JP5790650B2 - 周波数変換器およびそれを用いた受信機 - Google Patents

Description

本発明は、周波数変換器およびそれを用いた受信機に関し、特に、局部発振（ＬＯ：Ｌｏｃａｌ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）信号の高調波による妨害信号の受信信号への混信を抑圧することができる周波数変換器およびそれを用いた受信機に関する。

近年、汎用のハードウェアを用いることで、ソフトウェアの変更のみで無線通信規格を切り替えることが可能な、ソフトウェア無線の研究開発が盛んに行われている。ソフトウェア無線では、一般的に利用される数１０ＭＨｚから数ＧＨｚにわたる無線周波数（ＲＦ：Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）に対応する必要がある。

図１Ａに、ＲＦ信号を受信する受信機の例として、非特許文献１に開示された受信機の構成を示す。この受信機では、受信ＲＦ信号は、アンテナを介して、帯域選択フィルタ１６０、低雑音増幅器（ＬＮＡ：Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）１６１、ＲＦトラッキングフィルタ１６２、および周波数変換器１６３からなるＲＦ回路に入力される。帯域選択フィルタ１６０では、後段に続く回路が飽和しないよう、受信ＲＦ信号から不要な帯域の妨害信号を除去する（ただし、ここでは、所望信号周波数の近傍の周波数に位置する妨害信号を除去することはできない）。帯域選択フィルタ１６０を通過した受信ＲＦ信号は、ＬＮＡ１６１において増幅され、ＲＦトラッキングフィルタ１６２においてさらに妨害信号が抑圧された後、周波数変換器１６３において、クロック生成器１６４で生成されたクロックを用いて周波数変換されてから、ベースバンド部においてフィルタリングなどのさらなる信号処理が行われる。

ソフトウェア無線では、コストや回路面積の観点から、特性の異なる部品を実装し、無線通信規格に応じてそれらの部品を切り替えて利用するのは望ましくない。特に、チップ内に集積化するのが困難な帯域選択フィルタの個数削減は、ソフトウェア無線の実現に向けて、大きな技術課題となっている。帯域選択フィルタの個数を削減する方法としては、帯域選択フィルタの通過帯域幅を可変とする方法や、数１０ＭＨｚから数ＧＨｚの信号を全て通過させる方法が考えられる。一方で、ＬＮＡの前段に配置される帯域選択フィルタには、高線形性および低雑音特性が要求される。これらの特性に優れたフィルタとして、表面弾性波（ＳＡＷ：Ｓｕｒｆａｃｅ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｗａｖｅ）フィルタなどの受動フィルタがあるが、受動フィルタの通過帯域幅を調整することは難しい。

したがって、ソフトウェア無線用の受信機においては、広い通過帯域幅を持つＳＡＷフィルタを帯域選択フィルタとして利用する構成が有望な選択肢となる。しかし、この構成の場合、所望信号周波数によっては、最大で所望信号周波数の数１０倍の周波数に位置する妨害信号も、ＬＮＡや周波数変換器に入力されることになる。周波数変換器は、理想的には、受信ＲＦ信号とＬＯ信号とを混合器で乗算し、その差（と和）の周波数の信号を出力する。しかし、実際には、ＬＯ信号の高調波成分や、混合器の非線形性により、所望信号以外の妨害信号も、周波数変換してしまう。特に、ＬＯ信号のＬＯ周波数が低い場合には、ＬＯ信号を正弦波で伝送することが困難であり、むしろ、矩形波で伝送した方が、回路面積や消費電力の観点から利点が大きくなる。ただし、矩形のＬＯ信号には、奇数次高調波成分が多く含まれているため、奇数次高調波による妨害信号の受信ＲＦ信号への混信が大きな問題となっている（偶数次については、回路を差動構成にすることにより除去することができる）。

非特許文献１に開示された受信機では、周波数変換器１６３内の高調波除去混合器と呼ばれる混合器（図１Ｂ）と、ＲＦトラッキングフィルタ１６２と、を用いることで、上述のような問題を解決している。高調波除去混合器では、位相が４５度ずつ異なる３相の矩形のＬＯ信号を用いる。例えば、位相が０度のベースバンドＩ信号は、受信ＲＦ信号を、−４５度、０度、４５度のＬＯ信号とそれぞれ乗算し、それらの乗算結果をそれぞれ１：√２：１の変換利得で重み付けして加算することで得られる。位相が９０度のベースバンドＱ信号は、受信ＲＦ信号を、４５度、９０度、１３５度のＬＯ信号とそれぞれ乗算し重み付け加算することで得られる。同様に、ベースバンドＩ信号およびＱ信号の反転信号を得るには、それぞれ、１３５度・１８０度・２２５度のＬＯ信号および２２５度・２７０度・３１５度のＬＯ信号が用いられる。すなわち、ベースバンドＩ信号およびＱ信号を復調するために、４５度刻みで計８相のＬＯ信号を用いる。このように、４５度刻みのＬＯ信号を重み付け加算することにより、実際には矩形のＬＯ信号を用いながら、擬似的に正弦波を模したＬＯ信号による周波数変換が可能となる（図２）。このときの擬似的な正弦波は、３次および５次高調波成分が０であるため、その周波数に位置する妨害信号の混信をなくすことができる。

その他の受信機の例として、非特許文献２に開示された、ＲＦトラッキングフィルタを用いない受信機の構成を図３に示す。この受信機でも、混合器１８２では、４５度刻みで計８相のＬＯ信号を用いることで、３次および５次の高調波による妨害信号の混信を防いでいる点は、非特許文献１と同様である。非特許文献２に開示された受信機は、非特許文献１に開示された受信機と比較して、ＲＦトラッキングフィルタを用いない代わりに、２種類の帯域選択フィルタ１８０，１８４を用い、チャネル選択フィルタ１８８が所望信号周波数に応じて帯域選択フィルタを切り替えている点が異なる。なお、非特許文献２に開示された受信機では、帯域選択フィルタ１８０に対応して、ＬＮＡ１８１、混合器１８２、および８相クロック生成器１８３が設けられ、帯域選択フィルタ１８４に対応して、ＬＮＡ１８５、混合器１８６、および４相クロック生成器１８７が設けられている。例えば、帯域選択フィルタ１８０の帯域が０．４〜２．５ＧＨｚ、帯域選択フィルタ１８４の帯域が２．５〜６ＧＨｚである場合、所望信号周波数が０．４ＧＨｚのときには、帯域選択フィルタ１８０を用いる。０．４ＧＨｚの７倍は、２．８ＧＨｚなので、７次の高調波の位置にある妨害信号は、帯域選択フィルタ１８０によって除去できることになる。

S. Lerstaveesin, et al., "A 48-860 MHz CMOS Low-IF Direct-Conversion DTV Tuner," IEEE J. Solid-State Circuits, vol. 43, no. 9, pp. 2013-2024, Sep. 2008. Z. Ru, et al., "A Software-Defined Radio Receiver Architecture Robust to Out-of-Band Interference," in IEEE ISSCC Dig. Tech. Papers, 2009, pp. 230-231.

しかしながら、非特許文献１に開示された受信機には、いくつかの問題がある。

第１の問題点は、所望信号周波数が低く、ＬＯ信号の７次高調波による妨害信号の混信が問題になる場合であっても、これを抑圧することができないということである。そこで、周波数変換器の前段で、中心周波数を所望信号周波数に合わせたＲＦトラッキングフィルタを用い、７次の周波数に位置する妨害信号を除去していた。しかし、ＲＦトラッキングフィルタとして受動フィルタを用いた場合は、その面積が課題となり、能動フィルタを用いた場合は、その消費電力が課題となっていた。

第２の問題点は、所望信号周波数が比較的高く、その３倍の周波数の位置にある妨害信号が予め前段の帯域選択フィルタで除去されているような状況では、８相のＬＯ信号を用いた高調波除去混合器はむしろ不要であり、多相のＬＯ信号の生成動作やＲＦトラッキングフィルタの動作によって無駄な電力を消費することになるということである。

また、非特許文献２に開示された受信機には、所望信号周波数が数１０ＭＨｚ程度になる場合は、さらに多くの帯域選択フィルタが必要になってしまうという問題がある。

そこで、本発明の目的は、所望信号周波数に関わらず、ＬＯ信号の７次以上も含めた高調波による妨害信号の受信信号への混信を抑圧することのできる周波数変換器を、省面積、低消費電力で実現することにある。

また、本発明の他の目的は、ＲＦトラッキングフィルタを用いることなく、かつ、２個以上の帯域選択フィルタを用いることなく、ＬＯ信号の高調波による妨害信号の受信信号への混信を抑圧することのできる受信機を、省面積、低消費電力で実現することにある。

本発明の周波数変換器は、
受信機に用いられる周波数変換器であって、
ＬＯ信号を生成して出力するＬＯ信号生成器と、
前記受信機で使用される使用帯域内に帯域制限された受信信号を、ＬＯ信号との乗算により周波数変換して出力する混合器と、を有し、
前記ＬＯ信号生成器は、位相分解能が可変であることを特徴とする。

本発明の受信機は、
前記周波数変換器と、
前記周波数変換器の前段に設けられ、受信信号を前記使用帯域内に帯域制限する帯域選択フィルタと、を有することを特徴とする。

本発明の周波数変換器は、ＬＯ信号生成器と、受信機で使用される使用帯域内に帯域制限された受信信号をＬＯ信号との乗算により周波数変換して出力する混合器と、を有し、ＬＯ信号生成器の位相分解能が可変であることを特徴としている。

これにより、ＬＯ周波数が低い場合でも、受信機の使用帯域内ではＬＯ信号の高調波成分を零にすることができるため、面積や消費電力の大きなＲＦトラッキングフィルタを用いることなく、または、複数の帯域選択フィルタを使い分けることなく、ＬＯ信号の高調波による妨害信号の受信信号への混信を除去できるという効果が得られる。

また、ＬＯ周波数が比較的高く、例えば、その３倍の周波数の位置にある妨害信号が予め除去されている場合には、ＬＯ信号の分解能を粗くし、最小限の位相分解能でＬＯ信号を生成することができるため、消費電力を抑えることができるという効果が得られる。

非特許文献１に開示された受信機の構成を示す図である。 非特許文献１に開示された周波数変換器の構成を示す図である。 非特許文献１に開示された周波数変換器の信号波形を示す図である。 非特許文献２に開示された受信機の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態の周波数変換器の構成を示す図である。 本発明の第１の実施形態の周波数変換器の信号波形を示す図である。 本発明の第１の実施形態の混合器の具体的な回路構成の一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態のＬＯ信号生成器の具体的な構成の一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態の周波数変換器の具体的な構成の一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態の可変周波数発振器の具体的な構成の一例を示す図である。 本発明の第１の実施形態のＤＡＣおよびＬＰＦの具体的な回路構成の一例を示す図である。 本発明の第２の実施形態の周波数変換器の構成を示す図である。 本発明の第２の実施形態の計数器の具体的な回路構成の一例を示す図である。 本発明の第３の実施形態の周波数変換器の構成を示す図である。 本発明の第３の実施形態のＰＰＦおよび計数器の具体的な回路構成の一例を示す図である。 本発明の第４の実施形態の周波数変換器の構成を示す図である。 本発明の第５の実施形態の周波数変換器の構成を示す図である。 本発明の第５の実施形態の個別混合器の具体的な回路構成の一例を示す図である。 本発明の第５の実施形態の個別混合器の具体的な回路構成の他の例を示す図である。 本発明の第５の実施形態の加算器の具体的な回路構成の一例を示す図である。 本発明の第５の実施形態の個別混合器の具体的な回路構成のさらに他の例を示す図である。 本発明の第５の実施形態の個別混合器の具体的な回路構成の別の例を示す図である。 本発明の第６の実施形態の受信機の構成を示す図である。 本発明の第７の実施形態の受信機の構成を示す図である。 本発明の第８の実施形態の受信機の構成を示す図である。

次に、本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下で説明する全ての図面において、同一の構成要素には同一の符号を付加し、適宜説明を省略する。
（１）第１の実施形態
図４に、本発明の第１の実施形態の周波数変換器の構成を示す。本実施形態の周波数変換器は、混合器１０と、位相分解能可変ＬＯ信号生成器（以下、単に「ＬＯ信号生成器」と称す）１１と、を有する。

本実施形態の周波数変換器は、一般的な受信機を構成する基本回路である。ここで、混合器１０に入力される受信ＲＦ信号は、前段に設けられたＳＡＷフィルタなどの帯域選択フィルタ（不図示）によって、受信機で使用される使用帯域内に帯域制限されており、それによって使用帯域外の妨害信号が予め除去されているものとする。

混合器１０は、上述のように帯域制限された受信ＲＦ信号と、ＬＯ信号生成器１１が出力する直交ＬＯ信号と、の乗算を行うことによって、受信ＲＦ信号を直交するベースバンド信号（ベースバンドＩ信号とベースバンドＱ信号）に周波数変換して出力する。

ＬＯ信号生成器１１は、位相分解能が可変であり、使用帯域内には高調波が存在しないような位相の分解能で、余弦波と正弦波を再現する波形を、直交ＬＯ信号として生成し出力する。ＬＯ信号生成器１１に入力される制御ワードＣＷ（Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｗｏｒｄ）は、ＬＯ信号生成器１１の位相分解能を変えるための制御信号に対応する。

以下の説明では、本発明の周波数変換器を、ダイレクトコンバージョン型受信アーキテクチャの受信機に適用することを想定し、所望信号周波数（受信機の使用帯域内の周波数のうち、所望の情報が含まれている所望信号の周波数。以下、同じ）とＬＯ周波数（ＬＯ信号の周波数。以下、同じ）とは等しく、周波数変換後の所望信号は直流を中心とするベースバンド信号であるとする。ただし、本発明の周波数変換器は、所望信号周波数とわずかに異なるＬＯ周波数のＬＯ信号を用いることで、所望信号を十分低い中間周波数信号に周波数変換する低中間周波数型の受信機や、周波数変換を２回行うダブルスーパーヘテロダイン型の受信機など、帯域制限された信号の周波数変換を行う様々なアーキテクチャの受信機にも、まったく同様の方法で適用可能である。

以下、本実施形態の周波数変換器の動作を、具体的な数値例を用いて説明する。

ここでは、数値例として、受信機の使用帯域を４０ＭＨｚから１０００ＭＨｚとし、混合器１０に入力される受信ＲＦ信号は、前段の帯域選択フィルタによって予め使用帯域内に帯域制限されていると仮定する。つまり、ＬＯ信号の高調波としては、最大で２５次（＝１０００／４０）の高調波まで考慮すればよく、（２Ｎ_０−３）＝２５となるＮ_０は１４となる。設計のしやすさを考えると、Ｎ_０は整数であるのが望ましく、小数になる場合や割り切れない場合は、それよりも大きな整数Ｎとする。より望ましくは、Ｎは２のべき乗とすると、回路構成が単純になる。したがって、この数値例では、もっとも高次の高調波を考慮する必要がある場合として、Ｎ＝１６（＝２^４）とする。このとき、ＬＯ信号生成器１１の位相分解能は、１１．２５度（＝１８０度／１６）となる。

以下、様々な値の所望信号周波数に対する、本実施形態の周波数変換器の動作を説明する。

例えば、所望信号周波数が４００ＭＨｚの場合、その３倍の周波数は１２００ＭＨｚである。しかし、１２００ＭＨｚに位置する妨害信号は、予め除去されているため、たとえＬＯ信号の波形が矩形波であり、３次成分を多く含んでいても、妨害信号が所望信号と重なることはない。このことから、（２Ｎ_０−３）＝０とし、Ｎ_０＝１．５、Ｎ＝２（＝２^１）、位相分解能は９０度（＝１８０度／２）となる。よって、ＬＯ信号波形は、図５（Ａ）に示すように、９０度刻みの計４相の波形となる。

また、所望信号周波数が２００ＭＨｚの場合、その３倍、５倍の周波数である６００ＭＨｚ、１０００ＭＨｚに位置する妨害信号は除去されていない。したがって、ＬＯ信号の３次、５次の高調波による混信は大きな問題となる。そのため、（２Ｎ_０−３）＝５とし、Ｎ_０＝４、Ｎ＝４（＝２^２）、位相分解能は４５度（＝１８０度／４）となる。よって、ＬＯ信号波形は、図５（Ｂ）に示すように、４５度刻みの計８相の波形となる。

また、所望信号周波数が１２０ＭＨｚの場合、Ｎ＝８（＝２^３）、位相分解能は２２．５度（＝１８０度／８）となる。よって、ＬＯ信号波形は、図５（Ｃ）に示すように、２２．５度刻みの計１６相の波形となる。

また、所望信号周波数が４０ＭＨｚの場合、Ｎ＝１６（＝２^４）、位相分解能は１１．２５度（＝１８０度／１６）となる。よって、ＬＯ信号波形は、図５（Ｄ）に示すように、１１．２５度刻みの計３２相の波形となる。

上述のように本実施形態の周波数変換器においては、所望信号周波数がいかなる場合においても、ＬＯ信号の高調波は常に受信機の使用帯域外となるようになっており、言い換えれば、使用帯域内ではＬＯ信号の高調波成分は零になっている。

そのため、受信機において、７次以上の奇数次の周波数に位置する妨害信号を抑圧するためのＲＦトラッキングフィルタは不要であり、面積や消費電力を抑えることができる。また、所望信号周波数に応じて、通過帯域幅の異なる帯域選択フィルタを使い分けることも不要である。さらには、ＬＯ周波数が比較的高く、その３倍の周波数の位置にある妨害信号が予め除去されているような場合には、ＬＯ信号の分解能を粗くし、常に必要最小限の位相分解能でＬＯ信号を生成するので、多相のＬＯ信号を生成する必要がなくなり、ＬＯ信号生成器１１の消費電力を抑えることができる。

本実施形態における混合器１０の具体的な回路例を図６に示す。この混合器１０は、ギルバートセルミキサと呼ばれ、一般にＲＦ回路で利用されている。ＬＯ信号入力端子には、ＬＯ信号生成器１１で生成された余弦波または正弦波のＬＯ信号が入力される。ＬＯ信号の振幅は、混合器１０の線形性が損なわれない範囲で、極力大きく取るのが望ましい。

本実施形態におけるＬＯ信号生成器１１の具体的な構成例を図７Ａに示す。このＬＯ信号生成器１１は、可変周波数発振器４０と、可変周波数発振器４０の出力信号と制御ワードＣＷとに応じた位相値を出力する位相計数器４６と、位相計数器４６から出力された位相値を、その位相値に対応する振幅値に変換し、変換した振幅値をＬＯ信号として混合器１０に出力する位相振幅値変換器４７と、を有する。位相計数器４６は、計数器（Ｃｏｕｎｔｅｒ）４１と、乗算器４２と、で構成され、また、位相振幅値変換器４７は、ルックアップテーブル（ＬＵＴ：Ｌｏｏｋ−Ｕｐ Ｔａｂｌｅ）４３と、デジタルアナログ変換器（ＤＡＣ：Ｄｉｇｉｔａｌ−ｔｏ−Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｏｒ）４４と、低域通過型フィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ−Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）４５と、で構成される。

本実施形態における可変周波数発振器４０の具体的な構成例を図８に示す。この可変周波数発振器４０は、一般にＲＦ回路で利用される位相同期回路による周波数シンセサイザであり、位相比較器５０、フィルタ５１、電圧制御発振器５２、および分周器５３で構成される。発振周波数は、分周器５３の分周比を制御することで可変となる。入力信号には、安定して高精度の信号が得られる水晶発振波などが用いられる。本実施形態では、９０度刻みの４相のＬＯ信号を得る場合に、可変周波数発振器４０をＬＯ周波数の４倍で発振させている。したがって、本実施形態の数値例では、電圧制御発振器５２は、最高で４０００ＭＨｚ（４相×１０００ＭＨｚ）の発振周波数となる。一方、最低の発振周波数は、１１．２５度刻みの３２相、４０ＭＨｚのＬＯ信号が必要な場合で、１２８０ＭＨｚ（３２相×４０ＭＨｚ）となる。４相の信号を得るために、可変周波数発振器４０を４倍の周波数で発振させることによって、可変周波数発振器４０の出力信号のデューティ比が５０％からずれている場合も、本実施形態では、計数器４１が、後述のように、常に可変周波数発振器４０の出力信号の立ち上がりのタイミングのみに同期して計数動作を行うため、９０度刻みの４相の信号が高精度で得られる、という利点がある。

計数器４１は、可変周波数発振器４０の出力信号の立ち上がりのタイミングのみに同期して、１ずつカウントアップする計数動作を行い、計数結果を乗算器４２に出力する。オーバーフローしたら、再び０からカウントアップする。計数器４１のビット数Ｗは、ＬＯ周波数が最も低い場合に、ＬＯ信号の何次高調波までが使用帯域内に入るかによって決まり、Ｗビットで最大（２^Ｗ−３）次高調波までを除去することが可能である。つまり、ＬＯ周波数が最低のときの（２^Ｗ−１）次高調波が使用帯域外になるようにＷを選ぶ。通常、Ｗは、５ビットか６ビットあれば十分である。本実施形態の数値例では、Ｗ＝５ビットで十分であり、これにより２９次の高調波まで除去できる。計数器４１は、可変周波数発振器４０の出力信号１周期（＝１／ｆ_Ｒｅｆ、ここでｆ_Ｒｅｆは可変周波数発振器４０の発振周波数）ごとに、０，１，２，３，…，３１，０，１，２，…とカウントアップする。

乗算器４２は、計数器４１の出力と制御ワードＣＷとを乗算し、乗算結果を位相値としてＬＵＴ４３に出力する。ＣＷのビット数は、直交復調することを考えると、（Ｗ−２）ビットで表される。これは、ＬＯ信号の３次高調波が使用帯域外になるときであっても、９０度刻みの４相のＬＯ信号が必要であるから、つまり、位相計数器４６の出力としては、少なくとも４状態が必要であるからである。上述のＮは、（２^Ｗ−１／ＣＷ）に対応する。Ｎを２のべき乗となるように選ぶことを考慮すると、ＣＷは２^Ｗ−１よりも小さな２のべき乗の数（１，２，４，８，…）となり、可変周波数発振器４０の周波数は、ＬＯ周波数の２のべき乗倍（２^Ｗ／ＣＷ）となる。ＣＷが２のべき乗である場合は、乗算器４２は、単純なビットシフト演算器として実装できる。本実施形態の数値例では、ＣＷは３ビットデジタル値として、１，２，４，８のいずれかとなる。ＣＷは、所望信号周波数に応じて、ＬＯ信号の（２^Ｗ／ＣＷ−１）次成分が使用帯域外となるように選ぶ。ＬＯ周波数が４００ＭＨｚのときは、ＣＷ＝８でよい。このとき、乗算器４２の出力値は、０，８，１６，２４，…，２４８となるが、ＤＡＣ４４に入力される下位５ビットだけに注目すると、計数器４１が０から３１までカウントアップする間に、０，８，１６，２４が８回繰り返される。つまり、ＬＯ周波数ｆ_ＬＯおよび位相分解能ΔΦは、可変周波数発振器４０の周波数ｆ_Ｒｅｆを用いて、ｆ_ＬＯ＝ｆ_Ｒｅｆ×８／３２＝ｆ_Ｒｅｆ／４、ΔΦ＝３６０^ｏ×８／３２＝９０度と表される。また、ＬＯ周波数が２００ＭＨｚのときは、ＣＷ＝４とする。このとき、乗算器４２の出力値は、０，４，８，１６，…，１２４となり、下位５ビットだけに注目すると、０，４，８，１２，…，２８が４回繰り返される。すなわち、ｆ_ＬＯ＝ｆ_Ｒｅｆ／８、ΔΦ＝４５度である。また、ＬＯ周波数が１２０ＭＨｚのときは、ＣＷ＝２とし、ｆ_ＬＯ＝ｆ_Ｒｅｆ／１６、ΔΦ＝２２．５度であり、ＬＯ周波数が４０ＭＨｚのときは、ＣＷ＝１とし、ｆ_ＬＯ＝ｆ_Ｒｅｆ／３２、ΔΦ＝１１．２５度となる。これらを一般化すると、ＬＯ信号の周波数ｆ_ＬＯと、位相分解能ΔΦは、次の式（１）で表される。

つまり、ＣＷを２倍にすると、ＬＯ周波数は２倍に速くなり、位相分解能は２倍に粗くなる。ＣＷ＝８，４，２，１のときの位相計数器４６の出力を、それぞれ、図５（Ａ），（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）に示した。

なお、本実施形態の位相計数器４６は、計数器４１のビット数を固定とし、制御ワードＣＷに応じて乗算器４２でビットシフト演算をしているが、ＣＷに応じて、計数器４１のビット数自体を変えることによっても、同様の効果が得られる（この場合、乗算器４２は不要になる）。例えば、ＣＷ＝８のときは２ビット計数器、ＣＷ＝４のときは３ビット計数器、ＣＷ＝２のときは４ビット計数器、ＣＷ＝１のときは５ビット計数器とする、という具合である。

ここまで説明したように、可変周波数発振器４０の周波数および位相計数器４６の位相分解能は、ＬＯ周波数に応じて決定される。したがって、本実施形態の周波数変換器を、図７Ｂに示すように、位相計数器４６に対しては制御ワードＣＷを出力し、可変周波数発振器４０に対しては周波数制御信号を出力する周波数位相制御器４８を有する構成にすることが可能である。

ＬＵＴ４３は、位相計数器４６の出力する位相値を、その位相値に対応するデジタルの振幅値（余弦値または正弦値）に変換してＤＡＣ４４に出力する。本実施形態の数値例では、Ｗ＝５ビット、ＣＷ＝２^３＝８のとき、位相計数器４６から位相値として出力される値は、０，８，１６，２４であり、これは、位相に直すと０，９０，１８０，２７０度に対応する。したがって、ＬＵＴ４３は、余弦値として、それぞれｃｏｓ（０^o）＝１、ｃｏｓ（９０^o）＝０、ｃｏｓ（１８０^o）＝−１、ｃｏｓ（２７０^o）＝０をデジタル値として出力する。もちろん、これと直交するＬＯ信号が得たければ、位相値に対応する正弦値を出力するようにする。ＬＵＴ４３のビット数Ｍは、ＬＯ信号の高調波をどれくらい抑圧したいかによって決まり、高調波を０．１％以下に抑えたければ１０ビットが必要である。

ＤＡＣ４４は、ＬＵＴ４３の出力する振幅値をデジタル値からアナログ値に変換してＬＰＦ４５に出力する。このＤＡＣ４４の出力する信号は、階段状のアナログ信号となる。ＤＡＣ４４およびＬＰＦ４５の具体的な回路例を図９に示す。このＤＡＣ４４は、入力されたバイナリコードを、温度計コードに変換し、それに応じて、電流源の接続先を、正の出力端子か、負の出力端子かに切り替える構成である。出力信号は、電流信号を、負荷抵抗で電圧に変換することによって得られる。ＤＡＣ４４のビット数は、ＬＵＴ４３のビット数と同じである。本実施形態においては、ＬＯ信号は、ＬＯ周波数に関わらず、ＤＡＣ４４にてアナログ信号に変換されるまでは、２値の矩形のデジタル信号として伝送される。このようなデジタル信号の伝送は、近年の微細ＣＭＯＳプロセスを用いることで、省面積、省電力で実現可能である。なお、この他にも、バイナリで重み付けした電流源や抵抗を用いるＤＡＣや、抵抗値Ｒの抵抗と抵抗値２Ｒの抵抗とをはしご型に接続した、一般的に言われるところのＲ−２Ｒはしご型のＤＡＣなども、本実施形態の効果を損なうことなく、ＤＡＣ４４として適用することが可能である。

ＬＰＦ４５は、ＤＡＣ４４の出力する階段状のアナログ信号から、高調波を抑圧するための回路である。図９では、出力端子に接続されている容量が、ＬＰＦ４５の役割を果たしている。時定数は、出力端子に接続された抵抗と容量の積で表される。ただし、ＤＡＣ４４の出力信号に含まれる含む高調波の周波数は、使用帯域外であり、この周波数に位置する妨害信号は既に除去されているため、問題にはならない。したがって、必ずしも、ＬＰＦ４５は必要ない。通常、ＬＰＦ４５に用いられる容量は、面積が大きいので、ＬＰＦ４５を用いないことは、チップ面積やコストの面から利点がある。逆に、使用帯域内にＬＯ信号の高調波が存在する場合でも、その高調波の周波数において、十分な減衰特性を有するＬＰＦ４５を用いることで、その高調波を抑圧することも可能である。その場合、より位相分解能を粗くすることができるので、可変周波数発振器４０の発振周波数を低くしたり、位相計数器４６のビット数を小さくしたり、ＬＵＴ４３やＤＡＣ４４のビット数を小さくしたりできる。これは、高速で動作するデジタル回路の数が減らせるので、消費電力の観点から利点がある。
（２）第２の実施形態
図１０Ａに、本発明の第２の実施形態の周波数変換器の構成を示す。本実施形態の周波数変換器は、第１の実施形態と比較して、位相計数器４６において、計数器７０を、可変周波数発振器４０の出力信号の立ち上がりと立ち下がりの両方のタイミングに同期して計数動作をさせている点が異なる。これにより、計数器７０は、可変周波数発振器４０の２倍の周波数で動作することになるので、可変周波数発振器４０の周波数範囲は、第１の実施形態と比較して半分となり、第１の実施形態の数値例では、６４０ＭＨｚから２０００ＭＨｚの周波数範囲となる。その結果、可変周波数発振器４０および計数器７０の駆動回路の消費電流を抑えることができる。

本実施形態における計数器７０の具体的な回路例を図１０Ｂに示す。この計数器７０は、縦続接続された遅延型フリップフロップ（ＤＦＦ：Ｄ−ｔｙｐｅ Ｆｌｉｐ−Ｆｌｏｐ）からなるシフトカウンタと、シフトカウンタの出力信号をバイナリのデジタル信号に変換するデコーダと、で構成される。縦続接続されたＤＦＦの各々のクロック入力端子には、０度と１８０度のクロックが交互に入力されているため、実効的には入力されるクロックの２倍の周波数で動作する。本シフトカウンタは、入力クロックの半分の周期だけ位相がずれた、デューティ比が５０％である、多相のクロックを出力する。デコーダは、これら多相クロックを、これら多相クロックの位相状態に対応するバイナリデジタル信号に変換する。例えば、１６個のＤＦＦを並べれば、３２相のクロックが得られ、それをデコードすれば５ビットのバイナリ信号が得られる。なお、図中には、反転素子７１が図示されているが、可変周波数発振器４０が差動出力であれば、この反転素子７１は不要である。
（３）第３の実施形態
図１１Ａに、本発明の第３の実施形態の周波数変換器の構成を示す。本実施形態の周波数変換器は、第１および第２の実施形態と比較して、位相計数器４６において、可変周波数発振器４０の出力信号を、多相フィルタ（ＰＰＦ：Ｐｏｌｙ−Ｐｈａｓｅ Ｆｉｌｔｅｒ）８０を用いて９０度刻みの４相にし、その４相の信号で計数器８１を駆動している点が異なる。これにより、計数器８１は、可変周波数発振器４０の周波数の４倍で動作するため、可変周波数発振器４０の周波数範囲は、第２の実施形態のさらに半分となり、第１の実施形態の数値例では、３２０ＭＨｚから１０００ＧＨｚの周波数範囲となる。その結果、可変周波数発振器４０および計数器８１の駆動回路の消費電流を抑えることができる。ただし、ＰＰＦ８０で、高精度に９０度刻みの計４相のクロックを得るには、ＬＯ周波数に応じてＰＰＦ８０の時定数を変える必要がある。

本実施形態におけるＰＰＦ８０および計数器８１の具体的な回路例を図１１Ｂに示す。この計数器８１は、図１０Ｂと同様、縦続接続されたＤＦＦからなるシフトカウンタと、シフトカウンタの出力信号をバイナリのデジタル信号に変換するデコーダと、で構成される。図１０Ｂのシフトカウンタとの違いは、縦続接続されたＤＦＦの各々のクロック入力端子には、ＰＰＦ８０から０，９０，１８０，２７０度のクロックが循環的に入力されているため、実効的には入力されるクロックの４倍の周波数で動作する点である。本シフトカウンタは、入力クロックの４分の１の周期分だけ位相がずれた、デューティ比が５０％である、多相のクロックを出力する。デコーダは、これら多相クロックを、これら多相クロックの位相状態に対応するバイナリデジタル信号に変換する。必要なＤＦＦの個数は、第２の実施形態と同様である。なお、図中には、反転素子８２が図示されているが、可変周波数発振器４０が差動出力であれば、この反転素子８２は不要である。
（４）第４の実施形態
図１２に、本発明の第４の実施形態の周波数変換器の構成を示す。本実施形態の周波数変換器は、第１から第３の実施形態と比較して、位相計数器４６として、計数器および乗算器を用いる代わりに、位相計数器４６から出力された振幅値と制御ワードＣＷとを加算する加算器９０と、加算器９０から出力された加算結果を、可変周波数発振器４０の出力信号の信号周期だけ遅延させた上で、位相値としてＬＵＴ４３に出力する遅延器９１と、を用いた点が異なる。本実施形態のＬＯ信号生成器１１は、一般的に用いられる直接デジタルシンセサイザ（ＤＤＳ：Ｄｉｒｅｃｔ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｙｎｔｈｅｓｉｚｅｒ）の構成である。加算器９０および遅延器９１のビット数Ｗは、第１から第３の実施形態の計数器のビット数と同じであり、５ビットか６ビットあれば十分である。この点が、消費電力の大きな２８ビットや３２ビットの位相計数器が必要となる、一般のＤＤＳとは大きく異なる点である。なお、本実施形態のように、加算器および遅延器を用いた構成でも、第２または第３の実施形態と同様の方法で、遅延器９１を差動で駆動したり、４相で駆動したりすることで、可変周波数発振器４０の周波数を、第１の実施形態の半分または４分の１にすることも可能である。
（５）第５の実施形態
図１３に、本発明の第５の実施形態の周波数変換器の構成を示す。本実施形態の周波数変換器は、第１から第４の実施形態と比較して、混合器１０として、複数の個別混合器１００〜１０７および加算器１０８を用いる点と、ＬＯ信号生成器１１として、位相振幅値変換器４７を用いる代わりに、一致検出器１０９を用いる点と、が異なる。ここで、一致検出器１０９は、それぞれが２値の矩形波である複数の個別ＬＯ信号を出力する論理回路である。ＬＯ信号の波形が十分な振幅を持った矩形であるため、個別混合器１００〜１０７としては、線形性に優れ、かつ、利得が取りやすく小さな雑音指数が実現しやすいスイッチング混合器を使用することができる。また、ＤＡＣを用いている第１から第４の実施形態と比較して、ＬＯ信号を２値の矩形波として伝送している経路がさらに増えるので、より省面積、より省電力である、という利点がある。

一致検出器１０９は、位相計数器４６から出力された位相値と予め指定された位相値とが一致することを検出した場合、２値の個別ＬＯ信号を混合器１０に出力する、複数の個別一致検出器（不図示）で構成される。この個別一致検出器は、平易なデジタル回路で構成可能である。

個別混合器１００〜１０７は、複数の個別一致検出器に対応して設けられ、対応する個別一致検出器からの個別ＬＯ信号と受信ＲＦ信号とを乗算し、その乗算結果を予め指定された変換利得で重み付けする。なお、個別混合器１００〜１０７の各々に予め指定された変換利得は、対応する個別一致検出器からの個別ＬＯ信号の位相に対応する余弦値または正弦値に比例した値である。

加算器１０８は、個別混合器１００〜１０７から出力された、重み付けされた乗算結果を加算して出力する。

以下、本実施形態の周波数変換器の動作を、第１の実施形態の数値例を用いて説明する。すなわち、受信機の使用帯域は４０ＭＨｚから１０００ＭＨｚであり、Ｗは５ビット、ＣＷは３ビットデジタル値である。

個別混合器１００〜１０７の変換利得は、それぞれ、Ａ_０＝ｃｏｓ（０^ｏ）、Ａ_１＝ｃｏｓ（１１．２５^ｏ）、Ａ_２＝ｃｏｓ（２２．５^ｏ）、Ａ_３＝ｃｏｓ（３３．７５^ｏ）、Ａ_４＝ｃｏｓ（４５^ｏ）、Ａ_５＝ｃｏｓ（５６．２５^ｏ）、Ａ_６＝ｃｏｓ（６７．５^ｏ）、Ａ_７＝ｃｏｓ（７８．７５^ｏ）に比例しており、計８種類が必要である。一般には、２^Ｗ−２個の個別混合器が必要であり、それら各個別混合器の変換利得は、ｋを０から（２^Ｗ−２−１）の整数として、Ａ_ｋ＝ｃｏｓ（３６０^ｏ×ｋ／２^Ｗ−２）で表される。

一致検出器１０９は、個別混合器１００に、位相計数器４６の出力が０（位相０^ｏに対応）のときのみにハイレベルとなり、それ以外の場合はローレベルの２値矩形波を、個別ＬＯ信号として供給する。同様に、１または３１のとき（位相±１１．２５^ｏに対応）のみハイレベルとなる矩形波を個別混合器１０１に供給し、２または３０のとき（位相±１１．２５^ｏに対応）のみハイレベルとなる矩形波を個別混合器１０２に供給し、３または２９のとき（位相±１１．２５^ｏに対応）のみハイレベルとなる矩形波を個別混合器１０３に供給し、４または２８のとき（位相±１１．２５^ｏに対応）のみハイレベルとなる矩形波を個別混合器１０４に供給し、５または２７のとき（位相±１１．２５^ｏに対応）のみハイレベルとなる矩形波を個別混合器１０５に供給し、６または２６のとき（位相±１１．２５^ｏに対応）のみハイレベルとなる矩形波を個別混合器１０６に供給し、７または２５のとき（位相±１１．２５^ｏに対応）のみハイレベルとなる矩形波を個別混合器１０７に供給する。個別混合器１００〜１０７の出力を加算器１０８で加算することにより、矩形の個別ＬＯ信号を用いながら、擬似的に余弦波を模したＬＯ信号による周波数変換を実現できる。すなわち、ＬＯ信号の高調波成分による妨害信号の混信を抑圧できる。なお、ここでの説明は、ベースバンドＩ信号を得るための動作説明であり、ＬＯ信号の位相を９０度ずらして動作させれば、ベースバンドＱ信号が、１８０度ずらして動作させればベースバンドＩ信号の反転信号が、２７０度ずらして動作させればベースバンドＱ信号の反転信号が、それぞれ得られる。

以下、様々な値の所望信号周波数に対する、本実施形態の周波数変換器の動作を説明する。

まず、所望信号周波数が４００ＭＨｚの場合を考える。この場合、所望信号周波数の３倍の周波数に位置する妨害信号は、前段の帯域選択フィルタによって予め除去されている。このとき、ＣＷ＝８であり、位相計数器４６の出力は０，８，１６，２４である。したがって、動作する個別混合器は１００のみである。位相計数器４６の出力が１６の時には、ベースバンドＩ信号の反転信号が得られることも考慮すると、本実施形態の動作により、擬似的に再現されるＬＯ信号波形は図５（Ａ）に一致する。

次に、所望信号周波数が２００ＭＨｚの場合を考える。この場合、所望信号周波数の５倍の周波数に位置する妨害信号までが、混合器１０に入力される。このとき、ＣＷ＝４であり、位相計数器４６の出力は、０，４，８，…，２８である。したがって、動作する個別混合器は、１００と１０４である。やはり、ＬＯ信号の位相が１８０度ずれたときには、ベースバンドＩ信号の反転信号が得られることも考慮すると、擬似的に再現されるＬＯ信号波形は図５（Ｂ）に一致する。

同様に、所望信号周波数が１２０ＭＨｚの場合は、ＣＷ＝２であり、個別混合器１００，１０２，１０４，１０６が動作し、擬似的に再現されるＬＯ信号波形は図５（Ｃ）に一致する。また、所望信号周波数が４０ＭＨｚの場合は、ＣＷ＝１であり、全ての個別混合器１００〜１０７が動作し、擬似的に再現されるＬＯ信号波形は図５（Ｄ）に一致する。

本実施形態における個別混合器１００〜１０７の具体的な回路例を図１４Ａおよび図１４Ｂに示す。図１４Ａは、電圧電流変換器１１０とスイッチングペア１１１とで構成される個別混合器の例である。この例では、電圧電流変換器１１０において、ＲＦ受信信号（ＲＦ電圧信号）に対して電圧電流変換を行い、スイッチングペア１１１において、ＲＦ電流信号をベースバンドの電流信号に変換して出力する。周波数変換利得は、電圧電流変換器１１０の電圧電流変換利得によって変えられる。図１４Ｂは、スイッチングペア１１２と電圧電流変換器１１３とで構成される個別混合器の例である。この例では、スイッチングペア１１２において、ＲＦ受信信号（ＲＦ電圧信号）をベースバンドの電圧信号に変換し、電圧電流変換器１１３において、ベースバンドの電圧信号に対して電圧電流変換を行う。周波数変換利得は、電圧電流変換器１１３の電圧電流変換利得によって変えられる。すなわち、図１４Ａは、ＲＦ信号に対して電圧電流変換を行うのに対し、図１４Ｂは、ベースバンド信号に対して電圧電流変換を行っており、この点で両者は異なる。

本実施形態における加算器１０８の具体的な回路例を図１４Ｃに示す。この加算器１０８は、演算増幅器１１４と、抵抗素子１１５，１１６と、容量素子１１７，１１８と、で構成されるトランスインピーダンス増幅器である。演算増幅器１１４の正の入力端子には、個別混合器１００〜１０７からの電流（電流値をそれぞれＩ_０，Ｉ_１，…，Ｉ_７とする）が流れ込み、その合計の電流が抵抗素子１１５（抵抗値をＲとする）を流れる。その結果、演算増幅器１１４の上側の出力端子からは、流れ込んだ電流を加算した値に比例する電圧（Ｒ×（Ｉ_０＋Ｉ_１＋．．．＋Ｉ_７））が出力される。一方、演算増幅器１１４の負の入力端子には、正端子とは逆の電流が流れ込み、その結果、演算増幅器１１４の下側の出力端子からは、逆の電圧（−Ｒ×（Ｉ_０＋Ｉ_１＋．．．＋Ｉ_７））が出力される。容量素子１１７，１１８は、不要な妨害信号を除去するために用いられる。

なお、本実施形態の周波数変換器に入力される受信ＲＦ信号がＲＦ電流信号である場合には、個別混合器１００〜１０７を、図１５Ａまたは図１５Ｂに示す構成にすることも可能である。この場合、個別混合器１００〜１０７を構成するのは、スイッチングペア１１１または１１２と、電流信号を電圧信号に変換するための個別負荷抵抗１２０または１２２と、電圧信号を再度電流信号に変換するための個別電圧電流変換器１２１または１２３と、である。ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタのタップ係数に対応する、個別混合器１００〜１０７の変換利得の可変機能は、図１５Ａでは個別負荷抵抗１２０で、図１５Ｂでは個別電圧電流変換器１２３で、それぞれ実現している。なお、個別負荷抵抗１２０，１２２は、図１４Ｃで示したような演算増幅器を用いたトランスインピーダンス増幅器でも構成可能である。逆に、個別混合器１００〜１０７の出力を加算する加算器１０８（図１３）は、通常の負荷抵抗でも構成可能である。
（６）第６の実施形態
図１６に、本発明の第６の実施形態の受信機の構成を示す。本実施形態の受信機は、第１から第５の実施形態のいずれかで示した混合器１０およびＬＯ信号生成器１１と、受信ＲＦ信号を受信機の使用帯域内に帯域制限する帯域選択フィルタ１３０と、ＬＮＡ１３１と、混合器１０の出力信号から所望信号周波数近傍の周波数に位置する妨害信号を除去するチャネル選択フィルタ１３２と、で構成される。

本実施形態の受信機は、ただ１つの帯域選択フィルタ１３０を用い、ＲＦトラッキングフィルタを用いることなく、ＬＯ信号の高調波による妨害信号の混信を防ぐことができる。なお、通信に必要とされる信号対雑音比によっては、ＬＮＡ１３１は必ずしも必要ない。また、混合器１０の後段に、アナログデジタル変換器を設け、チャネル選択フィルタ１３２の機能をデジタル回路で実現することも可能である。
（７）第７の実施形態
図１７に、本発明の第７の実施形態の受信機の構成を示す。本実施形態の受信機は、第６の実施形態と比較して、チャネル選択フィルタ１３２の出力信号の電力を検出する電力検出器１４０と、ＬＯ信号生成器１１に入力する制御ワードＣＷを制御する制御器１４１と、を追加した点が異なる。制御器１４１は、通信開始前に、受信機の使用帯域（帯域選択フィルタ１３０の通過帯域）内でＬＯ周波数を掃引することで、ＬＯ周波数ごとのチャネル選択フィルタ１３２の出力信号の電力を表す電波強度分布を検知し、検知した電波強度分布に応じて、ＬＯ信号生成器１１の位相分解能を制御する。

以下、本実施形態の受信機の動作を、第１の実施形態の数値例を用いて説明する。

例えば、ＬＯ周波数の３倍、５倍の周波数が、受信機の使用帯域内であったとしても、通信開始前に検知した電波強度分布から、その周波数に位置する妨害信号の電波強度が十分低いことが分かっていれば、ＣＷ＝８のままでも所望信号を復調できる。つまり、ＬＯ信号生成器１１に求められる位相分解能は粗くてもよく、その分、可変周波数発振器４０の発振周波数などで消費される電流を抑えることができる。ＣＷ＝４，２の場合も同様であり、ＬＯ信号の高調波が使用帯域内に存在する場合でも、妨害信号の周波数と電波強度によっては、ＣＷを大きくし、位相分解能を粗くすることが可能である。制御器１４１は、ＬＯ周波数と使用帯域内の電波強度分布とに基づき、ＬＯ信号生成器１１に必要な位相分解能を決定し制御する。したがって、制御器１４１は、図７Ｂで示した周波数位相制御器４８の機能を兼ねる（図１７では、可変周波数発振器４０を制御するための、周波数制御信号は図示していない）。本実施形態の受信機は、電波強度分布を検知し、使用されていない帯域を使って通信する、コグニティブ無線にも適用可能である。
（８）第８の実施形態
図１８に、本発明の第８の実施形態の受信機の構成を示す。本実施形態の受信機は、第７の実施形態と比較して、新たに混合器１５０、ＬＯ信号生成器１５１、およびチャネル選択フィルタ１５２を追加した点が異なる。本実施形態の構成では、通信中、ＬＯ周波数が固定されたＬＯ信号生成器１５１とは独立に、ＬＯ信号生成器１１の周波数を掃引できるので、通信中にも使用帯域内の電波強度分布を検知することが可能である。制御器１４１から、ＬＯ信号生成器１５１に入力される信号（点線）は、使用帯域内の電波強度分布に応じて、適宜ＣＷが更新されることを意味している（図１８では、可変周波数発振器４０を制御するための、周波数変換信号は図示していない）。これにより、通信中に時間変化する電波強度分布に応じて、最適な位相分解能を設定することができる。

上記の実施の形態の一部または全部は、以下の付記のようにも記載されうるが、以下には限られない。
（付記１）
受信機に用いられる周波数変換器であって、
ＬＯ信号を生成して出力するＬＯ信号生成器と、
前記受信機で使用される使用帯域内に帯域制限された受信信号を、ＬＯ信号との乗算により周波数変換して出力する混合器と、を有し、
前記ＬＯ信号生成器は、位相分解能が可変であることを特徴とする周波数変換器。
（付記２）
前記ＬＯ信号生成器の位相分解能は、ＬＯ信号のＬＯ周波数に応じて決定されることを特徴とする、付記１に記載の周波数変換器。
（付記３）
ＬＯ周波数の（２Ｎ_０−３）次までが前記使用帯域内にある場合、Ｎ_０以上の整数Ｎに対し、前記ＬＯ信号生成器の位相分解能を１８０／Ｎとすることを特徴とする、付記２に記載の周波数変換器。
（付記４）
前記Ｎは２のべき乗であることを特徴とする、付記３に記載の周波数変換器。
（付記５）
前記ＬＯ信号生成器は、
可変周波数発振器と、
前記可変周波数発振器の出力信号と、前記ＬＯ信号生成器の位相分解能を変えるための制御信号と、に応じた位相値を出力する位相計数器と、
前記位相計数器から出力された位相値を、該位相値に対応する振幅値に変換し、変換した振幅値をＬＯ信号として前記混合器に出力する位相振幅値変換器と、を有することを特徴とする、付記１から４のいずれか１項に記載の周波数変換器。
（付記６）
前記位相計数器は、
前記可変周波数発振器の出力信号に同期して計数動作を行い、該計数結果を出力する計数器と、
前記計数器から出力された計数結果と前記制御信号とを乗算し、該乗算結果を前記位相値として前記位相振幅値変換器に出力する乗算器と、を有することを特徴とする、付記５に記載の周波数変換器。
（付記７）
前記乗算器は、
ビットシフト演算器であることを特徴とする、付記６に記載の周波数変換器。
（付記８）
前記位相計数器は、
前記制御信号に応じてビット数が変わる計数器を有し、
前記計数器は
前記可変周波数発振器の出力信号に同期して計数動作を行い、該計数結果を前記位相値として前記位相振幅値変換器に出力することを特徴とする、付記５に記載の周波数変換器。
（付記９）
前記位相計数器は、
前記位相計数器から出力される位相値と前記制御信号とを加算し、該加算結果を出力する加算器と、
前記加算器から出力された加算結果を、前記可変周波数発振器の出力信号に同期して遅延させた上で前記位相値として前記位相振幅値変換器に出力する遅延器と、を有することを特徴とする、付記５に記載の周波数変換器。
（付記１０）
前記位相振幅値変換器は、
前記位相計数器から出力された位相値を、該位相値に対応するデジタルの振幅値に変換して出力するルックアップテーブルと、
前記ルックアップテーブルから出力された振幅値をデジタルからアナログに変換し、変換した振幅値をＬＯ信号として前記混合器に出力するデジタルアナログ変換器と、を有することを特徴とする、付記５から９のいずれか１項に記載の周波数変換器。
（付記１１）
前記位相振幅値変換器は、
前記デジタルアナログ変換器の後段に挿入されるフィルタをさらに有することを特徴とする、付記１０に記載の周波数変換器。
（付記１２）
前記振幅値は、正弦値または余弦値であることを特徴とする、付記５から１１のいずれか１項に記載の周波数変換器。
（付記１３）
前記ＬＯ信号生成器は、
可変周波数発振器と、
前記可変周波数発振器の出力信号と、前記ＬＯ信号生成器の位相分解能を変えるための制御信号と、に応じた位相値を出力する位相計数器と、
前記位相計数器から出力される位相値が予め指定された位相値と一致することを検出した場合、２値の個別ＬＯ信号を前記混合器に出力する複数の個別一致検出器と、を有し、
前記混合器は、
前記複数の個別一致検出器に対応して設けられ、対応する個別一致検出器からの個別ＬＯ信号と受信信号とを乗算し、該乗算結果を予め指定された利得で重み付けして出力する複数の個別混合器と、
前記複数の個別混合器から出力された、重み付けされた乗算結果を加算して出力する加算器と、を有することを特徴とする、付記１から４のいずれか１項に記載の周波数変換器。
（付記１４）
前記個別混合器に予め指定された利得は、対応する個別一致検出器からの個別ＬＯ信号の位相に対応する余弦値または正弦値に比例した値であることを特徴とする、付記１３に記載の周波数変換器。
（付記１５）
付記１から１４のいずれか１項に記載の周波数変換器と、
前記周波数変換器の前段に設けられ、受信信号を前記使用帯域内に帯域制限する帯域選択フィルタと、を有することを特徴とする受信機。
（付記１６）
前記周波数変換器の出力信号から、所望信号周波数近傍の妨害信号を除去するチャネル選択フィルタと、
前記チャネル選択フィルタの出力信号の電力を検出する電力検出器と、
前記ＬＯ信号生成器のＬＯ周波数を掃印することによって得られる、ＬＯ周波数ごとの前記チャネル選択フィルタの出力信号の電力に応じて、前記ＬＯ信号生成器の位相分解能を制御する制御器と、をさらに有することを特徴とする、付記１５に記載の受信機。
（付記１７）
前記周波数変換器および前記チャネル選択フィルタをそれぞれ２つ以上有することを特徴とする、付記１６に記載の受信機。

以上、実施形態を参照して本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本発明の構成や詳細には、本発明の範囲内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

本出願は、２０１０年６月２９日に出願された日本出願特願２０１０−１４７４９６を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。

Claims (9)

1. 受信機に用いられる周波数変換器であって、
   ＬＯ信号を生成して出力するＬＯ信号生成器と、
   前記受信機で使用される使用帯域内に帯域制限された受信信号を、ＬＯ信号との乗算により周波数変換して出力する混合器と、を有し、
   前記ＬＯ信号生成器は、位相分解能が可変であり、
   ＬＯ信号のＬＯ周波数の（２Ｎ _０ −３）次までが前記使用帯域内にある場合、Ｎ _０ 以上の整数Ｎに対し、前記ＬＯ信号生成器の位相分解能を１８０／Ｎとすることを特徴とする周波数変換器。
2. 前記Ｎは２のべき乗であることを特徴とする、請求項１に記載の周波数変換器。
3. 前記ＬＯ信号生成器は、
   可変周波数発振器と、
   前記可変周波数発振器の出力信号と、前記ＬＯ信号生成器の位相分解能を変えるための制御信号と、に応じた位相値を出力する位相計数器と、
   前記位相計数器から出力された位相値を、該位相値に対応する振幅値に変換し、変換した振幅値をＬＯ信号として前記混合器に出力する位相振幅値変換器と、を有することを特徴とする、請求項１または２に記載の周波数変換器。
4. 前記位相計数器は、
   前記可変周波数発振器の出力信号に同期して計数動作を行い、該計数結果を出力する計数器と、
   前記計数器から出力された計数結果と前記制御信号とを乗算し、該乗算結果を前記位相値として前記位相振幅値変換器に出力する乗算器と、を有することを特徴とする、請求項３に記載の周波数変換器。
5. 前記位相計数器は、
   前記制御信号に応じてビット数が変わる計数器を有し、
   前記計数器は
   前記可変周波数発振器の出力信号に同期して計数動作を行い、該計数結果を前記位相値として前記位相振幅値変換器に出力することを特徴とする、請求項３に記載の周波数変換器。
6. 前記位相計数器は、
   前記位相計数器から出力される位相値と前記制御信号とを加算し、該加算結果を出力する加算器と、
   前記加算器から出力された加算結果を、前記可変周波数発振器の出力信号に同期して遅延させた上で前記位相値として前記位相振幅値変換器に出力する遅延器と、を有することを特徴とする、請求項３に記載の周波数変換器。
7. 前記位相振幅値変換器は、
   前記位相計数器から出力された位相値を、該位相値に対応するデジタルの振幅値に変換して出力するルックアップテーブルと、
   前記ルックアップテーブルから出力された振幅値をデジタルからアナログに変換し、変換した振幅値をＬＯ信号として前記混合器に出力するデジタルアナログ変換器と、を有することを特徴とする、請求項３から６のいずれか１項に記載の周波数変換器。
8. 前記ＬＯ信号生成器は、
   可変周波数発振器と、
   前記可変周波数発振器の出力信号と、前記ＬＯ信号生成器の位相分解能を変えるための制御信号と、に応じた位相値を出力する位相計数器と、
   前記位相計数器から出力される位相値が予め指定された位相値と一致することを検出した場合、２値の個別ＬＯ信号を前記混合器に出力する複数の個別一致検出器と、を有し、
   前記混合器は、
   前記複数の個別一致検出器に対応して設けられ、対応する個別一致検出器からの個別ＬＯ信号と受信信号とを乗算し、該乗算結果を予め指定された利得で重み付けして出力する複数の個別混合器と、
   前記複数の個別混合器から出力された、重み付けされた乗算結果を加算して出力する加算器と、を有することを特徴とする、請求項１または２に記載の周波数変換器。
9. 請求項１から８のいずれか１項に記載の周波数変換器と、
   前記周波数変換器の前段に設けられ、受信信号を前記使用帯域内に帯域制限する帯域選択フィルタと、を有することを特徴とする受信機。

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