CN111211737A - 高谐波抑制比混频电路 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种高谐波抑制比混频电路，包括：多相位生成模块，接收第一输入信号并产生八路相位差45°的第一组方波信号；正交相位生成模块，接收第二输入信号并产生四路相位差90°的第二组方波信号；谐波抑制模块，连接于所述正交相位生成模块的输出端，用于滤除所述第二组方波信号中的高频谐波成分；混频模块，连接于所述多相位生成模块及所述谐波抑制模块的输出端，用于将所述多相位生成模块及所述谐波抑制模块的输出信号进行混频。本发明的高谐波抑制比混频电路在多相位混频基础上加入谐波抑制模块，在输入端滤除信号的高次谐波成分，从而提高了输出信号的谐波抑制比。

Description

高谐波抑制比混频电路
技术领域
本发明涉及无线通信技术领域，特别是涉及一种高谐波抑制比混频电路。
背景技术
近些年来，随着便携式设备的发展以及消费场景的增加，人们对于各种无线产品的需求也越来越高，而混频器在无线收发机中一直占据着十分重要的地位。在发射端，混频器承担着将中频信号上变频至射频频段的作用，由此使得天线尺寸更小，设备更具便携性；在接收端，混频器需要将有用信号从射频频段下变频至中频频段，经过数模转换操作，这样的信号更有利于使用现有的强大的数字信号处理能力对接收到的信号进行分析处理，较低的中频也降低了模拟电路的设计难度；在时钟网络中，随着无线应用场景的丰富，WIFI，蓝牙，GPS等满足各种不同协议的收发机需要集成在同一块芯片上，这就要求更为复杂的本地振荡器频率，混频器在这里也扮演着十分重要的角色，另一方面，为了避免大功率应用场景下芯片内部的互相干扰，使用混频器产生非整数倍的上/下混频早已成为行业中常用的时钟产生方案。所以，不论是在发射、接收还是频率综合模块，是否能设计出高性能的混频器都有着十分重要的意义。
长久以来，人们都将镜像抑制作为衡量混频器性能的一个非常重要的指标，却常常忽略了高次谐波对信号质量的恶化，在收发机中，中频越低，高次谐波干扰离所需求的谱线更近，而在频率综合模块中也有着同样的问题，而作为上/下混频的本地振荡信号，它的恶化将更进一步恶化发射机与接收机的性能，所以高次谐波的抑制能力在设计高性能混频器的过程中又是必须要解决的一个十分棘手的问题。
因此，提出一种能解决输出信号中高次谐波成分的混频器，已成为本领域技术人员亟待解决的问题之一。
发明内容
鉴于以上所述现有技术的缺点，本发明的目的在于提供一种高谐波抑制比混频电路，用于解决现有技术中混频器输出信号中高次谐波成分对信号质量产生影响的问题。
为实现上述目的及其他相关目的，本发明提供一种高谐波抑制比混频电路，所述高谐波抑制比混频电路至少包括：
多相位生成模块，接收第一输入信号并产生八路相位差45°的第一组方波信号；
正交相位生成模块，接收第二输入信号并产生四路相位差90°的第二组方波信号；
谐波抑制模块，连接于所述正交相位生成模块的输出端，用于滤除所述第二组方波信号中的高频谐波成分；
混频模块，连接于所述多相位生成模块及所述谐波抑制模块的输出端，用于将所述多相位生成模块及所述谐波抑制模块的输出信号进行混频。
可选地，所述第一组方波信号为所述第一输入信号的同频信号或分频信号。
可选地，所述多相位生成模块包括第一限幅放大单元及第一分频单元；所述第一限幅放大单元接收所述第一输入信号，将所述第一输入信号放大为满摆幅信号；所述第一分频单元连接于所述第一限幅放大单元的输出端，对所述第一限幅放大单元的输出信号进行分频。
更可选地，所述第一输入信号为差分信号。
可选地，所述第二组方波信号为所述第二输入信号的同频信号或分频信号。
可选地，所述正交相位生成模块包括第二限幅放大单元及第二分频单元；所述第二限幅放大单元接收所述第二输入信号，将所述第二输入信号放大为满摆幅信号；所述第二分频单元连接于所述第二限幅放大单元的输出端，对所述第二限幅放大单元的输出信号进行分频。
更可选地，所述第二输入信号为差分信号。
可选地，所述谐波抑制模块包括低通滤波单元。
可选地，所述混频模块包括吉尔伯特混频单元。
更可选地，所述吉尔伯特混频单元包括三组尾电流比例为
Figure BDA0002398632890000021
的子单元。
如上所述，本发明的高谐波抑制比混频电路，具有以下有益效果：
本发明的高谐波抑制比混频电路在多相位混频基础上加入谐波抑制模块，在输入端滤除信号的高次谐波成分，从而提高了输出信号的谐波抑制比。
附图说明
图1显示为本发明的高谐波抑制比混频电路的结构示意图。
图2显示为本发明的多相位生成模块的结构示意图。
图3显示为本发明的正交相位生成模块的结构示意图。
图4显示为本发明的谐波抑制模块的结构示意图。
图5显示为本发明的吉尔伯特混频单元的结构示意图。
元件标号说明
1 高谐波抑制比混频电路
11 多相位生成模块
111 第一限幅放大单元
112 第一分频单元
12 正交相位生成模块
121 第二限幅放大单元
122 第二分频单元
13 谐波抑制模块
14 混频模块
141 吉尔伯特混频单元
1411 第一子单元
1412 第二子单元
1413 第三子单元
具体实施方式
以下通过特定的具体实例说明本发明的实施方式，本领域技术人员可由本说明书所揭露的内容轻易地了解本发明的其他优点与功效。本发明还可以通过另外不同的具体实施方式加以实施或应用，本说明书中的各项细节也可以基于不同观点与应用，在没有背离本发明的精神下进行各种修饰或改变。
请参阅图1～图5。需要说明的是，本实施例中所提供的图示仅以示意方式说明本发明的基本构想，遂图式中仅显示与本发明中有关的组件而非按照实际实施时的组件数目、形状及尺寸绘制，其实际实施时各组件的型态、数量及比例可为一种随意的改变，且其组件布局型态也可能更为复杂。
在实际电路应用中，无论是何种信号都不会是理想的单音信号，如果存在高次谐波，则会恶化混频器的输出信号质量，以发射机中的上混频器为例，本振信号存在高次谐波，则：
Figure BDA0002398632890000031
其中，α1为本振信号基波经非线性电路后的放大系数，α3为本振三次谐波经非线性电路后的放大系数，A1为本振基波幅度，A3为本振三次谐波幅度，ω1为本振频率，ω2为基带信号频率，上式中，第一项为希望得到的结果，而第二项是本振与基带信号的四次交调结果，该项会使输出结果发生恶化。上式中仅考虑了本振信号的高次谐波，若基带信号中高次谐波同时在计算中加以考虑，不难得出，最后的结果中将会包含(3ω2-ω1)项，一般而言，基带信号频率较低，则(3ω2-ω1)项将非常接近ω1，片上LC网络无法对其进行滤除，将会对输出信号产生很大恶化。该情况在本振产生电路中同样严峻，可能会使得产生的本振信号完全失真，加上后端缓冲器的作用，失真效果将更加明显。
如图1所示，本发明提供一种高谐波抑制比混频电路1，所述高谐波抑制比混频电路1包括：多相位生成模块11、正交相位生成模块12、谐波抑制模块13及混频模块14。
如图1所示，所述多相位生成模块11接收第一输入信号并产生八路相位差45°的第一组方波信号。
具体地，所述多相位生成模块11提取第一输入信号的信号频率，并产生与之同频或分频的、相位相差45°的八路方波信号。在本实施例中，所述第一组方波信号的相位分别为0°、45°、90°、135°、180°、225°、270°、315°。
具体地，如图2所示，在本实施例中，所述多相位生成模块11包括第一限幅放大单元111及第一分频单元112。所述第一限幅放大单元111接收所述第一输入信号，将所述第一输入信号放大为满摆幅信号。所述第一分频单元112连接于所述第一限幅放大单元111的输出端，对所述第一限幅放大单元111的输出信号进行分频。作为示例，所述第一输入信号为差分信号、频率为f1，所述第一分频单元112为四分频器，将两路信号通过四分频得到八路信号。
需要说明的是，所述第一输入信号也可以是一路信号，通过八分频获得八路信号。
如图1所示，所述正交相位生成模块12接收第二输入信号并产生四路相位差90°的第二组方波信号。
具体地，所述正交相位生成模块12提取所述第二输入信号的信号频率，并产生与之同频或分频的，相位相差90°的四路方波信号。在本实施例中，所述第二组方波信号的相位分别为0°、90°、180°、270°。
具体地，如图3所示，在本实施例中，所述正交相位生成模块12包括第二限幅放大单元121及第二分频单元122。所述第二限幅放大单元121接收所述第二输入信号，将所述第二输入信号放大为满摆幅信号。所述第二分频单元122连接于所述第二限幅放大单元121的输出端，对所述第二限幅放大单元121的输出信号进行分频。作为示例，所述第二输入信号为差分信号、频率为f2，所述第二分频单元122为二分频器，将两路信号通过二分频得到四路信号。
需要说明的是，所述第二输入信号也可以是一路信号，通过四分频获得四路信号。
如图1所示，所述谐波抑制模块13连接于所述正交相位生成模块12的输出端，用于滤除所述第二组方波信号中的高频谐波成分。
具体地，所述谐波抑制模块13将所述正交相位生成模块12输出的相位相差90度的四路方波信号中高频谐波滤除，并输出四路只包含基频的相位差90°的同频或分频信号，以此抑制所述正交相位生成模块12的输出信号中的高频谐波成分；所述谐波抑制模块13是抑制射频混频器4次交调信号的关键模块。
具体地，如图4所示，在本实施例中，所述谐波抑制模块13包括低通滤波单元131，所述低通滤波单元131包括四路低通滤波器，分别对所述正交相位生成模块12输出的四路信号进行低通滤波。
如图1所示，所述混频模块14连接于所述多相位生成模块11及所述谐波抑制模块13的输出端，将所述多相位生成模块11及所述谐波抑制模块13的输出信号进行混频。
具体地，所述混频模块14用于实现上变频或下变频。如图5所示，在本实施例中，所述混频模块14包括吉尔伯特混频单元141，所述吉尔伯特混频单元141包括三组尾电流比例为
Figure BDA0002398632890000051
的子单元，分别记为第一子单元1411，第二子单元1412，第三子单元1413；所述第一子单元1411，所述第二子单元1412及所述第三子单元1413的尾电流比为
Figure BDA0002398632890000052
具体地，各子单元包括第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七、第八、第九、第十、第十一及第十二晶体管，以及第一、第二电流源；所述第三晶体管N3及所述第四晶体管N4构成差分对管，栅极作为第一本振差分信号输入端，所述第三晶体管N3的漏极连接并联的电感L与电容C的第一端，所述第四晶体管N4的漏极连接并联的电感L与电容C的第二端，所述第三晶体管N3及所述第四晶体管N4的源端连接所述第一晶体管N1的漏极；所述第五晶体管N5、所述第六晶体管N6及所述第二晶体管N2的连接关系与所述第三晶体管N3、第四晶体管N4及所述第一晶体管N1的连接关系相同，在此不一一赘述；所述第一晶体管N1及所述第二晶体管N2构成差分对管，栅极作为第一射频差分信号输入端，所述第一晶体管N1及所述第二晶体管N2的源极连接所述第一电流源I1的一端，所述第一电流源I1的另一端接地；所述第七晶体管N7、所述第八晶体管N8、所述第九晶体管N9、所述第十晶体管N10、所述第十一晶体管N11、所述第十二晶体管N12及所述第二电流源I2的连接关系相同，在此不一一赘述；所述第九晶体管N9、所述第十晶体管N10、所述第十一晶体管N11、所述第十二晶体管N12的栅极分别作为第二本振差分信号输入端，所述第七晶体管N7及所述第八晶体管N8的栅极分别作为第二射频差分信号输入端，流经所述第一电流源I1及所述第二电流源I2的电流相同。其中，所述第一子单元1411的第一本振差分信号输入端接收所述第一组方波信号中相位为135°及315°的信号；第二本振差分信号输入端接收所述第一组方波信号中相位为45°及225°的信号；第一射频差分信号输入端接收第一差分信号RF_IP及RF_IN，第二射频差分信号输入端接收第二差分信号RF_QP及RF_QN，第一差分信号与第二差分信号为正交信号，分别为所述第二组方波信号中相位相差90°的四路信号，可根据实际需要设置具体相位与输入端的连接关系。所述第二子单元1412的第一本振差分信号输入端接收所述第一组方波信号中相位为180°及0°的信号；第二本振差分信号输入端接收所述第一组方波信号中相位为90°及270°的信号；第一射频差分信号输入端接收第一差分信号RF_IP及RF_IN，第二射频差分信号输入端接收第二差分信号RF_QP及RF_QN。所述第三子单元1413的第一本振差分信号输入端接收所述第一组方波信号中相位为225°及45°的信号；第二本振差分信号输入端接收所述第一组方波信号中相位为135°及315°的信号；第一射频差分信号输入端接收第一差分信号RF_IP及RF_IN，第二射频差分信号输入端接收第二差分信号RF_QP及RF_QN。
需要说明的是，所述吉尔伯特混频单元141的结构、器件类型仅作为示例，在实际应用中，任意能实现混频功能的混频模块均适用于本发明。
所述高谐波抑制比混频电路的工作原理如下：
所述第一输入信号输入所述多相位生成模块11后首先经过限幅放大器放大成满摆幅信号，再经过四分频器产生相位分别为0°、45°、90°、135°、180°、225°、270°、315°的八路方波信号，作为所述混频模块14的一组输入。所述第二输入信号输入所述正交相位生成模块12后首先经过限幅放大器生成满摆幅信号，再经过二分频器产生相位分别为0°、90°、180°、270°的四路方波信号；所述正交相位生成模块12输出的四路方波信号在所述谐波抑制模块13中被低通滤波器滤除高次谐波，只保留基次谐波，作为所述混频模块14的另一组输入。在所述混频模块14中，两组信号完成上混频或者下混频，由于在所述谐波抑制模块13中滤除了信号中的高频分量，所以该结构在实现传统混频功能的同时还可以具有更高的谐波抑制比。
本发明的核心在于提出一种高谐波抑制比混频电路，不仅可以抑制镜像频率，更可以抑制高次谐波。
综上所述，本发明提供一种高谐波抑制比混频电路，包括：多相位生成模块，接收第一输入信号并产生八路相位差45°的第一组方波信号；正交相位生成模块，接收第二输入信号并产生四路相位差90°的第二组方波信号；谐波抑制模块，连接于所述正交相位生成模块的输出端，用于滤除所述第二组方波信号中的高频谐波成分；混频模块，连接于所述多相位生成模块及所述谐波抑制模块的输出端，用于将所述多相位生成模块及所述谐波抑制模块的输出信号进行混频。本发明的高谐波抑制比混频电路在多相位混频基础上加入谐波抑制模块，在输入端滤除信号的高次谐波成分，从而提高了输出信号的谐波抑制比。所以，本发明有效克服了现有技术中的种种缺点而具高度产业利用价值。
上述实施例仅例示性说明本发明的原理及其功效，而非用于限制本发明。任何熟悉此技术的人士皆可在不违背本发明的精神及范畴下，对上述实施例进行修饰或改变。因此，举凡所属技术领域中具有通常知识者在未脱离本发明所揭示的精神与技术思想下所完成的一切等效修饰或改变，仍应由本发明的权利要求所涵盖。

Claims (10)

1.一种高谐波抑制比混频电路，其特征在于，所述高谐波抑制比混频电路至少包括：
多相位生成模块，接收第一输入信号并产生八路相位差45°的第一组方波信号；
正交相位生成模块，接收第二输入信号并产生四路相位差90°的第二组方波信号；
谐波抑制模块，连接于所述正交相位生成模块的输出端，用于滤除所述第二组方波信号中的高频谐波成分；
混频模块，连接于所述多相位生成模块及所述谐波抑制模块的输出端，用于将所述多相位生成模块及所述谐波抑制模块的输出信号进行混频。
2.根据权利要求1所述的高谐波抑制比混频电路，其特征在于：所述第一组方波信号为所述第一输入信号的同频信号或分频信号。
3.根据权利要求1所述的高谐波抑制比混频电路，其特征在于：所述多相位生成模块包括第一限幅放大单元及第一分频单元；所述第一限幅放大单元接收所述第一输入信号，将所述第一输入信号放大为满摆幅信号；所述第一分频单元连接于所述第一限幅放大单元的输出端，对所述第一限幅放大单元的输出信号进行分频。
4.根据权利要求1～3任意一项所述的高谐波抑制比混频电路，其特征在于：所述第一输入信号为差分信号。
5.根据权利要求1所述的高谐波抑制比混频电路，其特征在于：所述第二组方波信号为所述第二输入信号的同频信号或分频信号。
6.根据权利要求1所述的高谐波抑制比混频电路，其特征在于：所述正交相位生成模块包括第二限幅放大单元及第二分频单元；所述第二限幅放大单元接收所述第二输入信号，将所述第二输入信号放大为满摆幅信号；所述第二分频单元连接于所述第二限幅放大单元的输出端，对所述第二限幅放大单元的输出信号进行分频。
7.根据权利要求1、5或6任意一项所述的高谐波抑制比混频电路，其特征在于：所述第二输入信号为差分信号。
8.根据权利要求1所述的高谐波抑制比混频电路，其特征在于：所述谐波抑制模块包括低通滤波单元。
9.根据权利要求1所述的高谐波抑制比混频电路，其特征在于：所述混频模块包括吉尔伯特混频单元。
10.根据权利要求9所述的高谐波抑制比混频电路，其特征在于：所述吉尔伯特混频单元包括三组尾电流比例为
Figure FDA0002398632880000021
的子单元。
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