JP2017069824A - 受信機および通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】占有周波数帯域が広く、受信感度の良いシングルコンバージョン方式の受信機及び通信システムを提供すること。【解決手段】ＲＦ信号から所望の帯域だけを通過させる第１のバンドパスフィルタと、第１のバンドパスフィルタを通過したＲＦ信号を第１の中間周波数信号に変換する第１のミキサと、第１の中間周波数信号から所望の周波数チャンネルの帯域だけを通過させる第２のバンドパスフィルタと、第１の中間周波数信号をＩ相およびＱ相からなるベースバンド信号に変換する直交復調器と、第２のバンドパスフィルタの中心周波数の２＾Ｍ倍（Ｍは整数）の第１の局部信号を生成する発振器と、第１の局部信号の非整数倍の周波数の第２の局部信号を生成し、第２の局部信号を第１のミキサへ供給するフラクショナルＮ−ＰＬＬ周波数シンセサイザと、第１の局部信号を（２＾Ｍ）分周して、第３の局部信号と、第３の局部信号と位相が９０度異なる第４の局部信号とを生成し直交復調器に供給する第１の分周器とを備えた。【選択図】図１

Description

本発明は、デジタル無線通信システムの受信機に関し、より詳しくはシングルコンバージョン方式の受信機および通信システムに関する。

図３は、従来のシングルコンバージョン方式の受信機の構成を示すブロック図である。
従来のシングルコンバージョン方式の受信機は、受信したＲＦ信号が入力される入力端子３１と、バンドパスフィルタ３２と、ＲＦアンプ３３と、ミキサ３４と、ＩＦアンプ３５と、ミキサ３６及び３７と、選局制御回路３８と、発振器３９と、Ｎ分周回路４０と、４分周回路４１と、ローパスフィルタ４２及び４３と、を備えている。

受信したＲＦ信号は、バンドパスフィルタ３２を介してＲＦアンプ３３に入力され、所望の帯域のＲＦ信号のみが増幅される。バンドパスフィルタ３２の中心周波数は、選局制御回路３８によって制御される。発振器３９は、局部信号を出力する。局部信号の周波数は、ＲＦ信号の周波数に応じて選局制御回路３８によって制御される。ミキサ３４は、ＲＦアンプ３３の出力したＲＦ信号と発振器３９が出力する局部信号とを乗算する。ミキサ３４の出力は、ＩＦアンプ３５で増幅され、ミキサ３６及び３７に入力される。

発振器３９が出力する局部信号は、ＲＦ信号の周波数の４Ｎ／（４Ｎ±１）倍（Ｎは整数）とする。ミキサ３４の出力信号の周波数は、ＲＦ信号の周波数の１／（４Ｎ±１）倍となる。発振器３９が出力する局部信号は、Ｎ分周回路４０と４分周回路４１に入力され、ＲＦ信号の周波数の１／（４Ｎ±１）倍となり、ミキサ３６及び３７に入力される。従って、ミキサ３６及び３７で直交検波が行われて、夫々の出力信号がローパスフィルタ４２及び４３に出力される。そして、ローパスフィルタ４２及び４３は、乗算で発生する不要な高調波成分や受信帯域外の雑音成分を除去して、ベースバンド信号として、夫々の出力端子から出力する（例えば、特許文献１参照）。

特開２００１−１６８９３４号公報

しかしながら、従来のシングルコンバージョン方式の受信機は、以下のような課題があった。
ミキサ３４から出力される中間周波数に変換されたＲＦ信号は、３次の相互変調による歪成分の周波数が中間周波数と同じ周波数となる。したがって、ベースバンド帯に設けられる狭帯域のローパスフィルタ４２及び４３は、この歪成分を除去できないために、この歪成分の影響によりビットエラー率が増加し受信特性が劣化する。

また、発振器３９として使用されるＰＬＬ周波数シンセサイザは、位相比較周波数(基準周波数)が受信チャンネル間隔と等しい必要がある。受信チャンネル間隔が、例えば、１０ｋＨｚから数１００ｋＨｚの周波数チャンネルを利用した無線通信の場合は、ＰＬＬ周波数シンセサイザの逓倍数が大きくなるので、局部信号の位相ノイズが大きくなる。従って、このノイズの影響でビットエラー率が増加し受信感度特性が低下する、という課題もあった。

本発明は、以上のような課題を解決するために考案されたものであり、受信感度の良いシングルコンバージョン方式の受信機を提供する。

上記課題を解決するために、本発明のシングルコンバージョン方式の受信機は、以下の構成とした。

ＲＦ信号から所望の帯域だけを通過させる第１のバンドパスフィルタと、第１のバンドパスフィルタを通過したＲＦ信号を第１の中間周波数信号に変換する第１のミキサと、第１の中間周波数信号から所望の周波数チャンネルの帯域だけを通過させる第２のバンドパスフィルタと、第１の中間周波数信号をＩ相およびＱ相からなるベースバンド信号に変換する直交復調器と、第２のバンドパスフィルタの中心周波数の２＾Ｍ倍（Ｍは整数）の第１の局部信号を生成する発振器と、第１の局部信号の非整数倍の周波数の第２の局部信号を生成し、第２の局部信号を第１のミキサへ供給するフラクショナルＮ−ＰＬＬ周波数シンセサイザと、第１の局部信号を（２＾Ｍ）分周して、第３の局部信号と、第３の局部信号と位相が９０度異なる第４の局部信号とを生成し直交復調器に供給する第１の分周器とを備えた。

本発明のシングルコンバージョン方式の受信機によれば、ミキサで発生する混変調歪の影響による受信感度特性の劣化を防ぐことが可能である。
更に、フラクショナルＮ−ＰＬＬ周波数シンセサイザを用いることで、位相ノイズが改善され、これにより受信感度特性が向上する。更に、バンドパスフィルタの減衰特性が緩和され、次数の低いフィルタで済むようになるため、回路規模が小さくなり、消費電力も削減される。

更に、変調信号のシンボルレートＳＲを中心周波数Ｆ＿ＩＦの（２＾Ｍ）／（Ｎ・Ｐ）倍（Ｐは２以上の整数）とすることで、復調する際の演算量を減らすことができるため、この処理を行うデジタル回路の規模と消費電力の削減効果が得られる。

本実施形態のシングルコンバージョン方式の受信機の構成を示すブロック図である。 本実施形態のシングルコンバージョン方式の受信機の構成を示すブロック図である。 従来のシングルコンバージョン方式の受信機の構成を示すブロック図である。

本発明のシングルコンバージョン方式の受信機は、占有周波数帯域とその間隔が数１０ｋＨｚから数１００ｋＨｚの周波数チャンネルを利用して、通信レートが数１０ｋｂｐｓから数１００ｋｂｐｓのＦＳＫ変調またＰＳＫ変調を使用するデジタル無線通信システムの受信部への適用が想定される。具体的には、無線センサーネットワークなど、伝送する情報量が小さい無線システムが好適である。

以下、本実施形態のシングルコンバージョン方式の受信機について、図面を参照して説明する。各図面において同一要素には同一の符号を付与して、重複する説明は省略する。
図１は、本実施形態のシングルコンバージョン方式の受信機の構成を示すブロック図である。

本実施形態のシングルコンバージョン方式の受信機は、第１のバンドパスフィルタであるバンドパスフィルタ２と、低雑音増幅器であるアンプ３と、ミキサ４と、第２のバンドパスフィルタであるバンドパスフィルタ５と、中間周波数増幅器であるアンプ６と、制御回路７と、発振器８と、フラクショナルＮ−ＰＬＬ周波数シンセサイザ９と、Ｉ相周波数ミキサであるミキサ１１とＱ相周波数ミキサであるミキサ１２を備えた直交復調器１０と、２＾Ｍ分周器である分周器１３と、ベースバンド受信フィルタであるローパスフィルタ１４及び１５と、を備えている。

バンドパスフィルタ２は、入力端子にアンテナ１を接続して、出力端子がアンプ３の入力端子に接続される。ミキサ４は、入力端子にアンプ３の出力端子とフラクショナルＮ−ＰＬＬ周波数シンセサイザ９の出力端子とが接続される。バンドパスフィルタ５は、入力端子にミキサ４の出力端子が接続され、出力端子がアンプ６の入力端子に接続される。直交復調器１０は、入力端子がアンプ６の出力端子と分周器１３の出力端子に接続され、二つの出力端子は夫々ローパスフィルタ１４及び１５に接続される。フラクショナルＮ−ＰＬＬ周波数シンセサイザ９は、制御回路７と発振器８が接続される。分周器１３は、発振器８が接続される。

次に、本実施形態のシングルコンバージョン方式の受信機の動作について、図１を参照し説明する。
本実施形態のシングルコンバージョン方式の受信機のアンテナ１で受信されたＲＦ信号がベースバンド信号に変換される信号経路の動作を説明する。

アンテナ１で受信したＲＦ信号（Ｆ＿ＲＦ１）は、バンドパスフィルタ２で所望の受信帯域のみが選択されＲＦ信号（Ｆ＿ＲＦ２）となる。バンドパスフィルタ２を通過したＲＦ信号（Ｒ＿ＲＦ２）は、アンプ３で増幅され、ミキサ４にて中間周波数信号（Ｆ＿ＩＦ１）に変換される。

ミキサ４の後段には、混変調による受信感度の低下を避けるために、受信チャンネルの占有周波数帯域のみを通過させる狭帯域のバンドパスフィルタ５を設けてある。このバンドパスフィルタ５を設けたことが、本発明の受信機における第１の特徴と言える。バンドパスフィルタ５は、受信チャンネルの信号のみを通過させ、中間周波数信号（Ｆ＿ＩＦ）からの離調周波数Δと２Δ離れた関係に成り得る隣接チャンネルの周波数成分を全て除去するため、これより後段のアンプ６および直交復調器１０の非線形性による混変調が抑止され、受信感度特性が向上する。

バンドパスフィルタ５は、中心周波数が数１０ＭＨｚの領域にあり、通過帯域幅が数１０ｋＨｚから数１００ｋＨｚの減衰特性が優れたものであれば、フィルタの型式や特定の周波数に限定されるものではない。

バンドパスフィルタ５を通過した中間周波数信号（Ｆ＿ＩＦ２）は、アンプ６で増幅されて中間周波数信号（Ｆ＿ＩＦ３）になり、直交復調器１０でベースバンド信号（ＢＩ１）及びベースバンド信号（ＢＱ１）に変換される。ベースバンド信号（ＢＩ１）及びベースバンド信号（ＢＱ１）は、夫々ローパスフィルタ１４及び１５を通過してベースバンド信号（ＢＩ２）とベースバンド信号（ＢＱ２）に変換される。

このとき、ベースバンド信号（ＢＩ１）とベースバンド信号（ＢＱ１）は、中間周波数信号（Ｆ＿ＩＦ３）の周波数と局部信号（Ｆ＿ＬＯ２Ｉ）または局部信号（Ｆ＿ＬＯ２Ｑ）の周波数の和の成分、すなわち中間周波数信号の２倍の成分が含まれるが、先にバンドパスフィルタ５を通過した段階で妨害となる隣接チャンネルの成分が全て除去されている。従って、ローパスフィルタ１４及び１５は、中間周波数の２倍の成分を減衰するだけで良いため、次数が低いローパスフィルタを用いることができる。

バンドパスフィルタ５が設けられていない従来のシングルコンバージョン方式の受信機では、直交復調器の後段のローパスフィルタが隣接チャンネルを除去する役割を担っている。従って、ローパスフィルタは、カットオフ周波数がベースバンド信号の占有周波数幅と同じで、かつ、隣接チャンネルの影響を除くために減衰特性が優れた高次のローパスフィルタが必要となり、回路規模が大きい。

従って、本実施形態のシングルコンバージョン方式の受信機は、中間周波数の段階で狭帯域のバンドパスフィルタを用いたことで、ベースバンド帯域のローパスフィルタは、従来の方式に比べ面積を大きく削減できる利点を有する。

次に、本実施形態のシングルコンバージョン方式の受信機のＲＦ信号を中間周波数信号に変換する際に用いられる局部信号を生成する局部信号生成部の動作について説明する。
発振器８は、バンドパスフィルタ５の中間周波数信号（Ｆ＿ＩＦ）の周波数の２＾Ｍ倍（Ｍは１以上の整数）の周波数の発振信号（Ｆ＿ＸＴＬ）を出力する。発振信号（Ｆ＿ＸＴＬ）は、フラクショナルＮ−ＰＬＬ周波数シンセサイザ９と分周器１３に入力される。制御回路７は、フラクショナルＮ−ＰＬＬ周波数シンセサイザ９に周波数を設定するための制御信号（分周数データ）を出力する。

フラクショナルＮ−ＰＬＬ周波数シンセサイザ９は、入力された発振信号（Ｆ＿ＸＴＬ）と分周数データによって局部信号（Ｆ＿ＬＯ１）を出力する。ミキサ４は、局部信号（Ｆ＿ＬＯ１）によって増幅されたＲＦ信号（Ｆ＿ＲＦ２）を中間周波数信号（Ｆ＿ＩＦ１）に変換する。

分周器１３は、入力された発振信号（Ｆ＿ＸＴＬ）を２＾Ｍ分周（Ｍは１以上の整数）し、局部信号（Ｆ＿ＬＯ２Ｉ）と９０度位相差の局部信号（Ｆ＿ＬＯ２Ｑ）とを出力する。直交復調器１０は、中間周波数信号（Ｆ＿ＩＦ３）と局部信号（Ｆ＿ＬＯ２Ｉ）及び局部信号（Ｆ＿ＬＯ２Ｑ）それぞれをミキサ１１及び１２によってベースバンド信号（ＢＩ１）及びベースバンド信号（ＢＱ１）に変換し出力する。

本実施形態の局部信号生成部は、発振器８の発振信号（Ｆ＿ＸＴＬ）の発振周波数を、中間周波数信号（Ｆ＿ＩＦ）の２＾Ｍ倍（Ｍは１以上の整数）の周波数に設定する。従って、直交復調器１０に供給される局部信号（Ｆ＿ＬＯ２Ｉ）と９０度位相差の局部信号生成部は、（Ｆ＿ＬＯ２Ｑ）とは、発振器８の発振信号（Ｆ＿ＸＴＬ）を２＾Ｍ分周（Ｍは１以上の整数）するだけで生成することが可能となる。従って、局部信号生成部は従来技術と比較して回路規模が小さくなる。

但し、２つの局部信号（Ｆ＿ＬＯ２ＩとＦ＿ＬＯ２Ｑ）の位相差を正確に９０度にするには、Ｍの値は２以上、すなわち分周器１３の分周数は４分周以上が望ましい。Ｍの値が１、すなわち分周器１３の分周数が２分周である場合は、発振器８の発振信号（Ｆ＿ＸＴＬ）のデューティ比が５０％に近くなるように設計し、分周器１３に立上りと立下りのエッジで動作する２つの２分周器を用いることで９０度位相差を作り出すことが可能である。

また、本実施形態の局部信号生成部は、局部信号の生成回路としてフラクショナルＮ−ＰＬＬ周波数シンセサイザ９を備えている。フラクショナルＮ−ＰＬＬ周波数シンセサイザ９は、基準とする周波数から任意の比率（小数点以下の数値を含む）で逓倍した周波数を生成できる。従って、入力された発振信号（Ｆ＿ＸＴＬ）を分周することなく基準信号として利用し、その非整数倍の信号を生成することが可能であり、基準信号からの逓倍数が小さくて良い。即ち、生成される局部信号（Ｆ＿ＬＯ１）の位相ノイズが小さくなるため、シングルコンバージョン方式の受信機は受信性能が改善される。

なお、この場合の位相ノイズの改善量Ａは、周波数チャンネル間隔が２００ｋＨｚの無線方式において、発振器８の発振周波数が４２．８ＭＨｚの場合には、式１から４６．６ｄＢとなる。

Ａ＝２０ｌｏｇ₁₀（４２．８Ｅ６／２００Ｅ３）・・・（１）
図２は、本実施形態のシングルコンバージョン方式の受信機の構成を示すブロック図である。図２のブロック図は、デジタル変調信号を取り出すためのＡＤコンバータと復号器までのデジタル変調部の構成も示した。

デジタル変調部は、Ｎ分周器である分周器１６と、ＡＤコンバータ１７及び１８と、デジタルロジック回路部１９を備えている。デジタルロジック回路部１９は、復号器２１と、自動利得制御回路２０と、を備えている。

分周器１６は、ＡＤコンバータ１７及び１８とデジタルロジック回路部１９に動作クロック（ＤＣＬＫ）を供給する。動作クロック（ＤＣＬＫ）は、発振器８の発振信号（Ｆ＿ＸＴＬ）を分周器１６でＮ分周（Ｎは正の整数）して生成される。

ＡＤコンバータ１７及び１８は、ベースバンド信号（ＢＩ２）およびベースバンド信号（ＢＱ２）をデジタルベースバンド信号（ＢＩ３）およびデジタルベースバンド信号（ＢＱ３）に変換する。復号器２１は、デジタルベースバンド信号（ＢＩ３）とデジタルベースバンド信号（ＢＱ３）を演算処理して、デジタル変調信号を取り出す。

自動利得制御回路２０（ＡＧＣ）は、受信強度を検出し、デジタルベースバンド信号（ＢＩ３）およびデジタルベースバンド信号（ＢＱ３）とから自動利得制御信号である信号ＡＧを生成する。信号ＡＧは、アンプ３とアンプ６に入力され、アンプ３とアンプ６が飽和しないように利得を制御する。

本実施形態のシングルコンバージョン方式の受信機は、ＡＤコンバータ１７及び１８とデジタルロジック回路部１９の動作クロック（ＤＣＬＫ）が、発振器８の発振信号（Ｆ＿ＸＴＬ）を分周器１６でＮ分周するだけで得られる。即ち、分周器１６は、フリップフロップで構成される計数カウンタで構成できるため、回路規模が小さく消費電力が低減される。

また、本実施形態のシングルコンバージョン方式の受信機は、変調信号のシンボルレート（シンボル周波数）をＳＲとすれば、シンボルレートＳＲを中間周波数信号（Ｆ＿ＩＦ）の２＾Ｍ／（Ｎ・Ｐ）倍（Ｐは２以上の整数）とすることが特徴である。

ＳＲ＝（Ｆ＿ＩＦ）２＾Ｍ／（Ｎ・Ｐ） ・・・（２）
例えば、バンドパスフィルタ５の中心周波数が１０．７ＭＨｚ、Ｍ＝２、Ｎ＝６４、Ｐ＝８である場合、シンボルレートＳＲは８３．５９３７５ｋＨｚ、動作クロックＤＣＬＫは６６８．７５ｋＨｚ（ＳＲの８倍）、発振器８の発振信号（Ｆ＿ＸＴＬ）は４２．８ＭＨｚ（ＳＲの５１２倍）となる。

即ち、本実施形態のシングルコンバージョン方式の受信機では、分周器１３と分周器１６の分周数は２の倍数であるため、分周器１３及び１６の回路規模が小さくできる。更に、変調のシンボルレートＳＲと動作クロック（ＤＣＬＫ）の関係が整数比になるため、復号の際にシンボルレートＳＲとＡＤコンバータ１７及び１８のサンプリング周波数の比が割り切れない小数となる場合に比べ、これを調整するための余分な演算が不要となるため、デジタルロジック回路部１９の規模が削減でき、復号に要する消費電流の低減が可能となる。

以上説明したように、本実施形態のシングルコンバージョン方式の受信機は、受信感度特性が良く、且つ回路規模の削減による製造コストの低減と消費電力の削減が可能である。

なお、本実施形態のシングルコンバージョン方式の受信機を使用する送受信機および複数台使用する送受信システムにおいても、同様の効果が得られることは自明であり、システム全体においても回路規模の削減による製造コストの低減と消費電力の削減が可能である。

１ アンテナ
２、５ バンドパスフィルタ
３、６ アンプ
４、１１、１２ ミキサ
７ 制御回路
８ 発振器
９ フラクショナルＮ−ＰＬＬ周波数シンセサイザ
１０ 直交復調器
１４、１５ ローパスフィルタ
１７、１８ ＡＤコンバータ
１９ デジタルロジック回路部
２０ 自動利得制御回路
２１ 復号器

Claims (4)

1. シングルコンバージョン方式の受信機であって、
   受信したＲＦ信号から所望の帯域だけを通過させる第１のバンドパスフィルタと、
   前記第１のバンドパスフィルタを通過したＲＦ信号を第１の中間周波数信号に変換する第１のミキサと、
   前記第１の中間周波数信号から所望の周波数チャンネルの帯域だけを通過させる第２のバンドパスフィルタと、
   前記第１の中間周波数信号をＩ相およびＱ相からなるベースバンド信号に変換する直交復調器と、
   前記第２のバンドパスフィルタの中心周波数の２＾Ｍ倍（Ｍは整数）の第１の局部信号を生成する発振器と、
   前記第１の局部信号の非整数倍の周波数の第２の局部信号を生成し、前記第２の局部信号を前記第１のミキサへ供給するフラクショナルＮ−ＰＬＬ周波数シンセサイザと、
   前記第１の局部信号を（２＾Ｍ）分周して、第３の局部信号と、前記第３の局部信号と位相が９０度異なる第４の局部信号と、を生成し、前記第３の局部信号と前記第４の局部信号を前記直交復調器に供給する第１の分周器と、
   を備えることを特徴とする受信機。
2. 前記Ｉ相のベースバンド信号をＡＤ変換して第１のデジタルベースバンド信号を出力する第１のＡＤコンバータと、
   前記Ｑ相のベースバンド信号をＡＤ変換して第２のデジタルベースバンド信号を出力する第２のＡＤコンバータと、
   前記第１の局部信号をＮ分周（Ｎは整数）した第５の局部信号を前記第１及び第２のＡＤコンバータにサンプリングクロックとして供給する第２の分周器と、
   前記第１及び第２のデジタルベースバンド信号を入力して、デジタル変調信号を出力する複合器と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
3. 前記デジタル変調信号のシンボルレートを前記第１及び第２のバンドパスフィルタの中心周波数の２＾Ｍ／（Ｎ・Ｐ）倍（ただし、Ｐは２以上の整数）とした
   ことを特徴とする請求項２に記載の受信機。
4. 請求項１から３のいずれかに記載の受信機を備えたことを特徴とする通信システム。

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