CN107040268A - 接收器以及通信系统 - Google Patents

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Abstract

接收器以及通信系统，是占用频带宽且接收灵敏度良好的单变换方式的接收器。具备：第一带通滤波器，其仅使RF信号的期望的频带通过；第一混频器，其将通过第一带通滤波器后的RF信号变换为第一中频信号；第二带通滤波器，其仅使第一中频信号的期望的频率信道的频带通过；正交解调器，其将第一中频信号变换为由I相和Q相构成的基带信号；振荡器，其生成第二带通滤波器的中心频率的2＾M倍(M是整数)的第一局部信号；分数N‑PLL频率合成器，其生成第一局部信号的非整数倍的频率的第二局部信号并提供给第一混频器；第一分频器，其对第一局部信号进行(2＾M)分频，生成第三局部信号和相位相差90度的第四局部信号并提供给正交解调器。

Description

接收器以及通信系统
技术领域
本发明涉及数字无线通信系统的接收器，更详细地说涉及单变换方式的接收器以及通信系统。
背景技术
图3是示出现有的单变换方式的接收器的结构的框图。
现有的单变换方式的接收器具备：输入所接收的RF信号的输入端子31、带通滤波器32、RF放大器33、混频器34、IF放大器35、混频器36和37、选频控制电路38、振荡器39、N分频电路40、4分频电路41以及低通滤波器42和43。
所接收的RF信号经由带通滤波器32输入至RF放大器33，仅放大期望频带的RF信号。利用选频控制电路38来控制带通滤波器32的中心频率。振荡器39输出局部信号。局部信号的频率由选频控制电路38根据RF信号的频率进行控制。混频器34使RF放大器33所输出的RF信号与振荡器39所输出的局部信号相乘。混频器34的输出经由IF放大器35进行放大，并输入至混频器36和37。
振荡器39所输出的局部信号成为RF信号的频率的4N/(4N±1)倍(N是整数)。混频器34的输出信号的频率成为RF信号的频率的1/(4N±1)倍。振荡器39所输出的局部信号输入至N分频电路40和4分频电路41，成为RF信号的频率的1/(4N±1)倍，并输入至混频器36和37。因此，利用混频器36和37进行正交检波，并将各个输出信号输出至低通滤波器42和43。然后，低通滤波器42和43去除由于相乘而产生的不需要的高次谐波成分或接收频带外的噪声成分，并作为基带信号从各个输出端子输出(例如，参照专利文献1)。
专利文献1：日本特开2001-168934号公报
发明内容
但是，现有的单变换方式的接收器具有以下这样的课题。
在从混频器34输出的已变换为中频的RF信号中，经由3阶互调而产生的失真成分的频率成为与中频相同的频率。因此，在基带中设置的窄频带的低通滤波器42和43无法去除该失真成分，所以由于该失真成分的影响导致比特错误率增加，接收特性劣化。
另外，作为振荡器39使用的PLL频率合成器需要相位比较频率(基准频率)与接收信道间隔相等。在利用了接收信道间隔例如为10kHz至几百kHz的频率信道的无线通信的情况下，因为PLL频率合成器的倍增数变大，所以局部信号的相位噪声变大。因此，还具有在该噪声的影响下比特错误率增加、接收灵敏度特性降低这样的课题。
本发明是为了解决以上这样的课题而研究出的，提供一种接收灵敏度良好的单变换方式的接收器。
为了解决上述课题，本发明的单变换方式的接收器成为以下的结构。
具备：第一带通滤波器，其仅使RF信号的期望的频带通过；第一混频器，其将通过第一带通滤波器后的RF信号变换为第一中频信号；第二带通滤波器，其仅使第一中频信号的期望的频率信道的频带通过；正交解调器，其将第一中频信号变换为由I相和Q相构成的基带信号；振荡器，其生成第二带通滤波器的中心频率的2＾M倍(M是整数)的第一局部信号；分数N-PLL频率合成器，其生成第一局部信号的非整数倍的频率的第二局部信号，并将第二局部信号提供给第一混频器；以及第一分频器，其对第一局部信号进行(2＾M)分频，生成第三局部信号和相位与第三局部信号相差90度的第四局部信号并提供给正交解调器。
根据本发明的单变换方式的接收器，能够防止由于在混频器中产生的互调失真的影响而造成的接收灵敏度特性的劣化。
而且，通过采用分数N-PLL频率合成器，来改善相位噪声，由此接收灵敏度特性提高。此外，还缓和了带通滤波器的衰减特性，利用阶数低的滤波器即可，所以电路规模变小，还削减了功耗。
而且，可通过将调制信号的符号率SR设为中心频率F＿IF的(2＾M)/(N·P)倍(P为2以上的整数)，来减少解调时的运算量，所以能够获得进行该处理的数字电路的规模与功耗的削减效果。
附图说明
图1是示出本实施方式的单变换方式的接收器的结构的框图。
图2是示出本实施方式的单变换方式的接收器的结构的框图。
图3是是示出现有的单变换方式的接收器的结构的框图。
标号说明
1：天线；2、5：带通滤波器；3、6：放大器；4、11、12：混频器；7：控制电路；8：振荡器；9：分数N-PLL频率合成器；10：正交解调器；14、15：低通滤波器；17、18：AD变换器；19：数字逻辑电路部；20：自动增益控制电路；21：解码器。
具体实施方式
本发明的单变换方式的接收器假设被应用于数字无线通信系统的接收部，该数字无线通信系统利用占用频带及其间隔为几十kHz至几百kHz的频率信道，并使用通信速率为几十kbps至几百kbps的FSK调制或PSK调制。具体地说，适合无线传感器网络等传送的信息量小的无线系统。
以下，参照附图来说明本实施方式的单变换方式的接收器。在各附图中对相同的要素赋予同一标号，省略重复的说明。
图1是示出本实施方式的单变换方式的接收器的结构的框图。
本实施方式的单变换方式的接收器具备：作为第一带通滤波器的带通滤波器2、作为低噪声放大器的放大器3、混频器4、作为第二带通滤波器的带通滤波器5、作为中频放大器的放大器6、控制电路7、振荡器8、分数N-PLL频率合成器9、具备作为I相频率混频器的混频器11和作为Q相频率混频器的混频器12的正交解调器10、作为2＾M分频器的分频器13、以及作为基带接收滤波器的低通滤波器14和15。
带通滤波器2的输入端子连接天线1，输出端子与放大器3的输入端子进行连接。混频器4的输入端子连接放大器3的输出端子和分数N-PLL频率合成器9的输出端子。带通滤波器5的输入端子连接混频器4的输出端子，输出端子与放大器6的输入端子连接。正交解调器10的输入端子与放大器6的输出端子和分频器13的输出端子连接，两个输出端子分别与低通滤波器14和15连接。分数N-PLL频率合成器9连接控制电路7和振荡器8。分频器13连接振荡器8。
接着，参照图1，说明本实施方式的单变换方式的接收器的动作。
对本实施方式的单变换方式的接收器的将由天线1接收到的RF信号变换为基带信号的信号路径的动作进行说明。
由天线1接收到的RF信号(F＿RF1)被带通滤波器2仅选择期望的接收频带而成为RF信号(F＿RF2)。通过带通滤波器2后的RF信号(R＿RF2)经由放大器3进行放大，并通过混频器4变换为中频信号(F＿IF1)。
在混频器4的后级设置有仅使接收信道的占用频带通过的窄频带的带通滤波器5，以避免由于混调制导致的接收灵敏度降低。设置有该带通滤波器5的情况可以说是本发明的接收器中的第一特征。带通滤波器5仅使接收信道的信号通过，完全去除可能成为与中频信号(F＿IF)隔开失谐频率Δ与2Δ的关系的相邻信道的频率成分，因此能够抑制基于其后级的放大器6以及正交解调器10的非线性的混调制，提高接收灵敏度特性。
带通滤波器5只要是中心频率处于几十MHz的区域、通带宽度为几十kHz至几百kHz的衰减特性良好的滤波器既可，并不被滤波器的型号或特定的频率所限定。
通过带通滤波器5的中频信号(F＿IF2)经由放大器6进行放大，成为中频信号(F＿IF3)，并由正交解调器10变换为基带信号(BI1)以及基带信号(BQ1)。基带信号(BI1)以及基带信号(BQ1)分别通过低通滤波器14以及15而被变换为基带信号(BI2)和基带信号(BQ2)。
此时，基带信号(BI1)和基带信号(BQ1)虽然包含中频信号(F＿IF3)的频率与局部信号(F＿LO2I)或局部信号(F＿LO2Q)的频率之和的成分、即中频信号的2倍成分，但在之前通过带通滤波器5的阶段完全去除了成为妨碍的相邻信道的成分。因此，低通滤波器14以及15仅使中频的2倍成分衰减既可，所以能够采用低阶的低通滤波器。
在未设置带通滤波器5的现有的单变换方式的接收器中，正交解调器的后级的低通滤波器起到去除相邻信道的作用。因此，低通滤波器需要是截止频率与基带信号的占用频宽相同、且衰减特性优异以去除相邻信道的影响的高阶的低通滤波器，从而导致电路规模较大。
因此，本实施方式的单变换方式的接收器通过在中频的阶段采用窄频带的带通滤波器，而使得基带的低通滤波器具有与现有方式相比能够大幅削减面积的优点。
接着，说明本实施方式的单变换方式的接收器的局部信号生成部的动作，该局部信号生成部生成在将RF信号变换为中频信号时采用的局部信号。
振荡器8输出带通滤波器5的中频信号(F＿IF)的频率的2＾M倍(M是1以上的整数)的频率的振荡信号(F＿XTL)。将振荡信号(F＿XTL)输入至分数N-PLL频率合成器9和分频器13。控制电路7对分数N-PLL频率合成器9输出用于设定频率的控制信号(分频数数据)。
分数N-PLL频率合成器9根据所输入的振荡信号(F＿XTL)和分频数数据而输出局部信号(F＿LO1)。混频器4将通过局部信号(F＿LO1)放大后的RF信号(F＿RF2)变换为中频信号(F＿IF1)。
分频器13对所输入的振荡信号(F＿XTL)进行2＾M分频(M是1以上的整数)，输出局部信号(F＿LO2I)和90度相位差的局部信号(F＿LO2Q)。正交解调器10将中频信号(F＿IF3)、局部信号(F＿LO2I)以及局部信号(F＿LO2Q)分别通过混频器11以及12变换为基带信号(BI1)以及基带信号(BQ1)并输出。
本实施方式的局部信号生成部将振荡器8的振荡信号(F＿XTL)的振荡频率设定为中频信号(F＿IF)的2＾M倍(M是1以上的整数)的频率。因此，提供到正交解调器10的局部信号(F＿LO2I)和90度相位差的局部信号(F＿LO2Q)仅通过对振荡器8的振荡信号(F＿XTL)进行2＾M分频(M是1以上的整数)就能够生成。因此，与现有技术相比，局部信号生成部的电路规模变小。
但是，为了使两个局部信号(F＿LO2I和F＿LO2Q)的相位差准确地成为90度，而期望M的值是2以上、即分频器13的分频数是4分频以上。在M的值是1即分频器13的分频数是2分频的情况下，通过设计为振荡器8的振荡信号(F＿XTL)的占空比接近于50％，且分频器13采用在上升沿与下降沿进行动作的两个2分频器，能够形成90度相位差。
另外，本实施方式的局部信号生成部具备分数N-PLL频率合成器9，作为局部信号的生成电路。分数N-PLL频率合成器9可生成从作为基准的频率起以任意的比率(包含小数点以下的数值)倍增而得的频率。因此，不对所输入的振荡信号(F＿XTL)进行分频，而将其作为基准信号进行利用，能够生成其非整数倍的信号，可减小从基准信号起的倍增数。即，因为所生成的局部信号(F＿LO1)的相位噪声变小，所以单变换方式的接收器能够改善接收性能。
另外，在频率信道间隔是200kHz的无线方式中振荡器8的振荡频率是42.8MHz的情况下，此时的相位噪声的改善量A根据公式1而成为46.6dB。
A＝20log10(42.8E6/200E3)···(1)
图2是示出本实施方式的单变换方式的接收器的结构的框图。图2的框图还示出了到用于提取数字调制信号的AD变换器和解码器为止的数字调制部的结构。
数字调制部具备作为N分频器的分频器16、AD变换器17以及18和数字逻辑电路部19。数字逻辑电路部19具备解码器21和自动增益控制电路20。
分频器16对AD变换器17以及18和数字逻辑电路部19供给工作时钟(DCLK)。利用分频器16对振荡器8的振荡信号(F＿XTL)进行N分频(N是正整数)，来生成工作时钟(DCLK)。
AD变换器17以及18将基带信号(BI2)以及基带信号(BQ2)变换为数字基带信号(BI3)以及数字基带信号(BQ3)。解码器21对数字基带信号(BI3)和数字基带信号(BQ3)进行运算处理，来提取数字调制信号。
自动增益控制电路20(AGC)检测接收强度，根据数字基带信号(BI3)以及数字基带信号(BQ3)来生成作为自动增益控制信号的信号AG。将信号AG输入至放大器3和放大器6，并以使放大器3与放大器6不饱和的方式控制增益。
本实施方式的单变换方式的接收器仅利用分频器16对振荡器8的振荡信号(F＿XTL)进行N分频，就能够获得AD变换器17以及18和数字逻辑电路部19的工作时钟(DCLK)。即，分频器16可利用由触发器构成的计数器构成，因此电路规模小且降低功耗。
另外，本实施方式的单变换方式的接收器的特征在于，如果设调制信号的符号率(符号频率)为SR，则将符号率SR设为中频信号(F＿IF)的2＾M/(N·P)倍(P是2以上的整数)。
SR＝(F IF)2＾M/(N·P)···(2)
例如，在带通滤波器5的中心频率是10.7MHz、M＝2、N＝64、P＝8的情况下，符号率SR为83.59375kHz，工作时钟DCLK为668.75kHz(SR的8倍)，振荡器8的振荡信号(F＿XTL)为42.8MHz(SR的512倍)。
即，在本实施方式的单变换方式的接收器中，因为分频器13与分频器16的分频数是2的倍数，所以可减小分频器13以及16的电路规模。而且，因为调制的符号率SR与工作时钟(DCLK)的关系成为整数比，所以相比于在解码时符号率SR与AD变换器17以及18的采样频率之比成为不被除尽的小数的情况，不需要用于对其进行调整的多余运算，因此能够削减数字逻辑电路部19的规模，能够降低解码所需的消耗电流。
如以上所说明的那样，本实施方式的单变换方式的接收器的接收灵敏度特性良好，且能够通过削减电路规模来降低制造成本以及削减功耗。
此外，在使用本实施方式的单变换方式的接收器的收发器以及使用多台收发器的收发系统中，显然也能够获得同样的效果，在整个系统中都能够通过削减电路规模来降低制造成本以及削减功耗。

Claims (4)

1.一种接收器，其是单变换方式的接收器，该接收器的特征在于，具备：
第一带通滤波器，其仅使所接收的RF信号的期望的频带通过；
第一混频器，其将通过所述第一带通滤波器后的RF信号变换为第一中频信号；
第二带通滤波器，其仅使所述第一中频信号的期望的频率信道的频带通过；
正交解调器，其将所述第一中频信号变换为由I相和Q相构成的基带信号；
振荡器，其生成所述第二带通滤波器的中心频率的2＾M倍的第一局部信号，这里，M是整数；
分数N-PLL频率合成器，其生成所述第一局部信号的非整数倍的频率的第二局部信号，并将所述第二局部信号提供给所述第一混频器；以及
第一分频器，其对所述第一局部信号进行2＾M分频，生成第三局部信号和相位与所述第三局部信号相差90度的第四局部信号，并将所述第三局部信号和所述第四局部信号提供给所述正交解调器。
2.根据权利要求1所述的接收器，其特征在于，具备：
第一AD变换器，其对所述I相的基带信号进行AD变换，输出第一数字基带信号；
第二AD变换器，其对所述Q相的基带信号进行AD变换，输出第二数字基带信号；
第二分频器，其将对所述第一局部信号进行N分频而得的第五局部信号作为采样时钟提供给所述第一AD变换器和所述第二AD变换器，这里，N是整数；以及
解码器，其输入所述第一数字基带信号和所述第二数字基带信号，并输出数字调制信号。
3.根据权利要求2所述的接收器，其特征在于，
使所述数字调制信号的符号率成为所述第一带通滤波器和所述第二带通滤波器的中心频率的2＾M/(N·P)倍，其中，P是2以上的整数。
4.一种通信系统，其特征在于，该通信系统具备权利要求1～3中的任意一项所述的接收器。
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