する振幅値をデジタル値からアナログ値に変換して混合器１０に出力する。このＤＡＣ５４の出力する信号は、階段状のアナログ信号となる。ＤＡＣ５４の具体的な回路例を図１３に示す。このＤＡＣ５４は、入力されたバイナリコードを、温度計コードに変換し、それに応じて、電流源の接続先を、正の出力端子か、負の出力端子かに切り替える構成である。出力信号は、電流信号を、負荷抵抗で電圧に変換することによって得られる。負荷抵抗と並列に接続された容量は、デジタル信号のフィードスルーなど、不要なスプリアス成分を除去するためのものである。ＤＡＣ５４のビット数は、ＬＵＴ５３のビット数と同じである。本実施形態においては、ＬＯ信号は、ＬＯ周波数に関わらず、ＤＡＣ５４にてアナログ信号に変換されるまでは、２値の矩形のデジタル信号として伝送される。このようなデジタル信号の伝送は、近年の微細ＣＭＯＳプロセスを用いることで、省面積、省電力で実現可能である。なお、この他にも、バイナリで重み付けした電流源や抵抗を用いるＤＡＣや、抵抗値Ｒの抵抗と抵抗値２Ｒの抵抗とをはしご型に接続した、一般的に言われるところのＲ−２Ｒはしご型のＤＡＣなども、本実施形態の効果を損なうことなく、ＤＡＣ５４として適用することが可能である。

ここまで、ＬＯ信号の奇数次に位置する妨害信号を除去したいとし、ＬＯ信号を、ＬＯ周波数に応じて決定された位相分解能で、正弦波または余弦波を近似した波形とした。

それにより、本実施形態の周波数変換器は、ＬＯ奇数次の周波数の位置に零点を有するＦＩＲフィルタ特性を有していた。これは、ＦＩＲフィルタのタップ係数として、ＬＯ信号の各位相に対して、図１４（Ａ）のように、余弦値（または正弦値）に比例する値をとる係数を選んだことに対応する。しかし、ＦＩＲフィルタのタップ係数を変えれば、それ以外のＦＩＲフィルタ特性を実現することも可能である。その他の簡単なＦＩＲフィルタの例として、図１４（Ｂ）のように、各位相値に対する１次関数で表されるタップ係数を選ぶことができる。これは、図１５のように、三角波を近似したＬＯ信号を用いることに対応している。このときのＦＩＲフィルタ特性は、図１６に示すように、ＬＯ周波数の４，８，１２，…倍の周波数に零点を有する（電流積分によるｓｉｎｃフィルタリングの効果は図示していない）。図１６では、零点の数が、図７と比較して半分になっているが、これは、２つの零点を１つにまとめたことに起因しており、その分、ノッチの幅は広く、深さは深くなっており、より大きな減衰量が得られる。したがって、４の倍数次の位置に大きな妨害信号があることが予め分かっている場合には非常に有用である。３，７，１５タップのときの伝達関数は、それぞれ、以下に示す式（５）、（６）、（７）のようになる。

タップ係数を変えれば、４，８，１２，…倍以外の周波数においても、複数の零点の位置を合わせることによって、より幅が広く、減衰量の多きなＦＩＲフィルタ特性を実現することも可能である。

また、別の簡単な例として、図１４（Ｃ）のように、０あるいは正の値の２値（または、０あるいは負の値の２値）で表されるタップ係数を選ぶことができる。これは、図１７のように、矩形波のＬＯ信号を用いることに対応している。このときのＦＩＲフィルタ特性は、図１８に示すように、標本化周波数の半分の周波数を除く、ＬＯ周波数の偶数次に零点を有する（電流積分によるｓｉｎｃフィルタリングの効果は図示していない）。したがって、混合器１０の偶数次の非線形性が大きな場合や、偶数次の位置にあらかじめ大きな妨害信号が分かっている場合には、非常に有用である。３，７，１５タップのときの伝達関数は、それぞれ、以下に示す式（８）、（９）、（１０）のようになる。これらの式は、ｚ^−１の奇数次の係数が０になっており、実質、２点、４点、８点の移動平均を取っているのと等価である。

（２）第２の実施形態
図１９に、本発明の第２の実施形態の周波数変換器の構成を示す。本実施形態の周波数変換器は、第１の実施形態と比較して、位相計数器５５において、計数器１５０を、可変周波数発振器５０の出力信号の立ち上がりと立ち下がりの両方のタイミングに同期して計数動作をさせている点が異なる。これにより、計数器１５０は、可変周波数発振器５０の２倍の周波数で動作することになるので、可変周波数発振器５０の周波数範囲は、第１の実施形態と比較して半分となり、第１の実施形態の数値例では、６４０ＭＨｚから２０００ＭＨｚの周波数範囲となる。その結果、可変周波数発振器５０および計数器１５０の駆動回路の消費電流を抑えることができる。

本実施形態における計数器１５０の具体的な回路例を図２０に示す。この計数器１５０は、縦続接続された遅延型フリップフロップ（ＤＦＦ：Ｄ−ｔｙｐｅ Ｆｌｉｐ−Ｆｌｏｐ）からなるシフトカウンタと、シフトカウンタの出力信号をバイナリのデジタル信号に変換するデコーダと、で構成される。縦続接続されたＤＦＦの各々のクロック入力端子には、０度と１８０度のクロックが交互に入力されているため、実効的には入力されるクロックの２倍の周波数で動作する。本シフトカウンタは、入力クロックの半分の周期だけ位相がずれた、デューティ比が５０％である、多相のクロックを出力する。デコーダは、これら多相クロックを、これら多相クロックの位相状態に対応するバイナリデジタル信号に変換する。例えば、１６個のＤＦＦを並べれば、３２相のクロックが得られ、それをデコードすれば５ビットのバイナリ信号が得られる。なお、図中には、反転素子１６１が図示されているが、可変周波数発振器５０が差動出力であれば、この反転素子１６１は不要である。

（３）第３の実施形態
図２１に、本発明の第３の実施形態の周波数変換器の構成を示す。本実施形態の周波数変換器は、第１および第２の実施形態と比較して、位相計数器５５において、可変周波数発振器５０の出力信号を、多相フィルタ（ＰＰＦ：Ｐｏｌｙ−Ｐｈａｓｅ Ｆｉｌｔｅｒ）１７０を用いて９０度刻みの４相にし、その４相の信号で計数器１７１を駆動している点が異なる。これにより、計数器１７１１は、可変周波数発振器５０の周波数の４倍で動作するため、可変周波数発振器５０の周波数範囲は、第２の実施形態のさらに半分となり、第１の実施形態の数値例では、３２０ＭＨｚから１０００ＧＨｚの周波数範囲となる。その結果、可変周波数発振器５０および計数器１７１の駆動回路の消費電流を抑えることができる。ただし、ＰＰＦ１７０で、高精度に９０度刻みの計４相のクロックを得るには、ＬＯ周波数に応じてＰＰＦ１７０の時定数を変える必要がある。

本実施形態におけるＰＰＦ１７０および計数器１７１の具体的な回路例を図２２に示す。この計数器１７１は、縦続接続されたＤＦＦからなるシフトカウンタと、シフトカウンタの出力信号をバイナリのデジタル信号に変換するデコーダと、で構成される。ＰＰＦ１７０は、抵抗と容量による移相を利用して、２相の入力から、９０度刻みの４相の信号を出力する。本シフトカウンタは、図２０のシフトカウンタと比較して、縦続接続されたＤＦＦの各々のクロック入力端子には、ＰＰＦ１７０から０，９０，１８０，２７０度のクロックが循環的に入力されているため、実効的には入力されるクロックの４倍の周波数で動作する点が異なる。本シフトカウンタは、入力クロックの４分の１の周期分だけ位相がずれた、デューティ比が５０％である、多相のクロックを出力する。デコーダは、これら多相クロックを、これら多相クロックの位相状態に対応するバイナリデジタル信号に変換する。必要なＤＦＦの個数は、第２の実施形態と同様である。なお、図中には、反転素子１８２が図示されているが、可変周波数発振器５０が差動出力であれば、この反転素子１８２は不要である。

（４）第４の実施形態
図２３に、本発明の第４の実施形態の周波数変換器の構成を示す。本実施形態の周波数変換器は、第１から第３の実施形態と比較して、位相計数器５５として、計数器および乗算器を用いる代わりに、位相計数器５５から出力された振幅値と制御ワードＣＷ１とを加算する加算器１９０と、加算器１９０から出力された加算結果を、可変周波数発振器５０の出力信号の信号周期だけ遅延させた上で、位相値としてＬＵＴ５３に出力する遅延器１９１と、を用いた点が異なる。本実施形態のＬＯ信号生成器１１は、一般的に用いられる直接デジタルシンセサイザ（ＤＤＳ：Ｄｉｒｅｃｔ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ）の構成である。加算器１９０および遅延器１９１のビット数Ｗは、第１から第３の実施形態の計数器のビット数と同じであり、５ビットか６ビットあれば十分である。この点が、消費電力の大きな２８ビットや３２ビットの位相計数器が必要となる、一般のＤＤＳとは大きく異なる点である。なお、本実施形態のように、加算器および遅延器を用いた構成でも、第２または第３の実施形態と同様の方法で、遅延器１９１を差動で駆動したり、４相で駆動したりすることで、可変周波数発振器５０の周波数を、第１の実施形態の半分または４分の１にすることも可能である。

（５）第５の実施形態
図２４に、本発明の第５の実施形態の周波数変換器の構成を示す。本実施形態の周波数変換器は、混合器２００と、ＬＯ信号の位相分解能が可変である位相分解能可変ＬＯ信号生成器（以下、単に「ＬＯ信号生成器」と呼ぶ）２０１と、を有する。本実施形態の周波数変換器は、第１から第４の実施形態と比較して、ＬＯ信号の各位相値に対する信号利得の制御を、ＬＯ信号生成器２０１ではなく、混合器２００で行っている点が異なる。したがって、制御ワードＣＷ２は、混合器２００に入力されている。

本実施形態の周波数変換器の具体的な構成例を図２５に示す。

ＬＯ信号生成器２０１は、可変周波数発振器５０と、位相計数器５５と、一致検出器２１９と、で構成される。

一致検出器２１９は、位相計数器５５から出力された位相値と予め指定された位相値とが一致することを検出した場合、２値の個別ＬＯ信号を混合器２００に出力する、複数の個別一致検出器（不図示）で構成される。この個別一致検出器は、平易なデジタル回路で構成可能である。

混合器２００は、複数の個別混合器２１０〜２１７と、加算器２１８と、で構成される。

個別混合器２１０〜２１７は、複数の個別一致検出器に対応して設けられ、対応する個別一致検出器から入力される個別ＬＯ信号の位相に対応する信号利得を持っている。この信号利得は、制御信号ＣＷ２を介して可変であり、その値は、妨害信号の周波数や強度に応じて決定される。

個別混合器２１０〜２１７は、対応する個別一致検出器から入力される個別ＬＯ信号と受信ＲＦ信号とを乗算し、その個別ＬＯ信号の位相に対応する信号利得で乗算結果を重み付けする。

加算器２１８は、個別混合器２１０〜２１７から出力された、重み付けされた乗算結果を加算して出力する。

なお、ＬＯ波形が十分な振幅を持った矩形であるため、個別混合器２１０〜２１７としては、線形性に優れ、かつ、信号利得が取りやすく小さな雑音指数が実現しやすいスイッチング混合器を使用することができる。また、ＤＡＣを用いている第１から第４の実施形態と比較して、ＬＯ信号を２値の矩形波として伝送している経路がさらに増えるので、より省面積、より省電力である、という利点がある。

以下、本実施形態の周波数変換器の動作を、第１の実施形態の数値例を用いて説明する。すなわち、受信機の使用帯域は４０ＭＨｚから１０００ＭＨｚであり、Ｗは５ビット、ＣＷ１は３ビットデジタル値である。また、除去したい妨害信号は、ＬＯ信号の奇数次の周波数に位置しているとする。

個別混合器２１０〜２１７の信号利得は、それぞれ、Ａ_０＝ｃｏｓ（０^ｏ）、Ａ_１＝ｃｏｓ（１１．２５^ｏ）、Ａ_２＝ｃｏｓ（２２．５^ｏ）、Ａ_３＝ｃｏｓ（３３．７５^ｏ）、Ａ_４＝ｃｏｓ（４５^ｏ）、Ａ_５＝ｃｏｓ（５６．２５^ｏ）、Ａ_６＝ｃｏｓ（６７．５^ｏ）、Ａ_７＝ｃｏｓ（７８．７５^ｏ）に比例しており、計８種類が必要である。一般には、２^Ｗ−２個の個別混合器が必要であり、それら各個別混合器の信号利得は、ｋを０から（２^Ｗ−２−１）の整数として、Ａ_ｋ＝ｃｏｓ（３６０^ｏ×ｋ／２^Ｗ−２）で表される。この個別混合器の数は、特許文献１の混合器が（２^Ｗ−１−１）個の個別混合器が必要だったのと比較して、約半分になっている。これは、個別ＬＯ信号の各々がそれぞれ互いに同時にハイレベルにならないため、信号利得の等しい個別混合器を共用できるからである。これによって、個別混合器の面積や電流が削減できるほか、本来は等しい信号利得を有していてほしい個別変換器の信号利得が、製造工程における揺らぎなどの影響を受けてばらついてしまうのを防ぐことができる。

一致検出器２１９は、個別混合器２１０に、位相計数器５５の出力が０（位相０^ｏに対応）のときのみにハイレベルとなり、それ以外の場合はローレベルの２値矩形波を、個別ＬＯ信号として供給する。同様に、１または３１のとき（位相±１１．２５^ｏに対応）のみハイレベルとなる矩形波を個別混合器２１１に供給し、２または３０のとき（位相±１１．２５^ｏに対応）のみハイレベルとなる矩形波を個別混合器２１２に供給し、３または２９のとき（位相±１１．２５^ｏに対応）のみハイレベルとなる矩形波を個別混合器２１３に供給し、４または２８のとき（位相±１１．２５^ｏに対応）のみハイレベルとなる矩形波を個別混合器２１４に供給し、５または２７のとき（位相±１１．２５^ｏに対応）のみハイレベルとなる矩形波を個別混合器２１５に供給し、６または２６のとき（位相±１１．２５^ｏに対応）のみハイレベルとなる矩形波を個別混合器２１６に供給し、７または２５のとき（位相±１１．２５^ｏに対応）のみハイレベルとなる矩形波を個別混合器２１７に供給する。各々がＦＩＲフィルタのタップ係数に対応する信号利得を有する個別混合器２１０〜２１７の出力を加算器２１８で加算することにより、矩形の個別ＬＯ信号を用いながら、擬似的に余弦波を模したＬＯ信号による周波数変換を実現できる。すなわち、受信機の使用帯域内であり、かつ、ＬＯ奇数次の周波数に位置する妨害信号を除去できる。なお、ここでの説明は、ベースバンドＩ信号を得るための動作説明であり、ＬＯ信号の位相を９０度ずらして動作させれば、ベースバンドＱ信号が、１８０度ずらして動作させればベースバンドＩ信号の反転信号が、２７０度ずらして動作させればベースバンドＱ信号の反転信号が、それぞれ得られる。

以下、様々な値の所望信号周波数に対する、本実施形態の周波数変換器の動作を説明する。

まず、所望信号周波数が４００ＭＨｚの場合を考える。この場合、所望信号周波数の３倍の周波数に位置する妨害信号は、前段の帯域選択フィルタによって予め除去されている。このとき、ＣＷ１＝８であり、位相計数器５５の出力は０，８，１６，２４である。したがって、動作する個別混合器は２１０のみである。位相計数器５５の出力が１６の時には、ベースバンドＩ信号の反転信号が得られることも考慮すると、本実施形態の動作により、擬似的に再現されるＬＯ信号波形は図６（Ａ）に一致する。

次に、所望信号周波数が２００ＭＨｚの場合を考える。この場合、所望信号周波数の５倍の周波数に位置する妨害信号までが、混合器２００に入力される。このとき、ＣＷ１＝４であり、位相計数器５５の出力は、０，４，８，…，２８である。したがって、動作する個別混合器は、２１０と２１４である。やはり、ＬＯ信号の位相が１８０度ずれたときには、ベースバンドＩ信号の反転信号が得られることも考慮すると、擬似的に再現されるＬＯ信号波形は図６（Ｂ）に一致する。

同様に、所望信号周波数が１２０ＭＨｚの場合は、ＣＷ１＝２であり、個別混合器２１０，２１２，２１４，２１６が動作し、擬似的に再現されるＬＯ信号波形は図６（Ｃ）に一致する。また、所望信号周波数が４０ＭＨｚの場合は、ＣＷ１＝１であり、全ての個別混合器２１０〜２１７が動作し、擬似的に再現されるＬＯ信号波形は図６（Ｄ）に一致する。

本実施形態における個別混合器２１０〜２１７の具体的な回路例を図２６Ａおよび図２６Ｂに示す。図２６Ａは、電圧電流変換器２２０とスイッチングペア２２１とで構成される個別混合器の例である。この例では、電圧電流変換器２２０において、ＲＦ受信信号（ＲＦ電圧信号）に対して電圧電流変換を行い、スイッチングペア２２１において、ＲＦ電流信号をベースバンドの電流信号に変換して出力する。周波数変換利得は、電圧電流変換器２２０の電圧電流変換利得によって変えられる。図２６Ｂは、スイッチングペア２２２と電圧電流変換器２２３とで構成される個別混合器の例である。この例では、スイッチングペア２２２において、ＲＦ受信信号（ＲＦ電圧信号）をベースバンドの電圧信号に変換し、電圧電流変換器２２３において、ベースバンドの電圧信号に対して電圧電流変換を行う。周波数変換利得は、電圧電流変換器２２３の電圧電流変換利得によって変えられる。すなわち、図２６Ａは、ＲＦ信号に対して電圧電流変換を行うのに対し、図２６Ｂは、ベースバンド信号に対して電圧電流変換を行っており、この点で両者は異なる。

本実施形態における加算器２１８の具体的な回路例を図２７に示す。この加算器１０８は、演算増幅器２３０と、スイッチトキャパシタ部２３１，２３２と、容量２３３，２３４と、で構成されるトランスインピーダンス増幅器である。演算増幅器２３０の正の入力端子には、個別混合器２１０〜２１７からの電流が流れ込み、その合計の電流がスイッチトキャパシタ部２３１を流れる。その結果、演算増幅器２３０の上側の出力端子からは、流れ込んだ電流を加算した値に比例する電圧が出力される。一方、演算増幅器２３０の負の入力端子には、正端子とは逆の電流が流れ込み、その結果、演算増幅器２３０の下側の出力端子からは、逆の電圧が出力される。容量素子２３３，２３４は、不要な妨害信号を除去するために用いられる。スイッチトキャパシタ部２３１，２３２の動作は、図８Ａに示したスイッチトキャパシタ部４１，４２と同様であり、スイッチトキャパシタ部２３１，２３２を駆動するクロックの波形も、図８Ｂの波形と同様である。

なお、本実施形態の周波数変換器に入力される受信ＲＦ信号がＲＦ電流信号である場合には、個別混合器２１０〜２１７を、図２８Ａまたは図２８Ｂに示す構成にすることも可能である。この場合、個別混合器２１０〜２１７を構成するのは、スイッチングペア２２１または２２２と、電流信号を電圧信号に変換するための個別負荷抵抗２４０または２４２と、電圧信号を再度電流信号に変換するための個別電圧電流変換器２４１または２４３と、である。ＦＩＲフィルタのタップ係数に対応する、個別混合器２１０〜２１７の信号利得の可変機能は、図２８Ａでは個別負荷抵抗２４０を可変とすることで、図２８Ｂでは個別電圧電流変換器２４３の電圧電流変換利得を可変とすることで、それぞれ実現している。個別混合器２１０〜２１７の出力を加算する加算器２１８（図２５）は、図８Ａで示したスイッチトキャパシタ部４１，４２や、図２７で示した演算増幅器２３０を用いたトランスインピーダンス増幅器で構成可能である。

（６）第６の実施形態
図２９に、本発明の第６の実施形態の受信機の構成を示す。本実施形態の受信機は、第１から第５の実施形態のいずれかで示した混合器１０およびＬＯ信号生成器１１と、受信ＲＦ信号を受信機の使用帯域内に帯域制限する帯域選択フィルタ２５０と、ＬＮＡ２５１と、混合器１０の出力信号から所望信号周波数近傍の周波数に位置する妨害信号を除去するチャネル選択フィルタ２５２と、で構成される。

本実施形態の受信機は、ただ１つの帯域選択フィルタ２５０を用い、ＲＦトラッキングフィルタを用いることなく、ＬＯ信号の奇数次を含む、様々な周波数の妨害信号を除去することができる。なお、通信に必要とされる信号対雑音比によっては、ＬＮＡ２５１は必ずしも必要ない。また、混合器１０の後段に、アナログデジタル変換器を設け、チャネル選択フィルタ２５２の機能をデジタル回路で実現することも可能である。

なお、第５の実施形態の周波数変換器を用いた受信機も、同様に構成可能である。

（７）第７の実施形態
図３０に、本発明の第７の実施形態の受信機の構成を示す。本実施形態の受信機は、第６の実施形態と比較して、チャネル選択フィルタ２５２の出力信号の電力を検出する電力検出器２６０と、ＬＯ信号生成器１１に入力する制御ワードＣＷ１およびＣＷ２を制御する制御器２６１と、を追加した点が異なる。制御器２６１は、通信開始前に、受信機の使用帯域（帯域選択フィルタ２５０の通過帯域）内でＬＯ周波数を掃引することで、ＬＯ周波数ごとのチャネル選択フィルタ２５２の出力信号の電力を表す電波強度分布を検知し、検知した電波強度分布に応じて、ＬＯ信号生成器１１の位相分解能および各位相値におけるＬＯ信号の振幅値を制御する。したがって、制御器２６１は、図１２で示した周波数位相制御器８０の機能を兼ねる（図３０では、可変周波数発振器を制御するための、周波数制御信号は図示していない）。

以下、本実施形態の受信機の動作を、第１の実施形態の数値例を用いて説明する。

例えば、ＬＯ周波数の３倍、５倍の周波数が、受信機の使用帯域内であったとしても、通信開始前に検知した電波強度分布から、その周波数に位置する妨害信号の電波強度が十分低いことが分かっていれば、ＣＷ１＝８のままでも、所望信号を歪ませることなく受信できる。つまり、ＬＯ信号生成器１１に求められる位相分解能は粗くてもよく、その分、可変周波数発振器５０の発振周波数などで消費される電流を抑えることができる。別の例では、ＬＯ信号の４倍の位置に強度の大きな妨害信号がある場合は、その位置に零点が配置されるようなＦＩＲフィルタになるように、制御信号ＣＷ２を介してＦＩＲフィルタのタップ係数を更新する。これにより、大きな妨害信号は除去されるので、後段に続くフィルタなどの回路のダイナミックレンジを圧迫することがなくなる。その他にも、本実施形態の受信機は、電波強度分布を検知し、使用されていない帯域を使って通信する、コグニティブ無線にも適用可能である。

（８）第８の実施形態
図３１に、本発明の第８の実施形態の受信機の構成を示す。本実施形態の受信機は、第７の実施形態と比較して、新たに混合器２７０、ＬＯ信号生成器２７１、およびチャネル選択フィルタ２７２を追加した点が異なる。本実施形態の構成では、通信中、ＬＯ周波数が固定されたＬＯ信号生成器２７１とは独立に、ＬＯ信号生成器１１の周波数を掃引できるので、通信中にも使用帯域内の電波強度分布を検知することが可能である。制御器２６１から、ＬＯ信号生成器２７１に入力される信号（点線）は、使用帯域内の電波強度分布に応じて、適宜ＣＷ１，ＣＷ２が更新されることを意味している（図３１では、可変周波数発振器５０を制御するための、周波数変換信号は図示していない）。これにより、通信中に時間変化する電波強度分布に応じて、最適な位相分解能およびタップ係数を設定することができる。

上記の実施の形態の一部または全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。

（付記１）
受信機に用いられる周波数変換器であって、
ＬＯ信号を生成して出力するＬＯ信号生成器と、
前記受信機で使用される使用帯域内に帯域制限された受信信号を、ＬＯ信号との乗算により周波数変換して出力する混合器と、を有し、
前記ＬＯ信号生成器は、位相分解能が可変であり、
前記周波数変換器は、ＬＯ信号の各位相値における信号利得が可変であることを特徴とする周波数変換器。

（付記２）
前記ＬＯ信号生成器の位相分解能は、ＬＯ信号のＬＯ周波数に応じて決定されることを特徴とする、付記１に記載の周波数変換器。

（付記３）
ＬＯ周波数の（２Ｎ_０−３）次までが前記使用帯域内にある場合、Ｎ_０以上の整数Ｎに対し、前記ＬＯ信号生成器の位相分解能を１８０／Ｎとすることを特徴とする、付記２に記載の周波数変換器。

（付記４）
前記Ｎは２のべき乗であることを特徴とする、付記３に記載の周波数変換器。

（付記５）
ＬＯ信号の各位相値における前記周波数変換器の信号利得は、妨害信号に対する前記周波数変換器の周波数変換利得が小さくなるように決定されることを特徴とする、付記１から４のいずれか１項に記載の周波数変換器。

（付記６）
ＬＯ信号の各位相値における前記周波数変換器の信号利得は、該位相値における正弦値または余弦値に比例することを特徴とする、付記１から５のいずれか１項に記載の周波数変換器。

（付記７）
ＬＯ信号の各位相値における前記周波数変換器の信号利得は、該位相値に対する１次関数で表されることを特徴とする、付記１から５のいずれか１項に記載の周波数変換器。

（付記８）
ＬＯ信号の各位相値における前記周波数変換器の信号利得は、０あるいは正の値の２値、または、０あるいは負の値の２値をとることを特徴とする、付記１から５のいずれか１項に記載の周波数変換器。

（付記９）
前記周波数変換器の信号利得は、ＬＯ信号の各位相値に対して、ＬＯ信号の振幅値を制御することで、可変とすることを特徴とする、付記１から８のいずれか１項に記載の周波数変換器。

（付記１０）
前記ＬＯ信号生成器は、
可変周波数発振器と、
前記可変周波数発振器の出力信号と、前記ＬＯ信号生成器の位相分解能を変えるための第１の制御信号と、に応じた位相値を出力する位相計数器と、
前記位相計数器から出力された位相値と、ＬＯ信号の各位相値における前記周波数変換器の信号利得を変えるための第２の制御信号と、に応じた振幅値をＬＯ信号として前記混合器に出力する位相振幅値変換器と、を有することを特徴とする、付記９に記載の周波数変換器。

（付記１１）
前記位相計数器は、
前記可変周波数発振器の出力信号に同期して計数動作を行い、該計数結果を出力する計数器と、
前記計数器から出力された計数結果と前記第１の制御信号とを乗算し、該乗算結果を前記位相値として前記位相振幅値変換器に出力する乗算器と、を有することを特徴とする、付記１０に記載の周波数変換器。

（付記１２）
前記乗算器は、
ビットシフト演算器であることを特徴とする、付記１１に記載の周波数変換器。

（付記１３）
前記位相計数器は、
前記第１の制御信号に応じてビット数が変わる計数器を有し、
前記計数器は
前記可変周波数発振器の出力信号に同期して計数動作を行い、該計数結果を前記位相値として前記位相振幅値変換器に出力することを特徴とする、付記１０に記載の周波数変換器。

（付記１４）
前記位相計数器は、
前記位相計数器から出力される位相値と前記第１の制御信号とを加算し、該加算結果を出力する加算器と、
前記加算器から出力された加算結果を、前記可変周波数発振器の出力信号に同期して遅延させた上で前記位相値として前記位相振幅値変換器に出力する遅延器と、を有することを特徴とする、付記１０に記載の周波数変換器。

（付記１５）
前記位相振幅値変換器は、
ＬＯ信号の各位相値ごとに、該位相値に対応する振幅値を保持し、前記位相計数器から出力された位相値を、該位相値に対応する振幅値に変換して出力するルックアップテーブルと、
前記ルックアップテーブルから出力された振幅値をデジタルからアナログに変換し、変換した振幅値をＬＯ信号として前記混合器に出力するデジタルアナログ変換器と、を有し、
前記ルックアップテーブルが保持する各位相値ごとの振幅値は、前記第２の制御信号を介して可変であることを特徴とする、付記１０から１４のいずれか１項に記載の周波数変換器。

（付記１６）
前記周波数変換器の信号利得は、ＬＯ信号の各位相値に対して、受信信号に対する利得を制御することで、可変とすることを特徴とする、付記１から８のいずれか１項に記載の周波数変換器。

（付記１７）
前記ＬＯ信号生成器は、
可変周波数発振器と、
前記可変周波数発振器の出力信号と、前記ＬＯ信号生成器の位相分解能を変えるための第１の制御信号と、に応じた位相値を出力する位相計数器と、
前記位相計数器から出力される位相値が予め指定された位相値と一致することを検出した場合、２値の個別ＬＯ信号を前記混合器に出力する複数の個別一致検出器と、を有し、
前記混合器は、
前記複数の個別一致検出器に対応して設けられ、対応する個別一致検出器からの個別ＬＯ信号と受信信号とを乗算し、該個別ＬＯ信号の位相に対応する利得で該乗算結果を重み付けして出力する複数の個別混合器と、
前記複数の個別混合器から出力された、重み付けされた乗算結果を加算して出力する加算器と、を有し、
前記複数の個別混合器の各々の利得は、前記第２の制御信号を介して可変であることを特徴とする、付記１６に記載の周波数変換器。

（付記１８）
前記可変周波数発振器の出力信号の周波数は、前記ＬＯ信号のＬＯ周波数の整数倍であることを特徴とする、付記１０〜１５、１７のいずれか１項に記載の周波数変換器。

（付記１９）
前記可変周波数発振器の出力信号の周波数は、前記ＬＯ信号のＬＯ周波数の２のべき乗倍であることを特徴とする、付記１８に記載の周波数変換器。

（付記２０）
付記１から１９のいずれか１項に記載の周波数変換器と、
前記周波数変換器の前段に設けられ、受信信号を前記使用帯域内に帯域制限する帯域選択フィルタと、を有することを特徴とする受信機。

（付記２１）
前記周波数変換器の出力信号から、所望信号周波数近傍の妨害信号を除去するチャネル選択フィルタと、
前記チャネル選択フィルタの出力信号の電力を検出する電力検出器と、
前記ＬＯ信号生成器のＬＯ周波数を掃印することによって得られる、ＬＯ周波数ごとの前記チャネル選択フィルタの出力信号の電力に応じて、前記ＬＯ信号生成器の位相分解能および前記周波数変換器のＬＯ信号の各位相値における信号利得を制御する制御器と、をさらに有することを特徴とする、付記２０に記載の受信機。

（付記２２）
前記周波数変換器および前記チャネル選択フィルタをそれぞれ２つ以上有することを特徴とする、付記２１に記載の受信機。

以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明の範囲内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

本出願は、２０１０年６月２９日に出願された日本出願特願２０１０−１４７４９７を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (7)

1. 受信機に用いられる周波数変換器であって、
   ＬＯ信号を生成して出力するＬＯ信号生成器と、
   前記受信機で使用される使用帯域内に帯域制限された受信信号を、ＬＯ信号との乗算に
   より周波数変換して出力する混合器と、を有し、
   前記ＬＯ信号生成器は、位相分解能が可変であり、
   前記周波数変換器は、ＬＯ信号の各位相値における信号利得が可変であり、
   前記信号利得は、使用帯域内に含まれる妨害信号の周波数と強度に基づき決定され、
   前記周波数変換器の信号利得は、ＬＯ信号の各位相値に対して、ＬＯ信号の振幅値を制御することで、可変とし、
   前記ＬＯ信号生成器は、
   可変周波数発振器と、
   前記可変周波数発振器の出力信号と、前記ＬＯ信号生成器の位相分解能を変えるための第１の制御信号と、に応じた位相値を出力する位相計数器と、
   前記位相計数器から出力された位相値と、ＬＯ信号の各位相値における前記周波数変換器の信号利得を変えるための第２の制御信号と、に応じた振幅値をＬＯ信号として前記混合器に出力する位相振幅値変換器と、を有することを特徴とする、周波数変換器。
2. 受信機に用いられる周波数変換器であって、
   ＬＯ信号を生成して出力するＬＯ信号生成器と、
   前記受信機で使用される使用帯域内に帯域制限された受信信号を、ＬＯ信号との乗算に
   より周波数変換して出力する混合器と、を有し、
   前記ＬＯ信号生成器は、位相分解能が可変であり、
   前記周波数変換器は、ＬＯ信号の各位相値における信号利得が可変であり、
   前記信号利得は、使用帯域内に含まれる妨害信号の周波数と強度に基づき決定され、
   前記周波数変換器の信号利得は、ＬＯ信号の各位相値に対して、受信信号に対する利得を制御することで、可変とし、
   前記ＬＯ信号生成器は、
   可変周波数発振器と、
   前記可変周波数発振器の出力信号と、前記ＬＯ信号生成器の位相分解能を変えるための第１の制御信号と、に応じた位相値を出力する位相計数器と、
   前記位相計数器から出力される位相値が予め指定された位相値と一致することを検出した場合、２値の個別ＬＯ信号を前記混合器に出力する複数の個別一致検出器と、を有し、
   前記混合器は、
   前記複数の個別一致検出器に対応して設けられ、対応する個別一致検出器からの個別ＬＯ信号と受信信号とを乗算し、該個別ＬＯ信号の位相に対応する利得で該乗算結果を重み付けして出力する複数の個別混合器と、
   前記複数の個別混合器から出力された、重み付けされた乗算結果を加算して出力する加算器と、を有し、
   前記複数の個別混合器の各々の利得は、前記第２の制御信号を介して可変であることを特徴とする、周波数変換器。
3. ＬＯ信号の各位相値における前記周波数変換器の信号利得は、妨害信号に対する前記周波数変換器の周波数変換利得が小さくなるように決定されることを特徴とする、請求項１または２に記載の周波数変換器。
4. ＬＯ信号の各位相値における前記周波数変換器の信号利得は、該位相値における正弦値または余弦値に比例することを特徴とする、請求項１または２に記載の周波数変換器。
5. ＬＯ信号の各位相値における前記周波数変換器の信号利得は、該位相値に対する１次関数で表されることを特徴とする、請求項１または２に記載の周波数変換器。
6. ＬＯ信号の各位相値における前記周波数変換器の信号利得は、０あるいは正の値の２値、または、０あるいは負の値の２値をとることを特徴とする、請求項１または２に記載の周波数変換器。
7. 請求項１から６のいずれか１項に記載の周波数変換器と、
   前記周波数変換器の前段に設けられ、受信信号を前記使用帯域内に帯域制限する帯域選択フィルタと、を有することを特徴とする受信機。

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