KR101240044B1 - 고조파 배제 믹서를 구현하기 위한 시스템 및 방법 - Google Patents

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Abstract

고조파 배제 믹서를 위한 로컬 오실레이터(LO) 신호들 생성 시스템 및 방법의 다양한 실시예들이 제공된다. 일 실시예는 고조파 배제 믹서를 위한 로컬 오실레이터(LO) 신호들 생성 시스템이다. 하나의 그러한 시스템은 로컬 오실레이터, N분주 주파수 분주기, 3분주 주파수 분주기 및 고조파 배제 믹서를 포함한다. 로컬 오실레이터는 참조 주파수 신호를 제공하도록 구성된다. N분주 주파수 분주기는 값 N에 의해 참조 주파수 신호를 분주하고 출력 신호를 제공하도록 구성된다. 3분주 주파수 분주기는 N분주 주파수 분주기의 출력 신호를 수신하여 세 개의 위상차 신호들로 출력신호를 분주한다. 고조파 배제 믹서는 세 개의 위상차 신호들을 수신하고 제3 고조파를 제거하도록 구성된다.

Description

고조파 배제 믹서를 구현하기 위한 시스템 및 방법{SYSTEMS AND METHODS FOR IMPLEMENTING A HARMONIC REJECTION MIXER}
무선 주파수(RF) 송신기들은 휴대형 통신 장치들, 휴대용 전화기들, 개인용 디지털 보조기들(PDAs) 및 다른 통신 장치들과 같은 많은 일방향 및 양방향 통신 장치들에서 발견된다. RF 송신기는 그것이 동작하는 특정 통신 시스템에 의해 지시된 어떠한 통신 방법론을 사용하여 송신한다. RF 송신기들은 복수의 주파수 대역들에서 목소리 또는 데이터의 송신을 지원하는 장치들로 흔히 통합된다. 그러한 RF 송신기들은 일반적으로 장치의 송신 주파수를 제어하기 위하여 업컨버젼(upconversion) 프로세스를 사용한다. 일반적으로, 업컨버젼 과정은 높은 주파수 캐리어 신호 상에 기저 대역 정보를 중첩하는(super-imposing) 것을 포함한다.
일반적으로, 업컨버터는 기저 대역 신호 또는 중간 주파수 신호{예를 들어, 로컬 오실레이터 (LO) 신호}를 RF 신호로 업컨버트(upconvert)하는 하나 이상의 믹서들을 사용한다. 업컨버터 내에서 사용되는 종래의 믹서의 중대한 문제는 그것이 바람직하지 못한 잡음을 생성하는 것이다. 잡음을 억제하기 위하여, 로컬 오실레이터(LO) 신호는 정현파 신호 대신 구형파가 적용되거나, 하드-스위치(hard-switched)될 수 있다. 그 결과, 출력 신호는 중간 주파수(ωLO) 근처의 변조 신호 및 제3, 제5 및 제7 고조파와 같은, 홀수 고조파에서 원하지 않은 고조파들을 포함할 수 있다. 이러한 고조파들은, 예를 들어 송신 마스크 요구조건들을 위반하거나, 송신된 출력 신호가 비선형 작동 특성을 가질 수 있는 전력 증폭기들 또는 출력 버퍼들을 통과할 때 그것의 뒤틀림을 유발할 수 있는, 원하지 않는 의사 전력(spurious power)을 생성한다. 따라서 이러한 고조파들을 배제하는 것이 바람직하다.
종래의 믹서에서, ωLO를 전달하지만 홀수 고조파들(예를 들어, 3ωLO, 5ωLO)을 배제하는 것은 상대적으로 높은-Q 필터(relatively high-Q filter)를 일반적으로 요구한다. 필터 요구조건은 고조파 배제 믹서(harmonic rejection mixer; HRM)를 사용하여 단순화될 수 있다. 일반적 제3 고조파 배제 믹서는 서로 간에 0, 60, 90 및 150 도의 위상차를 갖는 로컬 오실레이터(LO) 주파수에서 정현파 신호들을 리미터를 통과해 전달하거나, 스퀘어링하여 네 신호들(A0°, A60°, A90°, A150°)을 획득한다. 정현파 신호들은 위상 편이를 감지하는 저항-캐패시터(resistive-capacitive; RC) 섹션들을 포함할 수 있는 다위상 필터들을 이용하여 일반적으로 생성된다. 그러나 다위상 필터들은 부피가 크고, 대역폭이 좁으며, 많은 전력을 소모한다.
따라서 고조파 배제 송신기의 구현을 위한 향상된 시스템 및 방법에 대한 필요성이 있다.
고조파 배제 믹서를 구현하기 위한 시스템과 방법의 다양한 실시예들이 제공된다. 일 실시예는 고조파 배제 믹서를 위해 로컬 오실레이터(LO) 신호들을 생성하는 시스템이다. 하나의 그러한 시스템은 로컬 오실레이터, N분주 주파수 분주기(divide-by-N frequency divider), 3분주 주파수 분주기 및 고조파 배제 믹서를 포함한다. 로컬 오실레이터는 참조 주파수 신호를 제공하게 된다. N분주 주파수 분주기는 값 N에 의해 참조 주파수 신호를 분주하고 출력 신호를 제공하게 된다. 3분주 주파수 분주기는 N분주 주파수 분주기의 출력 신호를 수신하고 출력 신호를 세 개의 위상차 신호들(three phase-offset signals)로 분주하게 된다. 고조파 배제 믹서는 세 개의 위상차 신호들을 수신하고 제3 고조파를 배제하게 된다.
이하의 도면과 상세한 설명은 완벽(exhaustive)하지 않다. 개시된 실시예들은 당업자가 본 발명을 생산 및 사용(make and use) 가능하도록 묘사되고 설명되었다. 다른 실시예들에서, 본 발명의 이점 및 특징은 이하의 도면과 상세한 설명의 검토를 통해 당업자에게 명백하고 자명해질 것이다. 모든 그러한 부가적인 실시예들, 특징들 및 이점들은 첨부된 청구항에 규정된 바와 같이 개시된 시스템 및 방법의 범위 내에 포함된다.
도면 내의 구성요소들은 반드시 실제 크기일 필요는 없으며, 대신 본 발명의 원리를 명확히 설명하도록 강조된다. 또한, 도면에서 참조 번호들은 상이한 도면 전체에 걸쳐 대응되는 부분들을 가리킨다.
도 1은 고조파 배제 송신기를 포함하는 단순화된 휴대용 송수신기를 도시한 블록도.
도 2는 도 1의 송신기 내의 고조파 배제 믹서를 위한 로컬 오실레이터(LO) 신호들을 생성하는 시스템 및 방법의 실시예를 도시한 개략도.
도 3은 도 2의 고조파 배제 믹서의 실시예를 도시한 개략도.
도 4는 3분주 주파수 분주기의 출력 신호들을 도시한 타이밍도.
도 5는 도 3의 고조파 배제 믹서의 상부 믹서 부분의 개략도.
도 6은 도 5에 도시된 상부 믹서 부분의 실시예의 회로도.
도 7은 도 1의 송신기 내의 고조파 배제 믹서를 위한 로컬 오실레이터(LO) 신호들을 생성하는 시스템 및 방법의 또 다른 실시예를 도시한 개략도.
도 8은 도 7의 시스템을 위한 로컬 오실레이터(LO) 신호 생성을 도시하는 단순화된 블록도.
도 9는 도 8의 위상 재결합기(phase recombiner) 내의 신호 C45 °를 생성하는 회로의 일 실시예를 도시한 개략도.
도 10은 수신 믹서 내 고조파 배제 구조를 구현하기 위한 시스템의 일 실시예를 도시한 블록도.
고조파 배제 믹서(HRM)를 위해 로컬 오실레이터(LO) 신호를 생성하는 시스템 및 방법의 다양한 예시적 실시예들이 이동 통신을 위한 글로벌 시스템(global system for mobile communications; GSM) 통신 시스템 내의 휴대용 송수신기 작동에 대한 특정한 참조와 함께 설명되며, 로컬 오실레이터(LO) 신호 생성 시스템 및 방법은 무선 주파수 (RF)신호를 업컨버트하기 위한 HRM을 구현하는 어떠한 송신기 내에도 통합될 수 있다. 더욱이, HRM을 위한 LO 신호 생성 시스템 및 방법은 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어 또는 이들의 조합에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어로 구현될 때, 시스템 및 방법은 특화된 하드웨어 요소들과 로직을 사용하여 구현될 수 있다. 시스템 및 방법이 전체 또는 일부가 소프트웨어로 구현될 때, 소프트웨어는 송신기 내의 다양한 구성요소들을 제어하도록 사용될 수 있다. 소프트웨어는 메모리에 저장되고 적합한 명령어 실행 시스템(예를 들어, 마이크로프로세서)에서 실행될 수 있다. 하드웨어 구현은 기술 분야에 널리 알려진 다음 기술들의 어떤 것 또는 조합을 포함할 수 있다: 이산 전자 구성요소들, 데이터 신호들 상에서 논리 함수들을 구현하기 위한 논리 게이트들을 구비한 이산 논리 회로(들), 적합한 논리 게이트들을 구비한 어플리케이션 특정(application specific) 집적 회로, 프로그래머블 게이트 배열(들) (programmable gate array; PGA), 필드 프로그래머블 게이트 배열 (field programmable gate array; FPGA) 등.
소프트웨어 실시예들을 위해, HRM을 위한 LO 신호 생성 시스템 및 방법을 위한 소프트웨어는 논리적 함수들을 구현하기 위한 실행 가능한 명령어들의 정렬된 목록을 포함할 수 있고, 컴퓨터-기반 시스템, 프로세서-포함 시스템과 같은 명령어 실행 시스템, 장치, 소자, 또는 명령어 실행 시스템, 장치, 소자로부터 명령어를 꺼내어 명령들을 실행할 수 있는 다른 시스템과 연결되어, 또는 그것에 의해 사용되는 어떠한 컴퓨터 판독가능 매체 내에도 구현될 수 있다. 컴퓨터 판독가능 매체는 명령어 실행 시스템, 장치, 소자와 연결되어, 또는 그것에 의해 사용되는 프로그램을 포함, 저장, 통신, 전파, 전달할 수 있는 어떠한 수단도 될 수 있다. 컴퓨터 판독가능 매체는, 예를 들어 전자적, 자기적, 광학적, 전자기적, 적외선, 또는 반도체 시스템, 장치, 소자, 또는 전파 매체가 있으나, 본 예에 한정되지 않는다. 컴퓨터 판독가능 매체의 더욱 특정한 예들(완벽하지 않은 리스트)은 이하를 포함할 수 있다: 하나 이상의 도선을 구비한 전기적 연결(전자적), 휴대용 컴퓨터 디스켓(자기적), 임의 접근 메모리(RAM), 읽기-전용 메모리(ROM), 소거가능 프로그래머블 읽기-전용 메모리(EPROM 또는 Flash 메모리)(자기적), 광섬유(광학적) 및 휴대용 컴팩트 디스크 읽기-전용 메모리(CDROM)(광학적). 컴퓨터 판독가능 매체는 프로그램이 인쇄된 종이 또는 다른 적합한 매체일 수 있으며, 프로그램은, 예를 들어 종이 또는 다른 매체의 광학적 스캐닝을 통해, 전자적으로 캡처되고, 컴파일되며, 인터프리트되거나, 또는 필요한 경우 적합한 방법으로 처리되며, 컴퓨터 메모리에 저장될 수 있다.
도 1은 LO 신호 생성 시스템 및 방법의 다양한 실시예들을 구현하기 위한 단순화된 휴대용 송수신기(100)를 도시한 블록도이다. 휴대용 송수신기(100)는 모두 기저 대역 하부 시스템(110)에 연결된, 스피커(102), 디스플레이(104), 키보드(106) 및 마이크(108)를 포함한다. 일 실시예에서, 휴대용 송수신기(100)는, 예를 들어 이동식 무선전화-형식 전화기와 같은 무선 원거리 통신 핸드셋일 수 있으나, 본 예에 한정되지 않는다. 스피커(102) 및 디스플레이(104)는 기저 대역 시스템(110)으로부터 당업자에게 알려진 것과 같이, 각각 연결들(112, 114)을 통해 신호들을 수신한다. 유사하게, 키보드(106) 및 마이크(108)는 각각 연결들(116, 118)을 통해 기저 대역 하부 시스템(110)으로 신호들을 제공한다. 기저 대역 하부 시스템(110)은 버스(128)를 통해 통신하는 마이크로프로세서(μP; 120), 메모리(122), 아날로그 회로(124) 및 디지털 신호 프로세서(DSP; 126)를 포함한다. 버스(128)는, 비록 단일 연결로 도시되었지만, 기저 대역 하부 시스템(110) 내의 하부 시스템들 사이에 필요에 의해 연결되는 다수의 버스들을 이용하여 구현될 수 있다. 마이크로프로세서(120) 및 메모리(122)는 휴대용 송수신기(100)를 위하여 신호 타이밍, 처리 및 저장 함수들을 제공한다. HRM을 위한 LO 신호 생성 시스템 및 방법이 소프트웨어로 구현되는 실시예들에서, 메모리(122)는 마이크로프로세서(120), DSP(126) 또는 다른 프로세서에 의해 실행될 수 있는 LO/HRM 소프트웨어(155)를 포함할 수 있다.
아날로그 회로(124)는 기저 대역 하부 시스템(110) 내의 신호들을 위한 아날로그 처리 함수들을 제공한다. 기저 대역 하부 시스템(110)은 버스(128)를 통해 무선 주파수(RF)/혼합 신호 장치(mixed signal device; MSD) 하부 시스템(130)과 통신한다.
RF/MSD 하부 시스템(130)은 아날로그 및 디지털 구성요소들을 둘 다 포함한다. 일반적으로, RF/MSD 하부 시스템(130)은 수신기(200), 신시사이저(synthesizer; 300) 및 고조파 배제 송신기(400)를 포함한다. 도 1에 도시된 실시예에서, RF/MSD 하부 시스템(130)은 아날로그-디지털 컨버터(ADC; 134) 및 하나 이상의 디지털-아날로그 컨버터들(DACS; 142, 144)을 포함하는 고조파 배제 송신기(400)를 포함한다.
ADC(134), DAC(142) 및 DAC(144)는 또한 버스(128)를 통해 마이크로프로세서(120), 메모리(122), 아날로그 회로(124) 및 DSP(126)와 통신한다. DAC(144)는 연결(140)을 통해 기저 대역 하부 시스템(110) 내의 디지털 통신 정보를 고조파 배제 송신기(400)에 의한 송신용 아날로그 신호로 전환한다. 연결(140)은, 두 개의 방향 화살표로 도시되었으며, 디지털 도메인에서 아날로그 도메인으로 변환 후 RF/MSD 하부 시스템(130)에 의해 송신될 정보를 포함한다.
DAC(144)는 기저 대역 동상 성분(in-phase; I) 및 이상 성분(quadrature-phase; Q) 상에서 동작한다. DAC(144)는 I/Q 변조기(146) 및 고조파 배제 믹서(155)를 포함하는 업컨버터(154)와 통신한다. 업컨버터(154) 및 HRM(155)을 위한 LO 신호 생성 시스템 및 방법의 구조 및 동작은 이하에 더욱 상세하게 설명된다. 일반적으로, 그러나, I/Q 변조기(146)는 연결(156)을 통해 신시사이저(300)에 의해 제공되는 "로컬 오실레이터" 또는 "LO" 신호로 언급된 주파수 참조 신호 상으로 DAC(144)로부터 수신된 I 및 Q 정보 신호들을 변조한다.
신시사이저(300)는 업커버터(154)가 변조된 신호를 변환할 적합한 주파수를 결정한다. 일 실시예에서, 신시사이저(300)는 본 예에서는 대략 2.5에서 3.0 기가헤르츠(GHz)의 중심 주파수에서 동작하는, 단일 전원 제어 오실레이터(single voltage controlled oscillator; VCO)와 요구된 LO 신호들을 고조파 배제 송신기(400) 및 수신기(200)에 제공하는 주파수 분주기를 사용한다.
업컨버터(154)는 적합한 송신 주파수에서 위상 변조된 신호를 연결(158)을 통해 전력 증폭기(160)로 제공한다. 전력 증폭기(160)는 연결(162)을 통해 안테나(164)로 송신하기 위한 적합한 전력 수준으로 연결(158) 상의 위상 변조 신호들을 증폭한다. 예를 들어, 스위치(166)는 연결(162) 상의 증폭된 신호가 안테나(164)로 송신되는지, 또는 안테나(164)로부터 수신된 신호가 필터(168)로 공급되는지를 제어한다. 스위치(166)의 동작은 연결(132)을 통해 기저 대역 하부 시스템(110)으로부터의 제어 신호에 의해 제어된다.
안테나(164)에 의해 수신된 신호는, 기저 대역 하부 시스템(110)에 의해 결정된 적합한 시간에, 스위치(166)를 통해 수신 필터(168)로 향할 수 있다. 수신 필터(168)는 수신된 신호를 필터링하고 저잡음 증폭기(low noise amplifier, LNA; 176)로 연결(174)을 통해 필터링된 신호를 제공한다. 비록 도 1에는 단일 LNA(176)가 도시되었지만, 휴대용 송수신기(100)의 작동 주파수 또는 주파수들에 근거하여 복수의 LNA들이 사용될 수 있음이 이해된다. 수신 필터(168)는 휴대용 송수신기(100)가 동작하는 특정 이동 전화 시스템의 모든 채널들을 통과시키는 대역 통과 필터(bandpass filter)일 수 있다. 예로서, 900MHz GSM 시스템이 지원되는 실시예에서, 수신 필터(168)는 각 200kHz의 모든 175개의 인접한 채널((contiguous channel)들을 커버하며, 925.1MHz 부터 959.9MHz에 이르는 모든 주파수들을 통과시킬 수 있다. 수신 필터(168)의 목적은 요구된 영역 밖의 모든 주파수들을 배제하는 것이다. LNA(176)는 연결(174) 상의 매우 약한 신호를 다운컨버터(178)가 송신된 주파수로부터 기저 대역 주파수로 신호를 되돌리는 변환을 할 수 있는 수준으로 증폭한다. 대안적으로, 다운컨버터(178) 및 LNA(176)의 기능은 다른 요소들, 예를 들어 다음과 같은, 저잡음 블록 다운컨버터(low noise block downconverter; LNB)를 사용하여 달성될 수 있으나 본 예에 한정되지 않는다. 본 예에서, 수신기(200)는 수신된 RF 신호가 기저 대역 신호로 직접 다운컨버트(downconvert)되는 직접 변환 수신기(direct conversion receiver; DCR)로서 동작한다. 일 실시예에서, LNA(176)는 LNA(176)로의 입력에서 큰 전기장들이 제거되도록 전압 이득을 사용하지 않으며, 인덕턴스들과 밸룬들(baluns) 없이 동작하고, 완전히 차동적(fully differential)이다.
다운컨버터(178)는 연결(180)을 통해 신시사이저(300)로부터 하나 이상의 LO 신호들을 수신한다. 신시사이저(300)는 연결(182)을 통해 LNA(176)으로부터 수신된 신호를 다운컨버트할 주파수를 결정한다. DCR의 경우, 수신된 신호는 기저 대역으로 직접 변환되거나(DC), 또는 준-기저 대역(near-baseband)으로 직접 변환된다. 다운컨버터(178)는 "IF 필터"라고도 불리는 채널 필터(186)로 연결(184)을 통해 다운컨버트된 신호를 송신한다. 채널 필터(186)는 하나의 원하는 채널을 선택하고 다른 모든 것을 배제한다. GSM 시스템 실시예에서, 175개의 인접한 채널들 중 오직 하나 만이 실제로 수신된다. 수신 필터(168)에 의해 모든 채널들이 통과되고 다운컨버터(178)에 의해 주파수 내에서 다운컨버트된 후, 오직 하나의 원하는 채널만이 채널 필터(186)의 중심 주파수에 정확히 나타날 것이다. 신시사이저(300)는, 다운컨버터(178)로 연결(180)을 통해 제공되는 로컬 오실레이터 주파수를 제어하여, 선택된 채널을 결정한다. 복조기(194)는 송신된 아날로그 정보를 복구하고 ADC(134)로 연결(196)을 통해 이 정보를 표현하는 신호를 제공한다. ADC(134)는 이러한 아날로그 신호들을 기저 대역 주파수에서 디지털 신호로 변환하고, 그것을 추가적 처리를 위하여 DSP(126)로 버스(128)를 통해 전달한다.
휴대용 송수신기(100)의 일반적 구성요소들 및 작동을 설명하였으며, 고조파 배제 송신기(400)를 위한 LO 신호 생성 시스템 및 방법의 다양한 실시예들은 도 2 내지 도 9를 참조하여 설명된다. 도 2는 도 1에 도시된 HRM(155)과 같은, 고조파 배제 믹서를 위한 LO 신호 생성 시스템(200)의 일 실시예를 도시한 개략도이다. 시스템(200)은 로컬 오실레이터(202), N분주 주파수 분주기(204), 3분주 주파수 분주기(206), 고조파 배제 믹서(208) 및 2분주 주파수 분주기(226)를 포함한다. 로컬 오실레이터(202)는 연결(210)을 통해 주파수 분주기들(226, 204)에 참조 주파수 신호를 제공한다. 참조 주파수 신호는 연결(156)을 통해 신시사이저(300)에 의해 제공될 수 있다. 주파수 분주기(226)는 연결(228) 상의 고대역 송신 신호를 위한 LO 신호를 제공하기 위해 참조 주파수를 2로 분주한다.
저대역 송신 신호를 위해, N분주 주파수 분주기(204)는 적합한 제수(divisor) N에 의해 참조 주파수 신호를 분주한다. 숫자값 N은, 예를 들어 휴대용 송수신기에 의해 지원되는 표준과 무선 시스템 그리고 휴대용 송수신기(100)의 특정 구성에 기초하여, 그리고 업컨버젼의 목적을 위해 임의의 원하는 값을 포함할 수 있다. 일 실시예에서, N분주 주파수 분주기(204)는 N 값으로 12, 13, 14 또는 15를 지원하도록 선택적으로 제어될 수 있다. N분주 주파수 분주기(204)의 출력은 연결(212) 상에서 3분주 주파수 분주기(206)에 제공된다. 3분주 주파수 분주기(206)는 N분주 주파수 분주기(204)의 출력 신호를 세 개의 위상차 신호들로 분주한다. 도 4에 도시된 실시예에서, 세 개의 위상차 신호들, B0°(t), B60°(t) 및 B120°(t)는 동작의 기본 주파수{즉, 3분주 주파수 분주기(206)의 출력신호에서의 주파수}에서 0도, 60도 및 120도에 의해 오프셋된다. 3분주 주파수 분주기(206)는 싱글-엔디드(single-ended) 또는 차동적(differential)일 수 있으며, 일 실시예에서, 대략 50% 듀티 사이클의 CMOS-기반 주파수 분주기를 포함한다. 세 개의 위상차 신호들은 연결들(214, 216, 218)을 통해 고조파 배제 믹서(208)로 제공된다. 고조파 배제 믹서(208)는 또한 연결들(220, 224)을 통해 기저 대역 신호들 I 및 Q를 수신한다. 일반적으로, 그리고 이하에 상세하게 설명된 바와 같이, 고조파 배제 믹서(208)는 제3 고조파 배제를 달성하기 위해 세 개의 위상차 신호들을 기반으로 한 적합한 변조기 가중치(modulator weights)로 구성된다.
앞서 기술된 바와 같이, 업컨버터에서 사용된 종래의 믹서의 문제점 중 하나는 그것이 바람직하지 않은 잡음을 생성하는 것이다. 업컨버젼 과정은 고주파 캐리어 신호 상에 기저 대역 정보를 중첩하는 것을 포함하며, 다음과 같은 수학식으로 나타날 수 있다.
Figure 112011005590926-pct00001

잡음을 억제하기 위해, 로컬 오실레이터(LO) 신호들은 하드-스위치되거나(hard-switched), 정현파 신호 대신 구형파 신호가 적용될 수 있다. 그 결과, V0(t)는 ωLO 근처의 변조 신호 및 3ωLO, 5ωLO 등과 같은, 홀수 고조파에서 원하지 않는 고조파들을 포함할 수 있다. 이러한 고조파들은 송신된 출력이 비선형 특성 또는 비선형 응답을 나타낼 수 있는 전력 증폭기(160) 또는 출력 버퍼들을 통과할 때 송신 출력 내에서 왜곡(distortions)을 유발할 수 있다. 그러므로 이러한 고조파들을 배제하는 것이 바람직하다.
종래의 믹서가 사용될 때, ωLO를 통과시키지만 홀수 고조파들(예를 들어, 3ωLO, 5ωLO)을 배제시키는 고조파들의 제한된 배제는 믹서 출력에서 상대적으로 높은-Q 필터를 일반적으로 요구한다. 그러나 높은-Q 필터는 앞서 언급된 바람직하지 않은 특성을 갖는다. 필터 요구조건들은 제3 고조파의 감쇄를 제공하는 고조파 배제 믹서를 사용하여 단순화될 수 있다. 일반적 제3 고조파 배제 믹서는 서로 간에 0, 60, 90, 150 도의 위상차를 갖는 로컬 오실레이터(LO) 주파수에서 정현파 신호들을 리미터를 통과시키거나, 스퀘어링에 의해 네 신호들{A0°(t), A60°(t), A90°(t), A150°(t)}을 획득한다. 정현파 신호들은 위상 편이를 감지하는 RC 섹션들을 포함할 수 있는 다위상 필터들을 이용하여 일반적으로 생성된다. 그러나, 다위상 필터들은 부피가 크고, 대역이 좁으며, 많은 전력을 소모한다. 고조파 배제 믹서(208)는 다위상 필터에 대한 필요성을 제거하고, 제3 고조파 제거를 위한 밀집된, 저전력, 광대역 구현을 제공한다.
도 3은 고조파 배제 믹서(208)의 구현을 도시한 개략도이다. 고조파 배제 믹서(208)는 각각 연결들(220, 222) 상의 I(t) 및 Q(t) 기저 대역 신호들을 수신한다. 신호 I(t)는 믹서의 두 평행 섹션에 제공된다. 제1 섹션은 믹서 요소들(302, 304)을 포함하며, 제2 섹션은 믹서 요소들(306, 308)을 포함한다. 믹서 요소(302)는 제1 입력에서 신호 I(t)를, 제2 입력(303)에서 √3의 근사값을 수신한다. 믹서 요소(302)는 이러한 입력 신호들을 혼합하고 연결(312)을 통해 믹서 요소(304)에 출력 신호를 제공한다. 믹서 요소(304)는 믹서 요소(302)의 출력을 3분주 주파수 분주기(206, 도 2)로부터 연결(214)을 통해 수신된 위상차 신호 B0°와 혼합한다. 믹서 요소(304)의 출력은 연결(314)을 통해 합계 요소(summation element; 310)에 제공된다.
믹서들의 제2 섹션을 참조하면, 믹서 요소(306)는 제1 입력에서 신호 I(t)를, 그리고 제2 입력에서 √3의 근사값을 수신한다. 믹서 요소(306)는 이러한 입력 신호들을 혼합하고 연결(316)을 통해 믹서 요소(308)로 출력 신호를 제공한다. 믹서 요소(308)는 믹서 요소(306)의 출력을 3분주 주파수 분주기(206, 도 2)로부터 연결(216)을 통해 수신된 위상차 신호 B60°(t)와 혼합한다. 믹서 요소(308)의 출력은 연결(318)을 통해 합계 요소(310)에 제공된다. 합계 요소(310)는 두 신호들을 합하고 연결(346)을 통해 합계 요소(350)로 두 입력 신호들의 합을 제공한다.
신호 Q(t)는 믹서들의 세 평행 섹션들로 제공된다. 제1 섹션은 믹서 요소들(320, 322)을 포함하고, 제2 섹션은 믹서 요소들(324, 326)을 포함하며, 제3 섹션은 믹서 요소들(328, 330)을 포함한다. 믹서 요소(320)는 제1 입력에서 신호 Q(t)를, 그리고 제2 입력에서 -1의 근사값을 수신한다. 믹서 요소(320)는 이러한 입력 신호들을 혼합하고 연결(332)을 통해 믹서 요소(322)로 출력 신호를 제공한다. 믹서 요소(322)는 믹서 요소(320)의 출력을 3분주 주파수 분주기(206, 도 2)로부터 연결(214)을 통해 수신된 위상차 신호 B0°(t)와 혼합한다. 믹서 요소(322)의 출력은 연결(334)을 통해 합계 요소(344)로 제공된다.
믹서 요소(324)는 제1 입력에서 신호 Q(t)를, 제2 입력에서 1의 근사값을 수신한다. 믹서 요소(324)는 이러한 입력 신호들을 혼합하고 연결(336)을 통해 믹서 요소(326)로 출력 신호를 제공한다. 믹서 요소(326)는 믹서 요소(324)의 출력을 3분주 주파수 분주기(206, 도 2)로부터 연결(216)을 통해 수신된 위상차 신호 B60°(t)와 혼합한다. 믹서 요소(326)의 출력은 연결(338)을 통해 합계 요소(344)로 제공된다.
믹서 요소(328)는 제1 입력에서 신호 Q(t)를, 제2 입력에서 2의 근사값을 수신한다. 믹서 요소(328)는 이러한 입력 신호들을 혼합하고 연결(340)을 통해 믹서 요소(330)로 출력 신호를 제공한다. 믹서 요소(330)는 믹서 요소(328)의 출력을 3분주 주파수 분주기(206, 도 2)로부터 연결(218)을 통해 수신된 위상차 신호 B120°(t)와 혼합한다. 믹서 요소(330)의 출력은 연결(342)을 통해 합계 요소(344)로 제공된다.
합계 요소(344)는 세 입력 신호들을 합하고 합계 요소(350)로 그 결과를 제공한다. 합계 요소(350)는 I(t) 및 Q(t) 섹션 각각의 출력들을 합하고{연결(346)과 연결(348) 각각에서}, 연결(352) 상으로 출력 신호 V0(t)를 제공한다. 이 구조에서 제3 고조파 제거의 달성을 설명하기 위한 목적으로, 고조파 배제 믹서(208)의 구조와 동작은 출력 신호 V0(t)에 대한 이하의 수식으로 표현됨이 이해되어야 한다.
Figure 112011005590926-pct00002

수식 2에 대해 언급하면, 기본 주파수 구성요소들 (B0°(t) + B60°(t)) 및 (-B0°(t) + B60°(t) + 2*B120°(t))은 각각에 대해 실질적으로 직교(orthogonal)한다. 이 점에서, 구형파들의 제3 고조파는 이하와 같이 고려될 수 있다. B60°의 제3 고조파는 B0°의 제3 고조파를 제거하고, (-B0°(t) + B60°(t))의 제3 고조파는 2*B120°(t)의 제3 고조파를 제거한다. 더욱이, 수식 2의 앞 부분에서 B0°(t) 및 B60°(t)와 곱해지는 √3 계수는 기본 구성요소 (B0°(t) + B60°(t)) 및 (-B0°(t) + B60°(t) + 2*B120°(t))의 상대적 크기를 동등하게 한다. 수식 1에 대해 언급하면, (√3 * B0°(t) + √3 * B60°(t))의 기본 구성요소는 cosωLO(t)이고, (-1 * B0°(t) + 1 * B60°(t) + 2 * B120°(t))의 기본 구성요소는 sinωLO(t)이다. 이러한 방식으로, 제3 고조파가 제거된다. 도 3에 더 도시된 바와 같이, 고조파 배제 믹서(208)는, 예를 들어 제5 및 제7 고조파를 제거하는 특성으로 구성된 저역 통과 필터(LPF; 354)를 더 포함하여 구성될 수 있다. LPF(354)는 오직 제5 및 더 높은 고조파를 감쇄하므로, 필터의 Q 요구조건들이 완화될 수 있다. LPF(354)는 연결(352)을 통해 신호 V0(t)를 수신하고 출력 신호(제5 및 제7 고조파가 제거된)는 휴대용 송수신기(100)에서 추후 처리를 위하여 연결(356)로 제공된다. 일 실시예에서, 저역 통과 필터(LPF; 354)는 기초 RC 필터와 함께 싱글-엔디드 구현을 포함할 수 있으나, 원하는 고조파 제거(예를 들어, 제5 및 제7 고조파)를 달성하기 위한 어떠한 바람직한 구성도 구현될 수 있다.
고조파 배제 믹서(208)는 다양한 회로 구성으로 구현될 수 있다. 고조파 배제 믹서(208)의 구조를 일반적으로 도시하기 위한 목적에서, 도 3의 블록도의 한 섹션의 구현이 여기에서 논의된다. 도 5는 기저 대역 신호 I(t)를 수신하는 믹서 요소들(302, 304)의 상부 믹서 섹션을 도시하고, 도 6은 믹서 요소들(302, 304)을 구현하기 위한 회로(600)의 실시예를 도시한다. 도 6의 실시예에 도시된 바와 같이, 믹서 요소들(302, 304)은, 예를 들어 단일 Gilbert 믹서 구성을 사용하여 구현될 수 있다. 회로(600)는 일반적으로 종래의 더블-밸런스드(double-balanced) Gilbert 믹서 구성을 포함하며, 기저 대역 신호, 이 경우에는 I(t)는, 하부 차동 쌍(lower differential pair)의 입력이며, 대응하는 LO 신호는 차동 회로의 상부 쌍(upper pair of differential circuits)의 입력이다. 트랜지스터들의 하부-차동 쌍은 전압-대-전류 변환비를 설정하는 저항들에 의해 축퇴된다(degenerated). 곱셈 계수 √3은 입력 차동 쌍 트랜지스터들의 폭(width)과, 전류 소스 트랜지스터들의 비율 또는 폭에 대응하는, 적합한 저항 값을 선택하는 것에 의해 구현된다. 이에 따라 크기가 맞춰진, 전기장 효과 트랜지스터들(field effect transistors, FETs)의 상부 쌍은, Gm 스테이지(상호 컨덕턴스) 또는 하부의 축퇴된 공통 소스의 전류 신호를 차동 LO 전압 신호 B0와 곱한다. Gm 스테이지로부터의 전류는 LO 신호들의 스위칭 행동에 의해 출력으로 방향이 바뀐다. 도 3의 310, 344, 350에 의해 표현되는 도 3의 다양한 섹션들의 결합은(다른 섹션들도 구현이 유사하며, 도면에 도시되지 않음), 다양한 Gilbert 믹서 출력 전류를 함께 연결함에 의해 구현된다. 결합된 전류는 전류를 전압으로 전환하는 차동 부하 저항의 쌍으로 흐른다. 저역 통과 필터(LPF)는 이러한 저항들과 평행한 적합한 커패시턴스를 연결함에 의해 구현될 수 있다.
도 7은 고조파 배제 송신기(400)를 위한 LO 신호 생성 시스템(700)의 또 다른 실시예를 도시한 도면이다. 본 실시예에서, 고조파 배제 믹서(704)는 제3 및 제5 고조파 둘 다 제거하도록 되어, LPF(354)의 Q 요구조건을 더 완화시킨다. 시스템(700)의 일반적 구조 및 동작은 출력 신호 V0(t)를 위한 이하의 수식을 참조하여 설명된다.
Figure 112011005590926-pct00003

신호 A135°(t)는 A-45°(t)의 상보 신호이며, 차동 구현에서 쉽게 사용가능하다. 신호들 A-45°(t), A0°(t), A45°(t) 및 A90°(t)는 서로 간에 -45, 0, 45 및 90도 위상차에서 기본 주파수 구성요소들을 갖는 구형파 신호들을 나타낸다.
수식 3은 HRM 구조를 위한 LO 신호 생성을 설명한다. 이하에서 더욱 상세하게 설명되는 바와 같이, 주파수 플랜(frequency plan)은 LO 체인 내의 3분주 요소를 사용한다. 3분주 요소의 출력들은 위상들, 0도, 45도, 90도 및 135도, 그리고 각각 그들의 상보 신호들, 180도, 225도, 270도 및 315도를 실현하는데 사용된다. 이러한 위상들은 종래의 4분주 회로와 함께 쉽게 이용가능할 수 있다. 그러나, 시스템(700)을 위한 주파수 플랜은 4분주 회로를 허가하지 않음이 이해되어야 한다. 그러므로, 도 7에 도시된 바와 같이, 특별히 구성된 변환 블록{예를 들어, 광대역 위상 재결합기(broadband phase recombiner; 702)}는 3분주 요소(206) 및 고조파 배제 믹서(704) 사이에서 사용된다.
시스템(700)은 앞서 설명된 시스템(200)과 유사하다. 예를 들어, 시스템(700)은 2분주 주파수 분주기(226), N분주 주파수 분주기(204), 그리고 3분주 주파수 분주기(206)을 포함할 수 있다. 도 6에 도시된 실시예에서, 시스템(700)은 광대역 위상 재결합기(702)를 더 포함하고, 고조파 배제 믹서(208)는 고조파 배제 믹서(704)로 치환되었다. 광대역 위상 재결합기(702)는 각각 연결들(214, 216, 218)을 통해 3분주 주파수 분주기(206)에 의해 제공되는 세 개의 위상차 신호들 B0°, B60° 및 B120°를 수신한다. 광대역 위상 재결합기(702)는 네 개의 출력 신호 C-45°(t), C0 °(t), C45 °(t) 및 C90 °(t)를 각각 연결들(706, 708, 710, 712) 상으로 제공한다. 차동 구현에서, 모든 신호들의 상보 위상 또한 사용가능하다. 일 실시예에서, 광대역 위상 재결합기(702)는 다음 수식들을 따라서, 출력 신호들을 제공하도록 구성된다.
Figure 112011005590926-pct00004

신호들 C-45°(t), C0 °(t), C45 °(t) 및 C90 °(t)는 B0°(t), B60°(t), B120°(t)로부터 획득된다. 기본 구성요소들은 동작의 기본 주파수에서 각각 0, 90, 45 및 -45 도의 위상들을 갖는다. 제3 고조파는 앞서 논의된 바와 같이 제3 고조파 배제로 인해 상대적으로 낮을 수 있다. 이러한 신호들은 그들의 상위 고조파들(예를 들어, 제5 및 제7 고조파)를 감소시키기 위하여 저역 통과 필터링된다. 그들은 고조파 배제 믹서(704)를 위해 필요한 LO 신호들을 획득하기 위하여 리미터를 통과한다. C-45°(t), C0 °(t), C45 °(t) 및 C90 °(t) 신호들 간의 원하는 위상 차이는 신호들이 리미터들을 통과하기 전에, 상위 고조파들(예를 들어, 제3 및 제5 고조파 등)을 가지며, 합계 블록 및 앞서 설명된 저역 통과 필터(들)에 의해 생성된 정현파 신호들 때문에 획득된다. 리미터 입력에서 제3, 제5 또는 상위 고조파들은 출력 파형들의 0 교차들(zero crossings)을 변형시킴이 이해되어야 한다. 이것은 리미터의 출력에서 신호들 간의 타이밍 관계를 중대하게 변형시킬 수 있고, 시스템의 고조파 배제 및 측대역 배제를 경감시킬 수 있다. 당업자는 신호들 C-45°(t), C0 °(t), C45 °(t) 및 C90 °(t)가 이러한 그리고 다른 작동 이슈들을 처리할 수 있음을 이해할 것이다.
신호들이 리미터를 통과해가므로, 그들의 상대적 크기들은 덜 중요할 수 있다. 따라서, 출력 신호들 C-45°(t), C0 °(t), C45 °(t) 및 C90 °(t)는 다음과 같이 단순화될 수 있음이 이해되어야 한다.
Figure 112011005590926-pct00005

도 8은 시스템(700)을 위한 LO 신호 생성을 도시한 단순화된 블록도이다. 3분주 주파수 분주기(206)는 주파수 3ωo 신호를 수신하고 ωo에서 출력 신호들 B0°(t), B60°(t) 및 B120°(t)를 제공한다. 위상 재결합기(702)는 고조파 배제 믹서(704)로 구형파 출력 신호들 C-45°(t), C0 °(t), C45 °(t) 및 C90 °(t)를 제공한다.
도 9는 신호 C45 °(t) 생성에 관하여 위상 재결합기(702)의 로직을 구현하기 위한 시스템(900)의 일 실시예를 도시한다. 다른 신호들은 이와 비슷한 방식으로 제공될 수 있다. 도 9에 도시된 바와 같이, 시스템(900)은 세 평행 믹서 요소들(902, 904, 906), 합계 요소(908), 저역 통과 필터(910), 제한 증폭기(limiting amplifier; 912)를 포함한다. 믹서 요소들은 트랜지스터 요소들의 이득 또는 곱 비율을 설정하는 저항들에 의해 축퇴된 차동 쌍들을 포함할 수 있다. 바이어스 전류 소스는 이득 또는 곱셈 비율에 의해 조정될 수 있다. 예를 들어, 전류 소스 비율 및 차동 쌍 크기가 공칭값(nominal value)의 N 배일 때, N에 의한 곱은 저항값을 R/N을 선택함에 의해 달성될 수 있다. LO 신호는 전압 신호와 같이 차동 쌍으로 입력될 수 있다. 전류의 합계는 다양한 차동 쌍들의 출력들을 함께 연결함을 통해 달성될 수 있다.
동작에서, 믹서 요소(902)는 한 입력점에서 출력 신호 B0°(t) 및 1.75(1/√3 값의 근사값으로서)에 의해 스케일된 축퇴 저항값을 수신한다. 믹서 요소(902)는 이러한 입력 신호들을 혼합하고 연결(914)을 통해 합계 요소(908)로 출력 신호를 제공한다. 믹서 요소(904)는 그것의 입력에서 출력 신호 B60°(t) 및 1/2.75{1/(√3 + 1)의 근사값으로서}에 의해 스케일된 축퇴 저항값을 수신한다. 믹서 요소(904)는 이러한 입력 신호들을 혼합하고 연결(916)을 통해 합계 요소(908)로 출력 신호를 제공한다. 믹서 요소(906)는 그것의 입력에서 출력 신호 B120°(t)를 수신한다. 이득은 계수 2에 의해 스케일된다. 믹서 요소(906)는 이러한 입력 신호들을 혼합하고 연결(918)을 통해 합계 요소(908)로 출력 신호를 제공한다. 합계 요소(920)는 입력 신호들을 결합하고 LPF(910)로 출력 신호를 제공한다. 합계들은 다양한 차동 쌍들의 전류 출력들을 함께 연결하고, 전류-전압 변환을 위한 저항을 통하여 결과 출력 전류를 전달시킴에 의해 구현될 수 있음이 이해되어야 한다. LPF(910)는 부하 저항과 분류인(in shunt with) 커패시터를 포함할 수 있다. 부가적 필터링이 추가적 RC 섹션들을 추가하거나, 또는 다른 수동 또는 능동 필터 구성들을 사용하여 제공될 수 있음이 더 이해되어야 한다.
본 실시예에서의 제한 증폭기(912)는, 예를 들어 한 쪽으로부터 다른 쪽으로 증폭기의 바이어스 전류를 완전히 스위치할 수 있을 정도로 충분히 큰 전압 입력들에 의해 구동된(driven) 전류 모드 논리 차동 쌍(current mode logic differential pair)을 포함할 수 있고, 그 결과 Vdd에서 (Vdd - IoRL)로 스윙하는 전압 출력을 야기하며, Vdd는 차동 쌍의 공급 전압이고, Io는 테일 전류(tail current)이며, RL은 부하 저항들이다.
당업자는 송신기(400, 도 1) 내의 업컨버젼 프로세스에 대한 설명된 시스템 및 방법이 수신기(200) 내의 다운컨버젼 프로세스에서도 구현될 수 있음을 이해할 것이다. 도 10은 수신기 믹서에서 설명된 제3 고조파 배제 구조를 구현하기 위한 시스템(1000)의 블록도를 도시한다. 신호들 I(t) 및 Q(t)는 다음 수식에 의해 표현될 수 있다.
Figure 112011005590926-pct00006

일반적으로, 시스템(1000)은 앞서 설명된 것과 유사한 제3 고조파 변환 기법을 사용한다. 시스템(1000)은 믹서 요소들(1004, 1006 및 1008) 및 기저 대역 합계 블록(1002)을 포함한다. 시스템(1000)은 바람직한 이득으로 RF 주파수에서의 신호 RF(t)를, 0 이득으로 LO 주파수의 제3 고조파 근처에 위치한 신호를 다운컨버트한다.
도 10에 도시된 바와 같이, 입력 신호 RF(t)는 믹서 요소들(1004, 1006, 1008)에 제공되고, 특정 믹서 디자인의 구현에 근거하여, 전압 모드 또는 전류 모드에서, 세 부분으로 분주된다. 구현은, 예를 들어, 싱글-엔디드 또는 차동일 수 있음이 이해되어야 한다. 세 RF 신호들은 LO 신호들 B0°(t), B60°(t), 및 B120°(t)에 의해 곱해진다. 믹서 요소들(1004, 1006, 1008)의 출력 신호들{각각 x(t), y(t) 및 z(t)}은 위상 합계 블록{예를 들어, 기저 대역 합계 블록(1002)}으로 입력된다. 위상 합계 블록은 아날로그 도메인 또는 디지털 도메인에서 합계를 구현할 수 있다. 바람직한 가중 계수(weighting factors)들과 신호들 x(t), y(t) 및 z(t)의 합계는, 이전에 설명된 것과 같은 기술들을 이용하여 아날로그 도메인에서 쉽게 구현될 수 있으며, 일 실시예에서는 이하의 수식 13과 같이 표현된다:
Figure 112011005590926-pct00007

합계는 또한 앤티앨리어싱(anti-aliasing) 또는 배제 필터를 위해 사용될 수 있는 어떠한 필터들을 뒤따르는, 하나 이상의 아날로그-디지털 컨버터들(ADC)을 사용하여 신호를 디지타이즈(digitize)한 후 디지털 도메인에서 수행될 수 있다. 합계가 디지털 또는 아날로그 도메인에서 구현될 수 있지만, 디지털 도메인에서의 합계가 여러 이점들, 예를 들어, 향상된 제3 고조파 제거를 위한 정확한 가중 계수들 및 다양한 알고리즘들{예를 들어, 최소 자승(least mean square; LMS) 알고리즘들}과 같은 것을 제공할 수 있음이 이해되어야 한다.
본 발명의 다양한 실시예들이 설명되었지만, 본 발명의 사상 내의 더 많은 실시예들과 구현들이 가능함은 당업자에게 자명할 것이다.

Claims (24)

  1. 고조파 배제 믹서를 위한 로컬 오실레이터(LO) 신호들을 생성하는 시스템으로서, 상기 시스템은,
    참조 주파수 신호를 제공하는 로컬 오실레이터;
    상기 참조 주파수 신호를 값 N에 의해 분주하고 출력 신호를 제공하는 N분주 주파수 분주기(divide-by-N frequency divider);
    상기 N분주 주파수 분주기의 출력 신호를 수신하고 상기 출력 신호를 세 개의 위상차 신호들(three phase-offset signals)로 분주하는 3분주 주파수 분주기 - 상기 세 개의 위상차 신호들은 0도만큼 오프셋된 제1 신호 B0°, 60도만큼 오프셋된 제2 신호 B60° 및 120도만큼 오프셋된 제3 신호 B120°를 포함함 - ; 및
    상기 세 개의 위상차 신호들을 수신하고 제3 고조파(third frequency harmonics)를 제거하는 고조파 배제 믹서
    를 포함하며,
    상기 고조파 배제 믹서는 최소한 두 개의 입력 신호들 I(t) 및 Q(t)와 출력 신호 V0(t)를 구비한 송신기로 구현될 때 다음 수식
    Figure 112012060063978-pct00023

    에 따라 상기 출력 신호 V0(t)를 생성하는, 시스템.
  2. 제1항에 있어서, 제5 고조파를 제거하는 저역 통과 필터(low pass filter)를 더 포함하는, 시스템.
  3. 제1항에 있어서, 상기 3분주 주파수 분주기는 CMOS 집적 회로를 포함하는, 시스템.
  4. 제1항에 있어서, 송신기 및 수신기 중 최소한 어느 하나로 구현된, 시스템.
  5. 제1항에 있어서, 상기 3분주 주파수 분주기는 차동(differential) 분주 회로 및 싱글-엔디드(single-ended) 분주 회로 중 하나를 포함하는, 시스템.
  6. 삭제
  7. 삭제
  8. 제1항에 있어서, 입력 신호 RF(t)와 최소한 두 개의 출력 신호들 I(t) 및 Q(t)를 구비한 수신기로 구현될 때, 상기 고조파 배제 믹서는 다음 수식
    Figure 112012060063978-pct00024

    에 따라 상기 출력 신호들 I(t) 및 Q(t)를 생성하는, 시스템.
  9. 휴대용 송수신기로서,
    참조 주파수 신호를 제공하는 로컬 오실레이터; 및
    고조파 배제 송신기 또는 수신기를 포함하고,
    상기 고조파 배제 송신기 또는 수신기는,
    상기 참조 주파수 신호를 값 N에 의해 분주하고 출력 신호를 제공하는 N분주 주파수 분주기;
    상기 N분주 주파수 분주기의 출력 신호를 수신하고 상기 출력 신호를 세 개의 위상차 신호들로 분주하는 3분주 주파수 분주기 - 상기 세 개의 위상차 신호들은 기본적인 동작 주파수에서 0도만큼 오프셋된 제1 신호 B0°, 60도만큼 오프셋된 제2 신호 B60° 및 120도만큼 오프셋된 제3 신호 B120°를 포함함 - ; 및
    상기 세 개의 위상차 신호들을 수신하고 제3 고조파를 제거하는 고조파 배제 믹서
    를 포함하며,
    상기 고조파 배제 믹서는 최소한 두 개의 입력 신호들 I(t) 및 Q(t)와 출력 신호 V0(t)를 구비한 송신기로 구현될 때 다음 수식
    Figure 112012060063978-pct00025

    에 따라 상기 출력 신호 V0(t)를 생성하는, 휴대용 송수신기.
  10. 제9항에 있어서, 제5 고조파를 제거하는 저역 통과 필터를 더 포함하는, 휴대용 송수신기.
  11. 삭제
  12. 삭제
  13. 고조파 배제 믹서를 위한 로컬 오실레이터(LO) 신호들을 생성하는 시스템으로서, 상기 시스템은,
    참조 주파수 신호를 제공하는 로컬 오실레이터;
    고대역 송신 신호를 위하여 상기 참조 주파수 신호를 분주하는 2분주 주파수 분주기;
    저대역 송신 신호를 위하여 값 N에 의해 상기 참조 주파수 신호를 분주하는 N분주 주파수 분주기;
    상기 N분주 주파수 분주기의 출력 신호를 수신하고 상기 출력 신호를 세 개의 위상차 신호들로 분주하는 3분주 주파수 분주기;
    상기 세 개의 위상차 신호들을 수신하고 네 개의 위상차 신호들(four phase-offset signals)을 제공하는 위상 재결합기(phase recombiner); 및
    상기 네 개의 위상차 신호들을 수신하고 제3 및 제5 고조파를 제거하는 고조파 배제 믹서
    를 포함하며,
    상기 고조파 배제 믹서는 각각의 믹서 요소가 최소한 하나의 변조기 가중치로 구성되고 더블 밸런스드 길버트 믹서(double-balanced Gibert mixer)를 포함하는 복수의 믹서 요소들을 포함하며, 각각의 믹서 요소의 상기 최소한 하나의 변조기 가중치는 상기 더블 밸런스드 길버트 믹서의 저항 값, 전류 소싱 트랜지스터들의 폭들, 및 입력 차동 쌍 트랜지스터들의 폭들 중 최소한 하나에 기초하는, 시스템.
  14. 제13항에 있어서, 상기 세 개의 위상차 신호들은 0도만큼 오프셋된 제1 신호 B0°, 60도만큼 오프셋된 제2 신호 B60° 및 120도만큼 오프셋된 제3 신호 B120°를 포함하는, 시스템.
  15. 제14항에 있어서, 상기 네 개의 위상차 신호들은 0도만큼 오프셋된 제4 신호 C0°, 90도만큼 오프셋된 제5 신호 C90°, 45도만큼 오프셋된 제6 신호 C45° 및 -45도만큼 오프셋된 제7 신호 C-45°를 포함하는, 시스템.
  16. 제15항에 있어서, 상기 네 개의 위상차 신호들은 다음 수식
    Figure 112012060063978-pct00026

    에 따라 상기 세 개의 위상차 신호들로부터 생성되는, 시스템.
  17. 제15항에 있어서, 입력 신호 RF(t)와 최소한 두 개의 출력 신호들 I(t) 및 Q(t)를 구비한 수신기로 구현될 때, 상기 고조파 배제 믹서는 다음 수식
    Figure 112012060063978-pct00027

    에 따라 상기 출력 신호들 I(t) 및 Q(t)를 생성하는, 시스템.
  18. 제13항에 있어서, 송신기 및 수신기 중 최소한 어느 하나로 구현되는, 시스템.
  19. 제1항에 있어서, 상기 고조파 배제 믹서는 각각의 믹서 요소가 최소한 하나의 변조기 가중치로 구성되는 복수의 믹서 요소들을 포함하며, 상기 고조파 배제 믹서는 상기 복수의 믹서 요소들의 출력들을 합하도록 구성된 합계 요소를 더 포함하는, 시스템.
  20. 제19항에 있어서, 각각의 믹서 요소는 더블 밸런스드 길버트 믹서를 포함하며, 각각의 믹서 요소의 상기 최소한 하나의 변조기 가중치는 상기 더블 밸런스드 길버트 믹서의 저항 값, 전류 소싱 트랜지스터들의 폭들, 및 입력 차동 쌍 트랜지스터들의 폭들 중 최소한 하나에 기초하는, 시스템.
  21. 제19항에 있어서, 제1 믹서 요소는 신호들 I(t) 및 B0°를 수신하고, 상기 신호들 I(t) 및 B0°를 √3의 근사값을 가지는 제1 변조기 가중치와 혼합하도록 구성되며, 제2 믹서 요소는 신호들 I(t) 및 B60°를 수신하고, 상기 신호들 I(t) 및 B60°를 √3의 근사값을 가지는 제2 변조기 가중치와 혼합하도록 구성되며, 제3 믹서 요소는 신호들 Q(t) 및 B0°를 수신하고, 상기 신호들 Q(t) 및 B0°를 -1의 근사값을 가지는 제3 변조기 가중치와 혼합하도록 구성되며, 제4 믹서 요소는 신호들 Q(t) 및 B60°를 수신하고, 상기 신호들 Q(t) 및 B60°를 +1의 근사값을 가지는 제4 변조기 가중치와 혼합하도록 구성되며, 제5 믹서 요소는 신호들 Q(t) 및 B120°를 수신하고, 상기 신호들 Q(t) 및 B120°를 +2의 근사값을 가지는 제5 변조기 가중치와 혼합하도록 구성되는, 시스템.
  22. 제9항에 있어서, 상기 고조파 배제 믹서는 각각의 믹서 요소가 최소한 하나의 변조기 가중치로 구성되는 복수의 믹서 요소들을 포함하며, 상기 고조파 배제 믹서는 상기 복수의 믹서 요소들의 출력들을 합하도록 구성된 합계 요소를 더 포함하는, 휴대용 송수신기.
  23. 제22항에 있어서, 각각의 믹서 요소는 더블 밸런스드 길버트 믹서를 포함하며, 각각의 믹서 요소의 상기 최소한 하나의 변조기 가중치는 상기 더블 밸런스드 길버트 믹서의 저항 값, 전류 소싱 트랜지스터들의 폭들, 및 입력 차동 쌍 트랜지스터들의 폭들 중 최소한 하나에 기초하는, 휴대용 송수신기.
  24. 제22항에 있어서, 제1 믹서 요소는 신호들 I(t) 및 B0°를 수신하고, 상기 신호들 I(t) 및 B0°를 √3의 근사값을 가지는 제1 변조기 가중치와 혼합하도록 구성되며, 제2 믹서 요소는 신호들 I(t) 및 B60°를 수신하고, 상기 신호들 I(t) 및 B60°를 √3의 근사값을 가지는 제2 변조기 가중치와 혼합하도록 구성되며, 제3 믹서 요소는 신호들 Q(t) 및 B0°를 수신하고, 상기 신호들 Q(t) 및 B0°를 -1의 근사값을 가지는 제3 변조기 가중치와 혼합하도록 구성되며, 제4 믹서 요소는 신호들 Q(t) 및 B60°를 수신하고, 상기 신호들 Q(t) 및 B60°를 +1의 근사값을 가지는 제4 변조기 가중치와 혼합하도록 구성되며, 제5 믹서 요소는 신호들 Q(t) 및 B120°를 수신하고, 상기 신호들 Q(t) 및 B120°를 +2의 근사값을 가지는 제5 변조기 가중치와 혼합하도록 구성되는, 휴대용 송수신기.
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Families Citing this family (32)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10917163B2 (en) 2014-08-15 2021-02-09 SEAKR Engineering, Inc. Integrated mixed-signal RF transceiver with ADC, DAC, and DSP and high-bandwidth coherent recombination
KR100831365B1 (ko) * 2006-11-15 2008-05-21 삼성전자주식회사 무선통신을 위한 통신장치 및 그 주파수 생성방법
US8165538B2 (en) 2008-06-25 2012-04-24 Skyworks Solutions, Inc. Systems and methods for implementing a harmonic rejection mixer
JP5670417B2 (ja) * 2009-03-17 2015-02-18 スカイワークス ソリューションズ，インコーポレイテッドＳｋｙｗｏｒｋｓ Ｓｏｌｕｔｉｏｎｓ，Ｉｎｃ． Ｓａｗレス、ｌｎａレス低ノイズ受信器
US9197161B2 (en) * 2009-09-03 2015-11-24 Qualcomm Incorporated Driving a mixer with a differential lo signal having at least three signal levels
US8798216B2 (en) * 2010-01-05 2014-08-05 Maxlinear, Inc. High dynamic range radio architecture with enhanced image rejection
US8422975B2 (en) * 2010-06-09 2013-04-16 Qualcomm, Incorporated Harmonic suppression and/or rejection
US8552790B2 (en) * 2010-07-21 2013-10-08 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Harmonic rejection of signal converting device and method thereof
KR20120030171A (ko) 2010-09-17 2012-03-28 삼성전자주식회사 하모닉 성분을 제거하기 위한 장치 및 방법
US8704582B2 (en) 2012-03-30 2014-04-22 Mediatek Singapore Pte. Ltd. High linearity mixer using a 33% duty cycle clock for unwanted harmonic suppression
US8963610B2 (en) 2012-05-10 2015-02-24 Qualcomm Incorporated Adaptable mixer and local oscillator devices and methods
EP2747293B1 (en) * 2012-12-19 2015-08-26 Imec Circuit for Baseband Harmonic Rejection
US9203385B2 (en) 2012-12-21 2015-12-01 Qualcomm Incorporated Signal component rejection
US8976897B2 (en) 2013-07-24 2015-03-10 Qualcomm Incorporated Suppression of spurious harmonics generated in TX driver amplifiers
EP3039789B1 (en) * 2014-03-13 2019-03-06 MediaTek Inc. Harmonic rejection translational filter
US20150288412A1 (en) * 2014-04-03 2015-10-08 Broadcom Corporation Harmonic Rejection Mixer
CA2952837C (en) 2014-08-15 2019-07-30 SEAKR Engineering, Inc. Integrated mixed-signal asic with adc, dac, and dsp
CN104158499A (zh) * 2014-08-28 2014-11-19 东华理工大学 核电子学实验系统放大电路
US20160079985A1 (en) * 2014-09-16 2016-03-17 Qualcomm Incorporated Quadrature local oscillator phase synthesis and architecture for divide-by-odd-number frequency dividers
US9529380B1 (en) * 2015-08-04 2016-12-27 Qualcomm Incorporated Local oscillator signal generation circuit with harmonic current rejection
US10171034B2 (en) * 2016-04-08 2019-01-01 Mediatek Inc. Phase-rotated harmonic-rejection mixer apparatus
US10009050B2 (en) * 2016-05-26 2018-06-26 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Quadrature transmitter, wireless communication unit, and method for spur suppression
US10419046B2 (en) 2016-05-26 2019-09-17 Mediatek Singapore Pte. Ltd Quadrature transmitter, wireless communication unit, and method for spur suppression
US10044321B2 (en) * 2016-08-02 2018-08-07 Samsung Electronics Co., Ltd System and method for linearizing a transmitter by rejecting harmonics at mixer output
EP3340477B1 (en) * 2016-12-23 2021-11-03 Nxp B.V. A wireless transmitter, a circuit, and method for driver harmonic reduction
US10644681B2 (en) * 2017-02-23 2020-05-05 Avago Technologies International Sales Pte. Limited Low-power local oscillator generation
EP3376666A1 (fr) * 2017-03-14 2018-09-19 STMicroelectronics (ALPS) SAS Dispositif d'oscillateur local à faible consommation
US10181868B2 (en) * 2017-05-31 2019-01-15 Silicon Laboratories Inc. Apparatus for radio-frequency receiver with reduced power consumption and associated methods
CN109121126B (zh) * 2018-08-10 2021-08-17 Oppo广东移动通信有限公司 电子设备、消息推送方法及相关产品
US10601618B1 (en) * 2018-12-27 2020-03-24 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Quadrature harmonic rejection mixer
US11249165B2 (en) * 2019-08-01 2022-02-15 GM Global Technology Operations LLC Hyperbolic waveform for code-division multiple-access multiple-input multiple-output radar
CN111211737B (zh) * 2020-03-03 2024-05-31 芯原微电子(上海)股份有限公司 高谐波抑制比混频电路

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070072575A1 (en) * 2005-09-27 2007-03-29 Tirdad Sowlati Direct conversion receiver having a subharmonic mixer
US20080100755A1 (en) * 2006-10-25 2008-05-01 Mstar Semiconductor, Inc. Triple-conversion television tuner

Family Cites Families (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7167686B2 (en) * 2002-01-25 2007-01-23 Qualcomm Incorporated Wireless communications transceiver: transmitter using a harmonic rejection mixer and an RF output offset phase-locked loop in a two-step up-conversion architecture and receiver using direct conversion architecture
US7130604B1 (en) * 2002-06-06 2006-10-31 National Semiconductor Corporation Harmonic rejection mixer and method of operation
JP3729171B2 (ja) * 2002-11-26 2005-12-21 松下電器産業株式会社 混合回路とこれを用いた高周波信号受信装置
KR100546388B1 (ko) * 2003-10-17 2006-01-26 삼성전자주식회사 무선 통신 시스템의 다중-대역 송수신기
US7421259B2 (en) * 2004-04-16 2008-09-02 Broadcom Corporation RF mixer with high local oscillator linearity using multiple local oscillator phases
JPWO2005112292A1 (ja) * 2004-05-17 2008-03-27 日本電気株式会社 信号発生装置、並びにこれを用いた送信装置、受信装置及び送受信装置
US7327198B2 (en) * 2004-10-29 2008-02-05 Broadcom Corporation Method and system for a polyphase clock for a second intermediate frequency (IF) mixer to improve signal quality
US7366465B2 (en) * 2004-11-19 2008-04-29 Sirit Technologies Inc. Homodyne RFID receiver and method
US7509110B2 (en) * 2005-03-14 2009-03-24 Broadcom Corporation High-order harmonic rejection mixer using multiple LO phases
JP4364175B2 (ja) * 2005-08-01 2009-11-11 株式会社東芝 乗算器及びこれを用いる無線通信装置
GB0516766D0 (en) * 2005-08-16 2005-09-21 Zarlink Semiconductor Ltd Frequency changer and tuner
WO2007038484A2 (en) * 2005-09-27 2007-04-05 Skyworks Solutions, Inc. Variable gain frequency multiplier
US7792215B2 (en) * 2006-04-14 2010-09-07 Korea Advanced Institute Of Science And Technology (Kaist) Direct-conversion receiver and sub-harmonic frequency mixer thereof
TWI311855B (en) * 2006-04-17 2009-07-01 Via Tech Inc Harmonic-rejection modulating devices and methods
US7605669B2 (en) * 2006-05-05 2009-10-20 Skyworks Solutions, Inc. System and method for generating local oscillator (LO) signals for a quadrature mixer
US8165538B2 (en) 2008-06-25 2012-04-24 Skyworks Solutions, Inc. Systems and methods for implementing a harmonic rejection mixer

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070072575A1 (en) * 2005-09-27 2007-03-29 Tirdad Sowlati Direct conversion receiver having a subharmonic mixer
US20080100755A1 (en) * 2006-10-25 2008-05-01 Mstar Semiconductor, Inc. Triple-conversion television tuner

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