JPH08242261A - 検波器及び受信装置並びに送信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 この発明は、無線通信システムの送受信装置
に用いられる直交ミクサの高精度化、小形化およびこの
送受信装置の通信の品質の向上を目的とする。 【構成】 直交ミクサとしての検波器４１を備える送受
信装置において、Ｉ信号及びＱ信号を生成するミクサと
して、分配された信号波と４５度の位相差をもって分配
された局部発振波の２倍波とをそれぞれ混合する偶高調
波ミクサ４０ａ，４０ａを用いたものである。 【効果】 偶高調波ミクサは偶数次の歪みを低減するこ
とができ、通信品質が向上する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、無線通信システムの
送受信装置に用いられる検波器、及びこの検波器を用い
て構成された受信装置並びに送信装置に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】図５２は、1986年に出版されたPhilips
Journal of Reserch のvol.41,No.3の219 ページから2
31 ページや、あるいは1993年に出版された電子情報通
信学会論文誌C-1,vol.J76-C-1,No.11 の462 ページから
469 ページなどに示された従来のホモダイン構成の受信
装置の機能ブロック図である。

【０００３】同図において、１は信号を受信する空中線
（ＡＮＴ) 、２は空中線１が受信した出力を増幅する低
雑音増幅器（ＬＮＡ）、３は低雑音増幅器２が出力する
受信信号を通過させる帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、７
は受信信号を検波して互いに直交するベースバンド帯の
Ｉ信号及びＱ信号を出力する直交ミクサである。

【０００４】直交ミクサ７の内部構成ブロック図を図５
３に示す。直交ミクサ７は、帯域通過フィルタ３が出力
する信号（周波数ｆ_rf）を等位相、等振幅で２つに分配
する０度分配器６、外部から入力される局部発振波（周
波数ｆ_p ）を互いに９０度位相差を持たせて等振幅で２
つの分配する９０度分配器５、及び、０度分配器６の出
力と９０度分配器５の出力とをそれぞれアナログ乗算し
てベースバンド帯のＩ信号、Ｑ信号として出力する２つ
のミクサ（ＭＩＸ）４ａ，４ｂからなる。

【０００５】９ａ及び９ｂは、ミクサ４ａ，４ｂの出力
をそれぞれ入力とする低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、１
０ａ及び１０ｂは、低域通過フィルタ９ａ，９ｂの出力
を増幅するベースバンド増幅器（ＡＭＰ）、１１はベー
スバンドのＩ信号及びＱ信号に基づきデータを復調する
復調回路である。

【０００６】次に動作について説明する。図５２に示さ
れる従来の構成による受信装置においては、 空中線１で
受信した受信波信号ＲＦ（周波数ｆ_rf）を、低雑音増幅
器２が増幅し、帯域通過フィルタ３がろ波し、直交ミク
サ７に供給する。図５３に示すように、直交ミクサ７に
おいて、ミクサ４ａが９０度の位相差をもたせた局部発
振波ＬＯ（９０ｄｅｇ）と受信波信号ＲＦ（０ｄｅｇ）
とをアナログ乗算し、周波数混合するとともに、ミクサ
４ｂが位相差をもたない局部発振波ＬＯ（０ｄｅｇ）と
受信波信号ＲＦ（０ｄｅｇ）とをアナログ乗算し、周波
数混合する。

【０００７】ここで、図５４のスペクトルからわかるよ
うに、局部発振周波数ｆ_p と受信波信号周波数ｆ_rfとを
ほぼ同じ（ｆ_p ≒ｆ_rf）とすれば、直交ミクサ７のミク
サ４ａ，４ｂが出力するＩ出力およびＱ出力を、低域通
過フィルタ９ａ，９ｂでろ波し、ベースバンド周波数近
傍を取り出してやれば、受信波信号ＲＦの変調成分を得
ることができる。図５５に、ｆ_rf＝ｆ_p の場合に、４相
位相変調（ＱＰＳＫ）の受信波信号ＲＦを直交ミクサ７
で検波した出力例を示す。この図上で、時間的なシンボ
ル点の推移が出力される。このＩ出力およびＱ出力をベ
ースバンド増幅器１０ａ，１０ｂがそれぞれ増幅し、レ
ベルを高めた上で復調器１１に供給する。復調器１１
は、これらの信号に基づきデータを再生する。

【０００８】なお、直交ミクサ７の構成を、図５３に代
えて、受信波信号を互いに９０度の位相差を持たせて分
配し、局部発振波を位相差なしで分配する図５６に示さ
れる構成としてもよい。図５６の直交ミクサ７であって
も、全く同様に動作する。また、９０度移相器５には、
ブランチラインカプラやランゲカプラなどのような９０
度ハイブリッド分配器が用いられることもある。

【０００９】ところで、図５２に示されるホモダイン構
成の受信機は、ヘテロダイン構成の受信機と比較して、
次のような利点がある。 (1) 中間周波回路を不要とするため、小形で低コストで
ある。 (2) ミクサの影像周波数が存在しないため帯域通過フィ
ルタ３が小形になる。 これらの理由により、ホモダイン構成の受信機のＡＭラ
ジオ、ＦＭラジオ、あるいはポッケットベル（主にＦＳ
Ｋ変調）などに用いられている。

【００１０】このようなホモダイン構成の受信機に用い
られる直交ミクサ７のミクサ４ａ，４ｂとしては、図５
７に示される一般的なダイオード平衡ミクサや、培風館
より出版された、P.R.グレイとR.G.メイヤの共著”アナ
ログ集積回路設計技術”（P.R.Gray,R.G.Mayer:”Analy
sis and Design of analog integrated circuits”）の
10.3章に記載された、図５８に示されるトランジスタを
用いたギルバートセルなどの平衡ミクサがある。

【００１１】図５７において、１３ａ〜１３ｄはミクサ
ダイオード、１４ａ，１４ｂはバラン、１５は局部発振
波（ＬＯ）入力端子、１６は受信信号波（ＲＦ）入力端
子、１７はベースバンド出力端子である。バラン１４
ｂ，１４ａによりＲＦおよびＬＯはミクサダイオード１
３ａ〜１３ｄに給電される。ミクサダイオード１３ａ〜
１３ｄにおいてなされるＲＦとＬＯとのアナログ乗算に
より生じる混合波は、ベースバンド出力端子１７に出力
される。なお、ＲＦやＬＯは相殺されてベースバンド出
力端子１７には出力されない。

【００１２】図５８において、１８ａ，１８ｂは抵抗、
１９ａ〜１９ｆはトランジスタ、２０は電流源である。
ＲＦおよびＬＯは差動入力である。互いに逆位相の信号
ＲＦが、トランジスタ１９ａ、１９ｂ及びトランジスタ
１９ｃ、１９ｄに給電される。また、互いに逆位相の信
号ＬＯがトランジスタ１９ｅ，１９ｆに給電される。ト
ランジスタ１９ａ〜１９ｆによりなされるＲＦとＬＯと
のアナログ乗算により生じる混合波は、トランジスタ１
９ｂ、１９ｄのコレクタ、トランジスタ１９ａ、１９ｃ
のコレクタにそれぞれ接続された、差動出力であるベー
スバンド出力端子１７に出力される。なお、ＲＦやＬＯ
は相殺されてベースバンド出力端子１７には出力されな
い。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】以上のような従来のホ
モダイン構成の受信機では、構成が簡易な反面、いろい
ろな問題点があり、その応用はごく限られている。以
下、主要な問題点について述べる。

【００１４】まず、図５９に示すように、空中線１が受
信する受信波ＲＦの電力は、例えば、携帯電話の場合に
おいて−９０ｄＢｍ程度の小電力であるため、受信機は
かなり高感度、高利得な設計がなされる。そのため、例
えば、５ｄＢｍ程度の局部発振波ＬＯがプリント基板か
ら放射されると、空中線１にＬＯが入力される。放射時
の減衰量がたとえ９０ｄＢあったとしても、ＬＯは−８
５ｄＢｍ程度とＲＦのレベルと同程度である。そのた
め、ＲＦと一緒に直交ミクサ７に入力されて互いに干渉
する。このときの周波数関係を図６０に示す。干渉波ｆ
_p ’も、受信波ｆ_rfと同様に直交ミクサ７で検波されて
直流出力（同図のｆ_p −ｆ_p ’）される。この出力（ｆ
_p −ｆ_p ’）は、ＬＯの雑音成分を含むため所望波（ｆ
_rf−ｆ_p ）に干渉し、受信感度を抑圧するという問題が
ある。このことは、図６１に示すように、ＩＱ成分に対
し直流オフセットとなり、ベクトル誤差が増加する。こ
のことにより、デジタル通信に用いられた場合、符号誤
り率が劣化するという問題がある。

【００１５】また、このような直流オフセットの問題
は、たとえ干渉がない場合においても生じる場合があ
る。1978年発行のWJ社Tech-note vol.5 、NO1 、”Mi
xers asphase detector”に記載されているように、
図５７に示すダイオード平衡ミクサにおいて、ミクサダ
イオード１３ａ〜１３ｄの特性が不揃いであると、各ミ
クサダイオード１３ａ〜１３ｄにおいてＬＯの整流電流
が相殺されず、直流オフセットとなる。図５８に示すト
ランジスタを用いたギルバートセルでも同様の問題があ
る。

【００１６】また、無線通信の分野では、感度の他に、
所望波よりも強大な２波を入力したときの歪みによる感
度劣化の抑制、すなわち低歪み化が要求される。一般的
な歪み特性は、図６２に示すような隣接チャネルの波に
よる３次歪みが主体であり、これはヘテロダインでも存
在する問題である。同図において、ｆ１は所望の受信
波、ｆ２及びｆ３は隣接チャネルの波をそれぞれ示す。
また、点線は、ｆ２，ｆ３による３次歪を示す。

【００１７】従来のホモダイン構成の受信機について、
さらに、２次など偶数次の歪みが報告されている。図６
３は、電子情報通信学会の1993年秋季全国大会B-329 や
1994年秋季全国大会C-73で報告されている偶数次（ここ
では２次）の歪みの周波数関係である。同図において、
点線は２次歪を示す。この２次歪みにより、隣接チャネ
ルｆ２およびｆ３の波の差周波数Δｆ＝ｆ３−ｆ２が生
じ、ベースバンド近傍に変換される。これはホモダイン
構成の受信機固有の問題で、ヘテロダイン構成の受信機
にはない。このように従来のホモダイン構成の受信機に
おいて、３次のみならず、２次など偶数次の歪みにより
感度が抑圧されるという問題がある。

【００１８】この発明は、上述のような課題を解決する
ためになされたもので、受信感度を向上できるとともに
符号誤り率を低下させ、直流オフセットを低減でき、さ
らに、２次をはじめとする偶数次歪みの低歪化を可能と
する検波器を得ることを目的とする。

【００１９】

【課題を解決するための手段】請求項１に係る検波器
は、外部から供給される信号波を分配する第１の分配器
と、外部から供給される局部発振波を分配する第２の分
配器と、上記第１の分配器の出力及び上記第２の分配器
の出力に基づき上記局部発振波の２倍波と上記信号波と
の混合波を生成する第１の偶高調波ミクサと、上記第１
の分配器の出力及び上記第２の分配器の出力に基づき上
記局部発振波の２倍波と上記信号波との混合波を生成す
る第２の偶高調波ミクサとを備えたものである。

【００２０】請求項２に係る検波器は、上記第１の分配
器を、上記第１の偶高調波ミクサ及び上記第２の偶高調
波ミクサに対し上記信号波を概略同位相かつ概略同振幅
で給電するように構成するとともに、上記第２の分配器
を、上記第１の偶高調波ミクサ及び上記第２の偶高調波
ミクサに対し上記局部発振波を概略４５度の位相差かつ
概略同振幅で給電するように構成したものである。

【００２１】請求項３に係る検波器は、上記第１の分配
器を、上記第１の偶高調波ミクサ及び上記第２の偶高調
波ミクサに対し上記信号波を概略９０度の位相差かつ概
略同振幅で給電するように構成するとともに、上記第２
の分配器を、上記第１の偶高調波ミクサ及び上記第２の
偶高調波ミクサに対し上記局部発振波を概略同位相かつ
概略同振幅で給電するように構成したものである。

【００２２】請求項４に係る検波器は、上記第１の分配
器を、その中心周波数が上記信号波の周波数と上記局部
発振波の周波数との間にあるようにしたものである。

【００２３】請求項５に係る検波器は、上記第２の分配
器を、その中心周波数が上記信号波の周波数と上記局部
発振波の周波数との間にあるようにしたものである。

【００２４】請求項６に係る検波器は、上記第１の分配
器の出力を増幅して上記第１の偶高調波ミクサに対し供
給する第１のバッファ増幅器と、上記第１の分配器の出
力を増幅して上記第２の偶高調波ミクサに対し供給する
第２のバッファ増幅器とを備えたものである。

【００２５】請求項７に係る検波器は、上記第２の分配
器の出力を増幅して上記第１の偶高調波ミクサに対し供
給する第３のバッファ増幅器と、上記第２の分配器の出
力を増幅して上記第２の偶高調波ミクサに対し供給する
第４のバッファ増幅器とを備えたものである。

【００２６】請求項８に係る検波器は、上記第１の分配
器と上記第１の偶高調波ミクサとの間に上記信号波を通
過させる第１のフィルタを備えるとともに、上記第２の
分配器と上記第２の偶高調波ミクサとの間に上記信号波
を通過させる第２のフィルタを備えたものである。

【００２７】請求項９に係る検波器は、上記第２の分配
器と上記第１の偶高調波ミクサとの間に上記局部発振波
を通過させる第３のフィルタを備えるとともに、上記第
２の分配器と上記第２の偶高調波ミクサとの間に上記局
部発振波を通過させる第４のフィルタを備えたものであ
る。

【００２８】請求項１０に係る検波器は、上記第１ない
し第４フィルタいずれかの特性を、上記信号波の周波数
をｆｉｎ、上記局部発振波の周波数をｆｐとしたとき、
これらの和周波数（ｆｉｎ＋２ｆｐ）を阻止する特性と
したものである。

【００２９】請求項１１に係る検波器は、上記局部発振
波に含まれる２倍波を抑制して上記第２の分配器に供給
する２倍波抑制フィルタを備えたものである。

【００３０】請求項１２に係る検波器は、上記局部発振
波の振幅変動を抑制して上記第２の分配器に供給するリ
ミタを備えたものである。

【００３１】請求項１３に係る検波器は、上記局部発振
波を分周して上記第２の分配器に供給する分周器を備え
たものである。

【００３２】請求項１４に係る検波器は、上記第１の偶
高調波ミクサの出力端に、５０オームを越える値の第１
の負荷抵抗を備えるとともに、上記第２の偶高調波ミク
サの出力端に、５０オームを越える値の第２の負荷抵抗
を備えたものである。

【００３３】請求項１５に係る検波器は、上記第１の偶
高調波ミクサの出力端に、ベースバンドに変換された隣
接チャネルの波の周波数で遮断域となる第１の低域通過
フィルタを備えるとともに、上記第２の偶高調波ミクサ
の出力端に、ベースバンドに変換された隣接チャネルの
波の周波数で遮断域となる第２の低域通過フィルタを備
えたものである。

【００３４】請求項１６に係る検波器は、上記第１の偶
高調波ミクサまたは上記第２の偶高調波ミクサいずれか
に、２つのダイオードを互いに逆極性で並列接続してな
り、上記２つのダイオードの第１の並列接続端を上記信
号波の入力端及び上記混合波の出力端とし、第２の並列
接続端を上記局部発振波の入力端としたダイオードペア
と、集中定数により構成され、上記局部発振波の周波数
で短絡状態になるとともに、上記信号波の周波数で開放
状態になり、上記第１の並列接続端に接続された第１の
分波回路と、集中定数により構成され、上記局部発振波
の周波数で開放状態になるとともに、上記信号波の周波
数で短絡状態になり、上記第２の並列接続端に接続され
た第２の分波回路とを備えたものである。

【００３５】請求項１７に係る検波器は、上記第１の分
波回路を、互いに直列に接続されたキャパシタ及びイン
ダクタからなる直列共振回路と、上記直列共振回路に並
列接続されたキャパシタとから構成したものである。

【００３６】請求項１８に係る検波器は、上記第１の分
波回路を、互いに並列に接続されたキャパシタ及びイン
ダクタからなる並列共振回路と、上記並列共振回路に直
列接続されたキャパシタとから構成したものである。

【００３７】請求項１９に係る検波器は、上記第２の分
波回路を、互いに直列に接続されたキャパシタ及びイン
ダクタからなる直列共振回路と、上記直列共振回路に並
列接続されたインダクタとから構成したものである。

【００３８】請求項２０に係る検波器は、上記第２の分
波回路を、互いに並列に接続されたキャパシタ及びイン
ダクタからなる並列共振回路と、上記並列共振回路に直
列接続されたインダクタとから構成したものである。

【００３９】請求項２１に係る検波器は、上記第１の偶
高調波ミクサまたは上記第２の偶高調波ミクサいずれか
に、上記局部発振波を増幅し、互いに逆位相となる第１
の出力及び第２の出力として出力する差動増幅器と、２
つのダイオードを互いに逆極性で並列接続してそれぞれ
なる複数のダイオードペアをリング状に接続して構成さ
れたダイオードリングを有し、上記差動増幅器の２つの
出力に基づき、上記局部発振波の２倍波と上記ダイオー
ドリングに入力された信号波との混合波を出力する混合
部とを備えたものである。

【００４０】請求項２２に係る検波器は、上記差動増幅
器の出力に含まれる高調波を除去して、上記混合部に供
給するフィルタを備えたものである。

【００４１】請求項２３に係る検波器は、上記第１の偶
高調波ミクサまたは上記第２の偶高調波ミクサいずれか
に、信号波を増幅し、互いに逆位相となる第１の出力及
び第２の出力として出力する第１の差動増幅器と、局部
発振波を受けてこの局部発振波の２倍波を発生するとと
もに、この２倍波と上記第１の差動増幅器の第１の出力
とを乗算して差動信号として出力する第２の差動増幅器
と、上記第２の差動増幅器の出力端と並列に接続された
出力端をもち、上記局部発振波を受けて上記第１の差動
増幅器で発生する局部発振波の２倍波と逆位相となる２
倍波を発生するとともに、この２倍波と上記第１の差動
増幅器の第２の出力とを乗算して差動信号として出力す
る第３の差動増幅器とを備えたことを特徴とする請求項
１記載の検波器。

【００４２】請求項２４に係る受信装置は、検波器を、
請求項１ないし請求項２３いずれかに記載の検波器とし
たものである。

【００４３】請求項２５に係る送信装置は、ベクトル変
調器を、請求項１ないし請求項２３いずれかに記載の検
波器で構成したものである。

【００４４】

【作用】請求項１の発明においては、第１の分配器が外
部から供給される信号波を分配し、第２の分配器が外部
から供給される局部発振波を分配し、第１の偶高調波ミ
クサが上記第１の分配器の出力及び上記第２の分配器の
出力に基づき上記局部発振波の２倍波と上記信号波との
混合波を生成し、第２の偶高調波ミクサが上記第１の分
配器の出力及び上記第２の分配器の出力に基づき上記局
部発振波の２倍波と上記信号波との混合波を生成する。

【００４５】請求項２の発明においては、上記第１の分
配器が、上記第１の偶高調波ミクサ及び上記第２の偶高
調波ミクサに対し上記信号波を概略同位相かつ概略同振
幅で給電し、上記第２の分配器が、上記第１の偶高調波
ミクサ及び上記第２の偶高調波ミクサに対し上記局部発
振波を概略４５度の位相差かつ概略同振幅で給電する。

【００４６】請求項３の発明においては、上記第１の分
配器が、上記第１の偶高調波ミクサ及び上記第２の偶高
調波ミクサに対し上記信号波を概略９０度の位相差かつ
概略同振幅で給電し、上記第２の分配器が、上記第１の
偶高調波ミクサ及び上記第２の偶高調波ミクサに対し上
記局部発振波を概略同位相かつ概略同振幅で給電する。

【００４７】請求項４の発明においては、上記第１の分
配器が、上記信号波及び上記局部発振波いずれに対して
もアイソレーションをとる。

【００４８】請求項５の発明においては、上記第２の分
配器が、上記信号波及び上記局部発振波いずれに対して
もアイソレーションをとる。

【００４９】請求項６の発明においては、第１のバッフ
ァ増幅器が上記第１の分配器の出力を増幅して上記第１
の偶高調波ミクサに対し供給し、第２のバッファ増幅器
が上記第１の分配器の出力を増幅して上記第２の偶高調
波ミクサに対し供給する。

【００５０】請求項７の発明においては、第３のバッフ
ァ増幅器が上記第２の分配器の出力を増幅して上記第１
の偶高調波ミクサに対し供給し、第４のバッファ増幅器
が上記第２の分配器の出力を増幅して上記第２の偶高調
波ミクサに対し供給する。

【００５１】請求項８の発明においては、上記第１の分
配器と上記第１の偶高調波ミクサとの間に設けられた第
１のフィルタが上記信号波を通過させるとともに、上記
第２の分配器と上記第２の偶高調波ミクサとの間に設け
られた第２のフィルタが上記信号波を通過させる。

【００５２】請求項９の発明においては、上記第２の分
配器と上記第１の偶高調波ミクサとの間に設けられた第
３のフィルタ上記局部発振波を通過させるとともに、上
記第２の分配器と上記第２の偶高調波ミクサとの間に設
けられた第４のフィルタが上記局部発振波を通過させ
る。

【００５３】請求項１０の発明においては、上記信号波
の周波数をｆｉｎ、上記局部発振波の周波数をｆｐとし
たとき、これらの和周波数（ｆｉｎ＋２ｆｐ）を阻止す
る特性を有するフィルタが、信号波と局部発振波の２倍
波との和周波数の信号を除去する。

【００５４】請求項１１の発明においては、２倍波抑制
フィルタが上記局部発振波に含まれる２倍波を抑制して
上記第２の分配器に供給する。

【００５５】請求項１２の発明においては、リミタが上
記局部発振波の振幅変動を抑制して上記第２の分配器に
供給する。

【００５６】請求項１３の発明においては、分周器が上
記局部発振波を分周して上記第２の分配器に供給する。

【００５７】請求項１４の発明においては、上記第１の
偶高調波ミクサの出力端に設けられた、５０オームを越
える値の第１の負荷抵抗、及び、上記第２の偶高調波ミ
クサの出力端に設けられた、５０オームを越える値の第
２の負荷抵抗が、それぞれ出力信号を発生させる。

【００５８】請求項１５の発明においては、上記第１の
偶高調波ミクサの出力端に設けられた第１の低域通過フ
ィルタが、ベースバンドに変換された隣接チャネルの波
の周波数で遮断域となるとともに、上記第２の偶高調波
ミクサの出力端に設けられた第２の低域通過フィルタ
が、ベースバンドに変換された隣接チャネルの波の周波
数で遮断域となる。

【００５９】請求項１６の発明においては、上記第１の
偶高調波ミクサまたは上記第２の偶高調波ミクサいずれ
かの、２つのダイオードを互いに逆極性で並列接続して
なり、上記２つのダイオードの第１の並列接続端を上記
信号波の入力端及び上記混合波の出力端とし、第２の並
列接続端を上記局部発振波の入力端としたダイオードペ
アが検波し、集中定数により構成された第１の分波回路
が、上記第１の並列接続端を上記局部発振波の周波数で
短絡状態にするとともに、上記信号波の周波数で開放状
態にし、集中定数により構成された第２の分波回路が、
上記第２の並列接続端を上記局部発振波の周波数で開放
状態にするとともに、上記信号波の周波数で短絡状態に
する。

【００６０】請求項１７の発明においては、互いに直列
に接続されたキャパシタ及びインダクタからなる直列共
振回路と、上記直列共振回路に並列接続されたキャパシ
タとが、上記第１の分波回路を構成する。

【００６１】請求項１８の発明においては、互いに並列
に接続されたキャパシタ及びインダクタからなる並列共
振回路と、上記並列共振回路に直列接続されたキャパシ
タとが、上記第１の分波回路を構成する。

【００６２】請求項１９の発明においては、互いに直列
に接続されたキャパシタ及びインダクタからなる直列共
振回路と、上記直列共振回路に並列接続されたインダク
タとが、上記第２の分波回路を構成する。

【００６３】請求項２０の発明においては、互いに並列
に接続されたキャパシタ及びインダクタからなる並列共
振回路と、上記並列共振回路に直列接続されたインダク
タとが、上記第２の分波回路を構成する。

【００６４】請求項２１の発明においては、上記第１の
偶高調波ミクサまたは上記第２の偶高調波ミクサいずれ
かの、差動増幅器が上記局部発振波を増幅し、互いに逆
位相となる第１の出力及び第２の出力として出力し、２
つのダイオードを互いに逆極性で並列接続してそれぞれ
なる複数のダイオードペアをリング状に接続して構成さ
れた混合部のダイオードリングが、上記差動増幅器の２
つの出力に基づき、上記局部発振波の２倍波と上記ダイ
オードリングに入力された信号波との混合波を出力す
る。

【００６５】請求項２２の発明においては、フィルタ
が、上記差動増幅器の出力に含まれる高調波を除去し
て、上記混合部に供給する。

【００６６】請求項２３の発明においては、上記第１の
偶高調波ミクサまたは上記第２の偶高調波ミクサいずれ
かの、第１の差動増幅器が、信号波を増幅し、互いに逆
位相となる第１の出力及び第２の出力として出力し、第
２の差動増幅器が、局部発振波を受けてこの局部発振波
の２倍波を発生するとともに、この２倍波と上記第１の
差動増幅器の第１の出力とを乗算して差動信号として出
力し、上記第２の差動増幅器の出力端と並列に接続され
た出力端をもつ第３の差動増幅器が、上記局部発振波を
受けて、上記第１の差動増幅器で発生する局部発振波の
２倍波と逆位相となる２倍波を発生するとともに、この
２倍波と上記第１の差動増幅器の第２の出力とを乗算し
て差動信号として出力する。

【００６７】請求項２４の発明において、偶高調波ミク
サから構成された検波器が信号波を検波してＩ信号及び
Ｑ信号を出力する。

【００６８】請求項２５の発明において、偶高調波ミク
サから構成されたベクトル変調器が局部発振波に基づき
Ｉ信号及びＱ信号を変調する。

【００６９】

【実施例】

実施例１．以下、 この実施例１の直交ミクサを用いた受
信装置を図について説明する。図１において、１は受信
波ｆ_rfを受信する空中線（ＡＮＴ）、２は空中線で受信
した受信波を増幅する低雑音増幅器（ＬＮＡ）、３は低
雑音増幅器の出力をろ波する帯域通過フィルタ（ＢＰ
Ｆ）、４１は帯域通過フィルタ３の出力を受けて直交検
波を行いＩ信号及びＱ信号として出力する偶高調波直交
ミクサである。

【００７０】偶高調波直交ミクサ４１は、図２に示され
るように、帯域通過フィルタ３の出力を等位相、等振幅
で２つの信号（ＲＦ（０ｄｅｇ））に分配する０度分配
器６、外部から入力される局部周波数信号を互いに４５
度の位相差をもち、等振幅の２つの信号（ＬＯ（０ｄｅ
ｇ），ＬＯ（４５ｄｅｇ））に分配する４５度移相器４
２、及び０度分配器６の出力及び４５度移相器４２の出
力をそれぞれ受けてベースバンドのＩ信号（Ｉ−ｏｕｔ
ｐｕｔ）、Ｑ信号（Ｑ−ｏｕｔｐｕｔ）をそれぞれ発生
する偶高調波ミクサ４０ａ，４０ｂから構成されてい
る。

【００７１】また、偶高調波ミクサ４０ａ，４０ｂは、
図３に示されるように、２つのミクサダイオード３０
ａ，３０ｂを互いに逆極性で並列接続して構成され、Ｒ
Ｆ信号とＬＯ信号の２倍波とをアナログ乗算してベース
バンド信号を検出するアンチパラレルダイオードペア
（ＡＰＤＰ）３１、及び、端子１６に入力されるＲＦ信
号と端子１５に入力されるＬＯ信号とをアンチパラレル
ダイオードペア３１に供給するとともに、検波されたベ
ースバンド（Ｂ．Ｂ．）信号を取り出して端子１７を介
して出力する分波回路３９から構成されている。

【００７２】８は局部発振信号（ＬＯ）を発生する局部
発振器、９ａ、９ｂは偶高調波直交ミクサ４１の偶高調
波ミクサ４０ａ，４０ｂがそれぞれ出力するＩ信号及び
Ｑ信号を受け、その低周波成分を取り出してそれぞれ出
力する低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、１０ａ，１０ｂは
低域通過フィルタ９ａ，９ｂの出力をそれぞれ増幅する
ベースバンド増幅器、１１はベースバンド増幅器１０
ａ，１０ｂの出力に基づきデータを復調する復調回路で
ある。

【００７３】次に動作について説明する。図１におい
て、空中線１が受信した信号は低雑音増幅器２において
増幅され、帯域通過フィルタ３に入力される。そして、
帯域通過フィルタ３において所望の帯域の信号のみが抽
出されて偶高調波直交ミクサ４１に入力される。偶高調
波直交ミクサ４１は、信号波を検波してベースバンドの
変調成分であるＩ信号及びＱ信号を出力する。

【００７４】偶高調波直交ミクサ４１の詳細動作につい
て説明する。帯域通過フィルタ３の出力を受けて、０度
分配器６が受信信号を等位相、等振幅の２つの信号に分
配する。また、４５度移相器４２が、局部発振器８の出
力を、互いに４５度の位相差を有し、等振幅の２つの信
号に分配する。偶高調波ミクサ４０ａは、０度分配器６
の出力と４５度移相された局部発振波の２倍波とをアナ
ログ乗算してベースバンドのＩ信号を取り出す。また、
偶高調波ミクサ４０ｂは、０度分配器６の出力と分配さ
れた局部発振波の２倍波とをアナログ乗算してベースバ
ンドのＱ信号を取り出す。なお、ここで移相器４２が４
５度だけ移相させるのは、偶高調波ミクサ４０ａが局部
発振波の２倍波の混合を行うことから、４５度の位相差
が９０度の位相差になるからである。

【００７５】低域通過フィルタ９ａ，９ｂは、それぞれ
偶高調波ミクサ４０ａ，４０ｂが出力するＩ信号、Ｑ信
号の低周波成分を取り出す。ベースバンド増幅器１０
ａ、１０ｂは、低域通過フィルタ９ａ，９ｂの出力をそ
れぞれ増幅して復調回路１１に対し出力する。復調回路
１１は、これらＩ信号及びＱ信号に基づきデータを復調
する。

【００７６】ところで、図３に示されるように構成され
る偶高調波ミクサ４０ａ，４０ｂにおいて、ＬＯが加え
られると、半周期ごとにミクサダイオード３０ａ，３０
ｂがＯＮし、図４に示すような電流が流れる。これによ
り、図５に示すように、半周期ごとにコンダクタンスが
高まるように動作する。そのため、ＬＯの高調波は奇数
次、また、コンダクタンスの高調波は偶数次しか存在し
ない。

【００７７】したがって、ＡＰＤＰ３１を適用してミク
サを構成すると、ＡＰＤＰ３１が、あたかもＬＯの偶数
次の高調波で変調されているように見えるため、ＬＯの
２倍波２ｆ_p と信号波ｆ_rfとの混合が行われ、ｆ_p とｆ
_rfとの混合は抑制される。そのため、局部発振波の周波
数ｆ_p の位相も２倍される性質がある。したがって、偶
高調波直交ミクサ４１を構成する局部発振波用の移相器
の移相量４５度となる。また、このＡＰＤＰ３１を用い
た偶高調波ミクサ４０ａでは、２つのダイオード３０
ａ、３０ｂのバランスをとることにより、ＬＯの偶数
次、及びコンダクタンスの奇数次の高調波を抑制するこ
とができる。この抑制は、バランなどの回路の精度によ
らず、２つのダイオード３０ａ，３０ｂのばらつきにの
み依存する。したがって、この実施例１によれば、４つ
のダイオードを有し、バランの精度に依存する通常の平
衡形のミクサの場合と比較し、はるかに高い抑制が可能
である。ちなみにマイクロ波において、通常の平衡形の
ミクサは２５ｄＢ程度の抑制が可能であるが、図３の偶
高調波ミクサは５０ｄからＢ６０ｄＢの抑制が可能であ
る。

【００７８】この偶高調波ミクサ４０ａ，４０ｂの出力
周波数ｆｏｕｔは、次式で表わされる。 ｆｏｕｔ＝ＡＢＳ（ｍ・ｆ_rf±ｎ・ｆ_p ） ・・・(1) ここで、ｆ_rfは受信信号の周波数、ｆ_p は局部発振波の
周波数、ｍ、ｎは整数であって、（ｍ±ｎ）の絶対値が
奇数となる数である。また、ＡＢＳは絶対値を意味す
る。

【００７９】マルチキャリア入力時も、その混合波の各
キャリアに対応する係数の和は奇数となる。したがって
通常の使用において、 ｆｏｕｔ＝ＡＢＳ（ｆ_rf±２・ｆ_p ） ・・・(2) となる。半分のｆ_p で動作させることができるため、こ
の条件で、マイクロ波、とりわけミリ波でのヘテロダイ
ン構成の送受信機に使用されている。

【００８０】一方、このような偶高調波ミクサ４０ａ，
４０ｂをホモダイン構成の受信装置に適用した場合の周
波数関係を図６に示す。式(2) からもわかるように、同
図に示されるＬＯ（ｆ_p ）はＲＦ（ｆ_rf）のほぼ半分
（ｆ_p ≒ｆ_rf／２）の周波数である。

【００８１】このような偶高調波ミクサ４０ａ，４０ｂ
をホモダイン構成の受信装置に適用した場合、偶高調波
ミクサ４０ａ，４０ｂの直流成分は、式(1) でｍ＝０，
ｎ＝０としたときに相当し、これは偶数次とみなせる。
したがって強く抑制され、低レベルとなる。このため、
この実施例１によれば、直流オフセットの抑制により符
号誤り率を低減できる効果がある。

【００８２】また、図７に示すようにＬＯの放射による
干渉が存在しても、図１の受信機はその影響をほとんど
受けない。それは、アンテナが出力する受信波は、偶高
調波直交ミクサ４１において周波数２ｆ_p の信号と混合
されるため、図８に示すように、その混合波は、２ｆ_p
−ｆ_p ＝ｆ_p および２ｆ_p ＋ｆ_p ＝３ｆ_p となり、ベー
スバンドには出力されない。このように、この実施例１
によれば、干渉波がベースバンド成分を持たなくなるた
め干渉の問題を回避できる効果がある。

【００８３】また式(1) から分かるように、この実施例
１の受信機において、原理的に奇数次の混合波しか生じ
ない。したがって、図９に示すように、２次歪みは点線
で示されるように非常にレベルが低くなる。このよう
に、この実施例１によれば、３次歪みを抑制できないも
のの、２次歪みのレベルを低くすることができて、受信
機の感度の抑圧を回避できる効果もある。

【００８４】なお、以上の説明において、直交ミクサを
例にとり説明したが、これに限らず複数のミクサを用い
て検波する装置に対して適用することができ、同様の効
果を奏する。

【００８５】実施例２．上記実施例１の受信機に用いら
れた偶高調波直交ミキサ４１は、図２に示された構成で
あったが、これに限らず図１０に示すように構成しても
よい。

【００８６】図１０において、受信信号ＲＦは、９０度
移位相器５により互いに９０度の位相差をもち、等振幅
の２つの信号（ＲＦ（０ｄｅｇ），ＲＦ（９０ｄｅ
ｇ））に分配される。また、局部発振器８からの局部発
振波ＬＯは、０度分配器６により等位相、等振幅の２つ
の信号（ＬＯ（０ｄｅｇ），ＬＯ（０ｄｅｇ））に分配
される。

【００８７】偶高調波ミクサ４０ａは、受信信号ＲＦ
（０ｄｅｇ）と局部発振波ＬＯ（０ｄｅｇ）の２倍波と
を混合してベースバンドのＩ信号（Ｉ−ｏｕｔｐｕｔ）
を出力する。偶高調波ミクサ４０ｂは、受信信号ＲＦ
（９０ｄｅｇ）と局部発振波ＬＯ（０ｄｅｇ）の２倍波
とを混合してベースバンドのＱ信号（Ｑ−ｏｕｔｐｕ
ｔ）を出力する。

【００８８】この実施例２によっても、実施例１と同様
の効果を奏する。

【００８９】実施例３．この実施例３は、偶高調波直交
ミクサ４１を構成する、受信信号ＲＦを２つに分配する
分配器の中心周波数、局部発振波ＬＯを２つに分配する
分配器の中心周波数の一方、あるいは両方を、図１４の
点線の特性で示すように、周波数ｆ_rfと周波数ｆ_p との
間（例えば、ｆ_c ≒√２ｆ_p ）に設定したものである。

【００９０】これら分配器の中心周波数をこのように設
定する意義について説明する。実施例１及び２で説明し
た、偶高調波ミクサ４０ａ，４０ｂを適用した偶高調波
直交ミクサ４１によれば、受信性能向上の効果がある
が、ｆ_p がｆ_rfの概略半分となるため、思わぬ問題が生
じる。

【００９１】すなわち、図１１や図１２に示すように、
偶高調波ミクサ４０ａ，４０ｂの端子間において漏洩が
生じると、偶高調波ミクサ４０ａ，４０ｂとの間で干渉
が生じてベクトル誤差が増大することがある。従来の直
交ミクサにおいては、ｆ_p とｆ_rfとがほぼ同一周波数で
あるため、ＲＦの分配器の中心周波数とＬＯの分配器の
中心周波数は同一であり、ＲＦの分配器およびＬＯの分
配器それぞれにおいて分配器の端子間アイソレーション
は十分得られていた。

【００９２】しかしながら、実施例１または２の偶高調
波直交ミクサ４１において、ＲＦ周波数はＬＯ周波数の
倍であり、ＲＦの分配器およびＬＯの分配器それぞれに
おいて端子間アイソレーションは十分得られない。一例
をあげると、図１３に示すウイルキンソン分配器の中心
周波数をｆ_p とすると、この分配器は図１４の実線のよ
うな特性を有するから、周波数２ｆ_p すなわちｆ_rfにお
いて、ほとんどアイソレーション特性が得られない。そ
のため、偶高調波ミクサ４０ａ，４０ｂ間の２ｆ_p の相
互干渉を生じ、極端な直交精度の劣化をきたす問題があ
る。

【００９３】そこで、この実施例３において、図１４の
破線で示すように、ＲＦの分配器あるいはＬＯの分配器
の一方、または双方の設計中心周波数をｆ_p とｆ_rfとの
間（たとえばｆ_c ＝√２・ｆ_p ）とすることにより、周
波数２ｆ_p すなわちｆ_rfにおいてアイソレーション特性
を改善して周波数ｆ_p 及びｆ_rfにおいて分配器のアイソ
レーションを得る。

【００９４】以上のように、この実施例３によれば、Ｒ
Ｆの分配器あるいはＬＯの分配器の一方、または双方の
設計中心周波数をｆ_p とｆ_rfとの間に設定したので、周
波数ｆ_p 及びｆ_rfにおいてＲＦの分配器あるいはＬＯの
分配器におけるアイソレーションを高めることができ
る。このことにより、ベクトル誤差の劣化を抑制できる
効果が生じる。

【００９５】実施例４．実施例３において、分配器の中
心周波数を適当に設定することによりアイソレーション
を高めた。この実施例４において、図１５あるいは図１
６に示されるように、ＲＦの分配器６と偶高調波ミクサ
４０ａ，４０ｂとの間にバッファ増幅器４３ａ，４３ｂ
を設け、その単方向性によりアイソレーションを高め
る。

【００９６】図１５の偶高調波直交ミクサ４１は、図２
の偶高調波直交ミクサ４１に、受信信号ＲＦを２つの受
信信号に分配した後に、これら２つの信号をそれぞれ増
幅するバッファ増幅器４３ａ及び４３ｂを追加したもの
である。バッファ増幅器４３ａ，４３ｂの出力は偶高調
波ミクサ４０ａ，４０ｂにそれぞれ供給される。図１５
の偶高調波直交ミクサ４１において、偶高調波ミクサ４
０ａ，４０ｂからの漏洩したＬＯ波は、バッファ増幅器
４３ａ，４３ｂにより伝搬が阻止され、分配器６に達す
ることはない。

【００９７】また、図１６の偶高調波直交ミクサ４１
は、図１０の偶高調波直交ミクサ４１に、受信信号ＲＦ
を２つの受信信号に分配した後に、これら２つの信号を
それぞれ増幅するバッファ増幅器４３ａ及び４３ｂを追
加したものである。バッファ増幅器４３ａ，４３ｂの出
力は偶高調波ミクサ４０ａ，４０ｂにそれぞれ供給され
る。図１６の偶高調波直交ミクサ４１において、同様
に、偶高調波ミクサ４０ａ，４０ｂからの漏洩したＬＯ
波は、バッファ増幅器４３ａ，４３ｂにより伝搬が阻止
され、ＲＦの分配器に達することはない。

【００９８】以上のように、この実施例４によれば、偶
高調波ミクサ４０ａ，４０ｂから漏洩したＬＯ波の伝搬
を阻止するバッファ増幅器を設けたので、偶高調波ミク
サ４０ａ，４０ｂ間のアイソレーションを高めることが
でき、ベクトル誤差の劣化を抑制できる効果がある。

【００９９】実施例５．なお、実施例４ではＲＦの分配
器と偶高調波ミクサ４０ａ，４０ｂとの間にバッファ増
幅器４３ａ，４３ｂを設け、その単方向性によりアイソ
レーションを高める構成であったが、同様に、ＬＯの分
配器と偶高調波ミクサ４０ａ，４０ｂとの間にバッファ
増幅器を設け、その単方向性によりアイソレーションを
高める構成としてもよい。この構成によっても同様の効
果を奏する。

【０１００】実施例６．実施例４あるいは５において、
ＲＦの分配器あるいはＬＯの分配器と偶高調波ミクサ４
０ａ，４０ｂとの間に、それぞれバッファ増幅器４３
ａ，４３ｂを設け、その信号伝搬の単方向性によりアイ
ソレーションを高める構成であったが、図１７や図１８
に示されるように、ＲＦの分配器と偶高調波ミクサ４０
ａ，４０ｂとの間に、ＲＦを通すがＬＯを阻止するフィ
ルタ４４ａ，４４ｂをそれぞれ設け、ＲＦ側でのＬＯの
アイソレーションを高める構成であってもよい。この実
施例６によっても、実施例４あるいは５と同様の効果を
奏する。

【０１０１】実施例７．実施例６はＲＦの分配器と偶高
調波ミクサ４０ａ，４０ｂとの間にＬＯを阻止するフィ
ルタ４４ａ，４４ｂを設け、アイソレーションを高める
構成であったが、図１９や図２０に示されるように、Ｌ
Ｏの分配器と偶高調波ミクサ４０ａ，４０ｂとの間に、
ＬＯを通すがＲＦを阻止するフィルタ４５ａ，４５ｂを
設け、ＬＯ側でのＲＦのアイソレーションを高める構成
であってもよい。この実施例７によっても、実施例４あ
るいは５と同様の効果を奏する。

【０１０２】実施例８．図２１に上記実施例の構成によ
る直交ミクサの周波数関係を示す。この図からわかるよ
うに、ｆ_rfと２ｆ_p との差周波数ｆ_rf−２ｆ_p はベース
バンド近傍となるが、和周波数ｆ_rf＋２ｆ_p は、概略２
ｆ_rfとなる。この和周波数ｆ_rf＋２ｆ_pは、差周波数ｆ
_rf−２ｆ_p と同じ次数であり、レベルは比較的高い。こ
れにより、偶高調波ミクサ４０ａ，４０ｂの間で干渉を
生じると、やはり誤差ベクトルが増大する問題がある。

【０１０３】そこで、この実施例８では、この和周波数
ｆ_rf＋２ｆ_p （≒２ｆ_rf）の影響を抑制するためのフィ
ルタ４６ａ，４６ｂを、ＲＦの分配器と偶高調波ミクサ
４０ａ，４０ｂとの間にそれぞれ設けたものである（図
２２、図２３）。あるいは、フィルタ４６ａ，４６ｂ
を、ＬＯの分配器と偶高調波ミクサ４０ａ，４０ｂとの
間にそれぞれ設けたものである（図２４、図２５）。フ
ィルタ４６ａ，４６ｂは、和周波数ｆ_rf＋２ｆ_p （≒２
ｆ_rf）の通過を阻止する。

【０１０４】以上のように、この実施例８によれば、偶
高調波ミクサ４０ａ，４０ｂ間のアイソレーションを高
めることができ、ベクトル誤差の劣化を抑制できる効果
がある。

【０１０５】実施例９．ところで、受信装置の局部発振
器８の出力には、図２６の点線に示すようにｆ_p の他
に、局部発振器８の非線形動作に起因する２ｆ_p など高
調波成分が含まれる。この局部発振波をそのまま偶高調
波直交ミクサ４１に加えると、２ｆ_p はＲＦ（ｆ_rf）に
対し干渉波となる。そして局部発振波に含まれる高調波
は、偶高調波直交ミクサ４１で検波されて、図２６の点
線に示すように直流成分となる。これらは、図２７に示
すベクトル誤差を生じさせる。

【０１０６】そこで、この実施例９による受信装置は、
図２８に示すように局部発振器８と偶高調波直交ミクサ
４１との間に局部発振器用フィルタ（ＬＰＦ）５１を設
け、局部発振波に含まれる第２高調波を抑制している。
局部発振器用フィルタ５１は、図２９の点線のように、
ｆ_p を通過させるがｆ_rfを阻止する周波数特性を有す
る。

【０１０７】この局部発振器用フィルタ５１により、図
２９に示すように局部発振波に含まれる２倍波２ｆ_p が
低レベルとなり、干渉波やベクトル誤差を抑制できる。
なお、以上の説明では受信装置について述べたが、送信
装置でもよく、同様に２倍波２ｆ_p により生じる搬送波
成分を抑制でき、ベクトル誤差を抑制できる効果があ
る。

【０１０８】実施例１０．図３０に偶高調波ミクサ４０
ａ，４０ｂの局部発振波の電力に対する変換損を示す。
通常の基本波ミクサは、図３０の点線のように、飽和特
性を呈し局部発振電力に対し安定した変換損が得られる
が、偶高調波ミクサ４０ａ，４０ｂは、図３０の実線の
ようになり、安定しない。これは、ＡＰＤＰ３１では局
部発振波の電力が高まると、ミクサダイオード３０ａ，
３０ｂの双方がＯＮされる時間が長くなり、ついにはミ
クサダイオード３０ａ，３０ｂの双方がＯＮされるよう
になり、非線形性を失うため生じる現象である。そのた
め、温度変化などにより局部発振波の電力が変動する
と、受信装置の利得が大きく変動する問題がある。

【０１０９】そこで、この実施例１０による受信装置で
は、図３１に示すように局部発振器８と偶高調波直交ミ
クサ４１との間に図３２のような特性を有するリミタ５
２を設け、局部発振波の電力の変動を抑制している。リ
ミタ５２は、図３０の損失が最低となる動作点を越える
局部発振波の電力が入力されたとき、この電力を一定に
するように動作する。その結果、図３３のように、リミ
タ５２付き偶高調波ミクサ４０ａ，４０ｂの特性は、局
部発振波の電力が変動した場合でも、図３０の点線の特
性のように安定になる。

【０１１０】なお、リミタ５２からは高調波が多数でる
ため、図３１のように、リミタ５２の出力にＬＰＦ５１
を設けるとよい。これにより、局部発振波に含まれる高
調波による悪影響を防止できる。なお、以上の説明では
受信装置について述べたが、送信装置でもよく、同様に
局部発振波の電力の変動による利得変化を抑制できる効
果がある。

【０１１１】実施例１１．偶高調波ミクサ４０ａ，４０
ｂを用いた偶高調波直交ミクサ４１では、ＬＯはミクサ
内部で２逓倍されてから信号波と混合される。従って、
局部発振器８としてシンセサイザを用いる場合、チャネ
ル間隔も２倍となる。そのため、所定のチャネル間隔を
得るためには、あらかじめその半分のチャネル間隔のシ
ンセサイザが必要となる。ところで、通常、シンセサイ
ザとしてＰＬＬ構成のものが用いられるが、このチャネ
ル間隔がＰＬＬの基準周波数となる。したがって、偶高
調波直交ミクサ４１を用いる局部発振器８のＰＬＬの基
準周波数は、通常のミクサに用いる場合と比べて半分と
なる。

【０１１２】しかしながら、ＰＬＬの収束時間や雑音特
性は、その基準周波数が高いほど良好であり、そのため
基準周波数が低くなる偶高調波直交ミクサ４１を用いる
とＰＬＬの特性が劣化するという問題がある。

【０１１３】そこで、この実施例１１による受信装置で
は、図３４に示すように局部発振器８と偶高調波直交ミ
クサ４１との間に局部発振波を２分周する分周器５３を
設けている。局部発振器８の出力は、一旦、分周器５３
で半分の周波数に落とされた後にＬＰＦ５１を介して偶
高調波直交ミクサ４１に供給され、偶高調波直交ミクサ
４１において２倍されて元の局部発振周波数に戻されて
から信号波と混合される。分周器５３により、ミクサ内
部の２逓倍の効果が相殺される。

【０１１４】したがって、この実施例１１の構成による
と、従来の構成の受信機と同様の局部発振器８を用いる
ことができ、ＰＬＬの特性劣化を抑制することができ
る。なお、分周器５３からは高調波が多数でるため、上
記実施例９と同様の問題を生じるた。そこで、図３４に
おいて、分周器５３の後に、高調波を除去する局部発振
器用フィルタ５１を設けている。なお、以上の説明では
受信装置を例にとり述べたが、偶高調波直交ミクサから
なるベクトル変調器を備える送信装置についても適用で
きて、同様の効果を奏する。

【０１１５】実施例１２．一般に偶高調波ミクサでない
ミクサ、特にダイオードミクサを検波器として用いる場
合、1978年発行のWJ社Tech-note vol.5 、NO1 、”Mi
xers as phasedetector”に記載されているように、
５０オームの終端抵抗Ｚ０で終端したのち、その端子電
圧Ｖ０を、図１のＬＰＦ９などのベースバンド回路に出
力する。これは、従来のミクサ（図５７の構成のダイオ
ードミクサ）の各端子は、５０オームであることを想定
して設計されているからである。

【０１１６】ところで、偶高調波ミクサ４１ａ，４１ｂ
は、２次高調波を用いて信号波を変調していることか
ら、通常のミクサと比較して、その変換損は１から３ｄ
Ｂ程度高くなってしまう。変換効率を高めるためには、
偶高調波ミクサ４１ａ，４１ｂの出力レベルをなんらか
の手段で高める必要がある。

【０１１７】そこで、この実施例１２による直交ミクサ
では、図３５の終端抵抗５４ａ，５４ｂを５０オームよ
り高いインピーダンスとし、端子電圧Ｖ０の向上をねら
っている。この端子電圧Ｖ０がベースバンド回路（図１
のＬＰＦ９ａ，９ｂ）に出力される。図３６は、終端抵
抗の値Ｚ０に対する端子電圧Ｖ０の特性図である。この
図は、終端抵抗の値Ｚ０が増加するにつれ、端子電圧Ｖ
０が増加することを示している。偶高調波ミクサ４０
ａ，４０ａの場合、実験的には終端抵抗の値Ｚ０を２０
０オーム程度まで高めると、端子電圧Ｖ０が約２倍とな
る。これは、偶高調波ミクサ固有の変換損が補償できる
程度のレベルであり、動作上は変換効率が改善された場
合と同様の効果がある。

【０１１８】なお、この実施例１２のように終端抵抗を
５０オームと異なる値にしても弊害は少ない。通常、演
算増幅器を利用するベースバンド回路では、電力伝送で
なく電圧伝送系を想定しているため、５０オームの終端
抵抗は整合以外あまり意味をもたないからである。

【０１１９】実施例１３．上記実施例１等で述べたよう
に、偶高調波ミクサの適用により偶数次歪みは改善でき
る。これとともに、やはり奇数次の歪み、とりわけ３次
歪みは受信性能を決める上で決定的に作用する。

【０１２０】そこで、この実施例１３の偶高調波直交ミ
クサ４１において、一般にミクサ、特にダイオードミク
サで報告されている他周波によるリカバリの効果を利用
することにより、この３次歪み特性を改善する。

【０１２１】図３８に、この実施例１３による、リカバ
リ用フィルタ５５ａ，５５ｂを偶高調波ミクサ４０ａ，
４０ｂの出力端にそれぞれ設けた偶高調波直交ミクサ４
１の構成を示す。これらリカバリ用フィルタ５５ａ，５
５ｂはＬＣＲなどのパッシブ素子で構成されている。

【０１２２】次に動作について説明する。図３７に３次
歪みの状態を示す。図３７のベースバンド周波数に着目
すると、隣接チャネルの強い波はΔｆピッチで配列され
ることがわかる。ところで、リカバリ用フィルタ５５
ａ，５５ｂの特性は、図３９に示されるように、ベース
バンドに変換された隣接チャネルの波の周波数で遮断域
となっている。従って、ベースバンドに変換された隣接
チャネルの波はリカバリ用フィルタ５５ａ，５５ｂで反
射されて偶高調波ミクサ４０ａ，４０ｂ側に戻る。そし
て、ミクサのダイオードの特性に合わせて、この戻り位
相を適当に設定してやれば、所望波周波数に変換される
３次歪み成分を相殺することができる。

【０１２３】したがって、この実施例１３によれば、３
次歪み成分のレベルを低減し、３次歪み特性を改善する
ことができる。

【０１２４】実施例１４．従来の偶高調波ミクサとし
て、図４０に示されるものがある。この図のミクサは、
1991年６月にBostonで開催されたIEEE主催、Internatio
nal Microwave Symposium の1991 MTT-S Digest の879
ページから882 ページに記載された偶高調波ミクサであ
る。図４０において、３２はＲＦ端子、３３はＬＯ端
子、３４はベースバンド端子、３５は先端開放スタブ、
３６は先端短絡スタブ、３７はＲＦチョーク、３８はＤ
Ｃカットキャパシタである。先端開放スタブ３５と先端
短絡スタブ３６とを用いて局部発振波ｆ_p と信号波ｆ_rf
（＝２ｆ_p ）とを分波する構成である。

【０１２５】つぎに動作を説明する。先端開放スタブ３
５と先端短絡スタブ３６とは、その長さｌがｆ_p におい
て概略４分の１波長、従ってｆ_rfでは概略２分の１波長
となるよう設計される。このときのＡＰＤＰ３１からみ
た先端開放スタブ３５のインピーダンス特性及び先端短
絡スタブ３６のインピーダンス特性は、それぞれ図４１
及び図４２にようなものである。

【０１２６】先端開放スタブ３５はＲＦ端子３２とベー
スバンド端子３５側に設けられている。そして、先端開
放スタブ３５の特性は図４１のようであって、ＤＣ近傍
とｆ_rf近傍において高インピーダンスとなり、ＡＰＤＰ
３１はそれぞれの端子３２，３４に接続される。一方、
ｆ_p 近傍において低インピーダンスとなりＡＰＤＰ３１
は接地される。

【０１２７】逆に、先端短絡スタブ３６はＬＯ端子３３
側に設けられている。そして、先端短絡スタブ３６の特
性は図４２のようであって、ＤＣ近傍とｆ_rf近傍におい
て低インピーダンスとなり、ＡＰＤＰ３１は接地され
る。一方、ｆ_p 近傍において高インピーダンスとなりＡ
ＰＤＰ３１はＬＯ端子３３に接続される。

【０１２８】図４０の構成は簡易であるが、この構成の
偶高調波ミクサを比較的低周波で実現しようとした場
合、先端開放スタブ３５と先端短絡スタブ３６は長くな
り、大形化する問題がある。

【０１２９】そこで、この実施例１４による偶高調波ミ
クサではこれらのスタブと同様の機能を実現する集中定
数化分波回路により小形化を行う。

【０１３０】図４３は、この実施例１４の偶高調波ミク
サの回路図である。同図において、３１は逆極性のミク
サダイオード３０ａ，３０ｂを並列に接続してなるアン
チパラレルダイオードペア（ＡＰＤＰ）である。以下、
説明の便宜上、ＡＰＤＰ３１の２つの接続端を、それぞ
れ、Ａ端及びＢ端とする。

【０１３１】３２は直流阻止のためのキャパシタ３８を
介してＡＰＤＰ３１のＡ端に接続され、周波数ｆ_rfの高
周波受信信号が入力されるＲＦ端子、３３はＡＰＤＰ３
１のＢ端に接続され、周波数ｆ_p の局部発振信号が入力
されるＬＯ端子、３４は高周波信号阻止のためのインダ
クタ３７を介してＡＰＤＰ３１のＡ端に接続され、検波
されたベースバンド信号を出力するベースバンド端子で
ある。

【０１３２】６４はＡＰＤＰ３１のＡ端に接続された集
中定数化スタブＡである。集中定数化スタブＡ６４は、
キャパシタ６１、６２、及びインダクタ６３からなる。
集中定数化スタブＡ６４において、容量Cp2pのキャパシ
タ６１は、その一端がＡ端に、他端が接地端にそれぞれ
接続されている。容量Csp のキャパシタ６２とインダク
タンスLsp のインダクタ６３は直列に接続されている。
そして、キャパシタ６２とインダクタ６３からなる直列
回路は、キャパシタ６１に並列に接続されている。

【０１３３】また、６８はＡＰＤＰ３１のＢ端に接続さ
れた集中定数化スタブＢである。集中定数化スタブＢ６
５は、キャパシタ６６、及びインダクタ６５、６７から
なる。集中定数化スタブＢ６４において、インダクタン
スLpp のインダクタ６５と容量Cpp のキャパシタ６６と
は、並列に接続されている。２つの並列接続端のうちの
１つはＡＰＤＰ３１のＢ端に接続されている。インダク
タンスLs2pのインダクタ６７の一端は接地されている。
そして、インダクタ６５とキャパシタ６６とからなる並
列回路とインダクタ６７とは直列に接続されている。

【０１３４】つぎに動作についてを説明する。集中定数
化スタブＡ６４は、図４０の先端開放スタブ３５と同様
に動作するように設計される。すなわち、ｆ_p におい
て、キャパシタ６２とインダクタ６３とが直列共振し
て、低インピーダンスとなるように、かつ、ｆ_rfにおい
て、キャパシタ６２とインダクタ６３とからなる直列共
振回路とキャパシタ６１とが並列共振して、高インピー
ダンスとなるように設計される。また、集中定数化スタ
ブＡ６４は、直流（ＤＣ）において開放であるから、高
インピーダンスとなる。従って、集中定数化スタブＡ６
４は、図４１と同様の特性を有する。

【０１３５】集中定数化スタブＢ６８は、図４０の先端
短絡スタブ３６と同様に動作するように設計される。す
なわち、ｆ_p において、インダクタ６５とキャパシタ６
６とが並列共振して、高インピーダンスとなるように、
かつ、ｆ_rfにおいて、インダクタ６５とキャパシタ６６
とからなる並列共振回路とインダクタ６７とが直列共振
して、低インピーダンスとなるように設計される。ま
た、集中定数化スタブＢ６８は、ＤＣにおいて短絡であ
るから、低インピーダンスとなる。従って、集中定数化
スタブＢ６８は、図４２と同様の特性を有する。

【０１３６】集中定数化スタブＡ６４及びＢ６８は、図
４０の先端開放スタブ３５及び先端短絡スタブ３６と等
価である。したがって、図４３の偶高調波ミクサは、図
４０のものと同様に動作する。

【０１３７】以上のようにこの実施例１４の構成によれ
ば、従来のスタブと同じインピーダンス特性をもたせつ
つ、分波回路を集中定数により構成することができる。
したがって、周波数が低い場合に大型化してしまうスタ
ブを用いずに偶高調波ミクサを構成できて、ミクサの小
形化が可能となる。

【０１３８】実施例１５．図４４は、この実施例１５の
偶高調波ミクサの回路図である。同図において、７０は
ＡＰＤＰ３１のＡ端に接続された集中定数化スタブＣで
ある。集中定数化スタブＣ７０は、キャパシタ６１、６
２、及びインダクタ６９からなる。集中定数化スタブＣ
７０において、容量Cp2pのキャパシタ６１とインダクタ
ンスLp2pのインダクタ６９とは並列に接続されている。
このキャパシタ６１とインダクタ６９からなる並列回路
の一端は、ＡＰＤＰ３１のＡ端に接続されている。この
並列回路と容量Csp のキャパシタ６２とは直列に接続さ
れている。そして、この並列回路はキャパシタ６２を介
して接地されている。

【０１３９】また、７２はＡＰＤＰ３１のＢ端に接続さ
れた集中定数化スタブＤである。集中定数化スタブＤ７
２は、キャパシタ７１、及びインダクタ６５、６７から
なる。集中定数化スタブＤ７２において、インダクタン
スLs2pのインダクタ６７と容量Cs2pのキャパシタ７１と
は直列に接続され、直列回路を構成する。この直列回路
は、一端はＡＰＤＰ３１のＢ端に接続され、他端が接地
されている。そして、インダクタ６７とキャパシタ７１
とからなる直列回路とインダクタ６５とは並列に接続さ
れている。

【０１４０】逆極性のミクサダイオード３０ａ，３０ｂ
を並列に接続してなるアンチパラレルダイオードペア
（ＡＰＤＰ）３１、ＲＦ端子３２、ＬＯ端子３３、ベー
スバンド端子３４、インダクタ３７、キャパシタ３８
は、図４３に示されるものと同じものである。

【０１４１】つぎに動作について説明する。集中定数化
スタブＣ７０は、図４０の先端開放スタブ３５に相当す
る特性を有するように設計される。すなわち、ｆ_rfにお
いて、キャパシタ６１とインダクタ６９とが並列共振し
て、高インピーダンスとなるように、かつ、ｆ_p におい
て、キャパシタ６１とインダクタ６９とからなる並列共
振回路とキャパシタ６２とが直列共振して、低インピー
ダンスとなるように設計される。また、集中定数化スタ
ブＣ７０は、ＤＣにおいて開放となり、高インピーダン
スである。従って、図４１と同様の特性を有する。

【０１４２】集中定数化スタブＤ７２は、図４０の先端
短絡スタブ３６に相当する特性を有するように設計され
る。すなわち、ｆ_rfにおいて、キャパシタ７１とインダ
クタ６７とが直列共振して、低インピーダンスとなるよ
うに、かつ、ｆ_p において、キャパシタ７１とインダク
タ６７とからなる直列共振回路とインダクタ６５とが並
列共振して、高インピーダンスとなるように設計され
る。また、集中定数化スタブＤ７２は、ＤＣにおいて短
絡となり、低インピーダンスである。従って、図４２と
同様の特性を有する。

【０１４３】以上のようにこの実施例１５の構成によれ
ば、実施例１４の場合と同様に、従来のスタブと同じイ
ンピーダンス特性をもたせつつ、分波回路を集中定数に
より構成することができて、ミクサの小形化が可能とな
る。

【０１４４】実施例１６．図４５は、この実施例３の偶
高調波ミクサの回路図である。図４５の偶高調波ミクサ
は、図４３の集中定数化スタブＡ６４と図４４の集中定
数化スタブＤ７２とを組み合わせたものである。この実
施例３の偶高調波ミクサも、実施例１４のものと同様の
効果を奏する。

【０１４５】実施例１７．図４６は、この実施例１７の
偶高調波ミクサの回路図である。図４６の偶高調波ミク
サは、図４４の集中定数化スタブＣ７０と図４３の集中
定数化スタブＢ６８とを組み合わせたものである。この
実施例１７の偶高調波ミクサも、実施例１４のものと同
様の効果を奏する。

【０１４６】実施例１８．図４７は従来の偶高調波ミク
サの他の例であり、1993年電子情報通信学会秋季全国大
会C-47に報告されたものである。この図において、８０
はスロット線路、８１はコプレナ線路、８２はコプレナ
線路に励振される平衡モードを抑制するためのワイヤで
ある。この偶高調波ミクサは、スロット線路８０とコプ
レナ線路８１とのつきあわせたところに、リング状に接
続されたＡＰＤＰ３１ａ〜３１ｄを接続したもので、励
振位相によりスロット線路８０とコプレナ線路８１は互
いにアイソレションが得られる。そのため広帯域に分波
ができる利点がある。

【０１４７】しかしスロット線路80を集積化するのは地
導体の接続を考えると困難であり、外部のマイクロスト
リップ線路との接続が狭帯域となる。

【０１４８】そこで、この実施例１８による偶高調波ミ
クサでは、スロット線路８０の代わりに差動増幅器を用
いるものである。

【０１４９】図４８は、この実施例１８の偶高調波ミク
サの構成図である。同図において、８６はＬＯ端子３３
に入力された局部発振波を増幅して差動出力する差動増
幅器である。差動増幅器３６は、一端がそれぞれＶＣＣ
に接続された抵抗８３ａ，８３ｂ、抵抗８３ａ，８３ｂ
にそれぞれコレクタが接続されたトランジスタ８４ａ，
８４ｂ、トランジスタ８４ａ，８４ｂのエミッタに接続
された電流源３５から構成されている。トランジスタ８
４ａのベースがＬＯ端子となる。また、トランジスタ８
４ｂのベースは接地されている。電流源８５の他端も接
地されている。差動増幅器８６の出力端子は、トランジ
スタ８４ａのコレクタ及びトランジスタ８４ｂのコレク
タである。

【０１５０】８７ａ，８７ｂは、差動増幅器８６の出力
端にそれぞれ設けられたＤＣカット用キャパシタであ
る。８８はＤＣカットされた差動増幅器８６の出力に基
づきＲＦ端子に入力された信号波を検波して、ベースバ
ンド端子３４に出力する混合部である。

【０１５１】混合部８８は、互いにリング状に接続され
たＡＰＤＰ３１ａ〜３１ｄ、ＲＦ端子３２の信号波のＤ
Ｃカットのためのキャパシタ３８、ベースバンド端子３
４の高周波信号カットのためのインダクタ３７から構成
される。ＡＰＤＰ３１ａ〜３１ｄは直列に接続されてい
る。説明の便宜上、ＡＰＤＰ３１ａとＡＰＤＰ３１ｂと
の接続点をＤ端、ＡＰＤＰ３１ｂとＡＰＤＰ３１ｃとの
接続点をＥ端、ＡＰＤＰ３１ｃとＡＰＤＰ３１ｄとの接
続点をＦ端とする。また、ＡＰＤＰ３１ａ，３１ｄの接
地端を、それぞれＣ端、Ｇ端とする。差動増幅器８６の
出力は、Ｄ端及びＦ端にそれぞれ接続されている。ま
た、Ｅ端が、ＲＦ端子３２及びベースバンド端子３４に
接続されている。

【０１５２】つぎに動作を説明する。差動増幅器８６に
おいて、トランジスタ８４ａ，８４ｂが逆位相で励振さ
れるため、それぞれのコレクタに励振される電流も逆位
相となる。この動作により、差動増幅器８６を平衡・不
平衡変換器、すなわちバランの代用として用いることが
できる。この実施例５において、図４７のスロット線路
８０が平衡線路と等価であることに着目し、差動増幅器
８６をバランとして用いている。混合部８８の動作は図
４７の場合と同様である。

【０１５３】以上のようにこの実施例５の構成によれ
ば、スロット線路を用いずに偶高調波ミクサを構成する
ことができて、ミクサの小型化が可能になる。

【０１５４】実施例１９．図４９は、この実施例１９に
よる偶高調波ミクサの回路図である。図４９の偶高調波
ミクサは、図４８の偶高調波ミクサの差動増幅器８６と
混合部８８との間に、差動増幅器で発生した高調波を除
去するためのフィルタ９２を設けたものである。

【０１５５】フィルタ９２は、キャパシタ８９ａ〜８９
ｄ，９０ａ，９０ｂ，及びインダクタ９１ａ，９１ｂか
ら構成される。キャパシタ８９ａ，９０ａ，８９ｃは直
列に接続され、キャパシタ８９ａ、８９ｃの一端が、そ
れぞれ接地されている。キャパシタ８９ｂ，９０ｂ，８
９ｄは直列に接続され、キャパシタ８９ｂ、８９ｄの一
端が、それぞれ接地されている。キャパシタ８９ａ，９
０ａとの接続点とキャパシタ８９ｂ、９０ｂとの接続点
とは、インダクタ９１ｂを介して接続されている。キャ
パシタ９０ａ，８９ｃとの接続点とキャパシタ９０ｂ，
８９ｄとの接続点とは、インダクタ９１ａを介して接続
されている。

【０１５６】フィルタ９２は、キャパシタ８７ａ，８７
ｂを介して出力される差動出力に含まれる同相モード及
び逆相モードの双方について、高調波を除去する。フィ
ルタ９２のキャパシタの容量は、この点を考慮して設定
されている。

【０１５７】以上のようにこの実施例１９の構成によれ
ば、スロット線路を用いずに偶高調波ミクサを構成する
ことができて、ミクサの小型化が可能になるとともに、
差動増幅器の出力に含まれる高調波成分を除去できて、
ミキサの性能がさらに向上する。

【０１５８】実施例２０．図５０は、この実施例２０の
トランジスタを用いた偶高調波ミクサの回路図である。
図５０において、１８ａ，１８ｂは抵抗、１９ａ〜１９
ｆはトランジスタ、２０は電流源である。ＲＦおよびＬ
Ｏは差動入力である。互いに逆位相の信号ＬＯが、それ
ぞれトランジスタ１９ａ、１９ｄのベースに給電され
る。トランジスタ１９ｂ，１９ｃのベースは接地されて
いる。また、互いに逆位相の信号ＲＦがトランジスタ１
９ｅ，１９ｆのベースに給電される。トランジスタ１９
ａ〜１９ｆによりなされるＲＦとＬＯとのアナログ乗算
により生じる混合波は、トランジスタ１９ｂ及び１９ｄ
のコレクタ、トランジスタ１９ａ及び１９ｃのコレクタ
にそれぞれ接続された、差動出力のベースバンド出力端
子１７に出力される。

【０１５９】図５０の偶高調波ミクサと図５８のミクサ
とは、トランジスタの励振条件の点で異なる。トランジ
スタ１９ａと１９ｂを互いに逆相で励振し、トランジス
タ１９ｃと１９ｄとを互いに逆相で励振している。ま
た、トランジスタ１９ａと１９ｄとを互いに逆相で励振
している。なお、図５８の偶高調波ミクサにおいて、ト
ランジスタ１９ａと１９ｄとを同相で励振している。

【０１６０】トランジスタ１９ａと１９ｄとを互いに逆
相で励振することにより、基本波の混合は抑制され、偶
高調波ミクサとなる。したがって、トランジスタの特性
が不揃いであっても、各トランジスタでの整流電流が相
殺されて、直流オフセットが発生しない。なお、ＲＦや
ＬＯは相殺されてベースバンド出力端子１７には出力さ
れない。

【０１６１】この点をさらに詳細に説明する。先に述べ
たように、図５０の偶高調波ミクサでは、トランジスタ
１９ｂ及び１９ｃのベース端子をグランドに終端し、ト
ランジスタ１９ａ，１９ｄに対し互いに逆相となるよう
にＬＯを加えている。このとき、端子１６のＬＯの電位
を±Ｖ_LOとすると、トランジスタ１９ａのベースには＋
Ｖ_LO、トランジスタ１９ｂのベースには０［Ｖ］、トラ
ンジスタ１９ｃのベースには０［Ｖ］、トランジスタ１
９ｄのベースには−Ｖ_LO、がそれぞれ供給される。した
がって、出力端子１７に対しては同相で出力され抑制さ
れない。

【０１６２】一方、トランジスタ１９ａ，１９ｂ，１９
ｃ，１９ｄにおいて、これらの非線形性により、Ｖ_LOの
２倍波＋Ｖ_2LO が発生する。この２倍波＋Ｖ_2LO に関
し、トランジスタ１９ａには＋Ｖ_2LO ，トランジスタ１
９ｂには０［Ｖ］、トランジスタ１９ｃにも０［Ｖ］、
トランジスタ１９ｄには＋Ｖ_2LO が、それぞれ発生す
る。したがって、出力端子１７に対しては逆相となり、
図５８におけるＶ_LOと同様抑制される。

【０１６３】さらに端子１５にＲＦを印加し、その電圧
を±Ｖ_rfとすると、トランジスタ１９ｅ，１９ｆからな
る差動増幅器の差動出力＋Ｖ_rf及び−Ｖ_rfがトランジス
タ１９ａ，１９ｂ及びトランジスタ１９ｃ，１９ｄに対
してそれぞれ供給される。すなわち、トランジスタ１９
ａ，１９ｂに対し＋Ｖ_rf、トランジスタ１９ｃ，１９ｄ
に対し−Ｖ_rfとなる。したがって、Ｖ_LOと乗算された総
合波は、トランジスタ１９ａでＶ_LO・Ｖ_rf、トランジス
タ１９ｂで０［Ｖ］、トランジスタ１９ｃで０［Ｖ」、
トランジスタ１９ｄでＶ_LO・Ｖ_rfとなる。したがって、
出力端子１７に対しては逆相となり抑制される。

【０１６４】一方、Ｖ_2LO と乗算された混合波は、トラ
ンジスタ１９ａでＶ_2LO ・Ｖ_rf、トランジスタ１９ｂで
０［Ｖ］、トランジスタ１９ｃで０［Ｖ］、トランジス
タ１９ｄで−Ｖ_2LO ・Ｖ_rf となる。したがって、出力
端子１７に対しては同相となり抑制されない。このよう
に、図５０の構成によれば、トランジスタを用いた場合
であっても偶高調波ミクサとして動作する。

【０１６５】以上のようにこの実施例２０の構成によれ
ば、トランジスタを用いて偶高調波ミクサを構成するこ
とができて、ミクサの小型化が可能になる。このこと
は、偶高調波ミクサをモノリシックで構成する際に、特
に有効である。

【０１６６】実施例２１．ところで、図１０の偶高調波
直交ミクサを、半導体基板上にモノリシック集積化して
形成すれば、偶高調波ミクサ４０ａ，４０ｂの特性を揃
えることが可能となる。これにより、ベクトル精度が向
上する等のさらなる性能向上が可能となる。

【０１６７】実施例２２．なお、以上の実施例１〜２１
を説明するに際して、偶高調波直交ミクサを受信装置に
用いた場合を例にとり説明した。しかし、これに限ら
ず、偶高調波直交ミクサを送信装置のベクトル変調器に
用いることもできる。

【０１６８】図５１は、偶高調波直交ミクサを用いたベ
クトル変調器を備える送信装置の構成図である。同図に
おいて、１は信号を放射する空中線（ＡＮＴ）、２は空
中線１に送信電力を供給する高出力増幅器、３は偶高調
波直交ミクサが出力する送信信号のみを通過させる帯域
通過フィルタ（ＢＰＦ）、８は局部発振波を出力する局
部発振器、４１はＩ信号及びＱ信号を局部発振波に基づ
き変調する偶高調波直交ミクサであり、ベクトル変調器
として機能する。９ａ，９ｂはＩ信号及びＱ信号に含ま
れる信号波のみを通過させる低域通過フィルタ（ＬＰ
Ｆ）、１０ａ，１０ｂはＩ信号及びＱ信号をそれぞれ増
幅して低域通過フィルタ（ＬＰＦ）９ａ，９ｂにそれぞ
れ供給するベースバンド増幅器（ＡＭＰ）、１１はデー
タをＩ信号及びＱ信号に変調する変調回路である。

【０１６９】図５１の送信装置は、偶高調波直交ミクサ
４１内において信号の流れが逆になってベクトル変調器
として動作する点を除き、受信装置の場合と同様に動作
する。

【０１７０】実施例１等の偶高調波直交ミクサ４１を図
５１の送信装置に適用することにより、送信装置につい
て、実施例１等の効果を奏することができる。また、偶
高調波直交ミクサ４１をベクトル変調器として用いると
変調精度が高まる効果がある。

【０１７１】なお、上記実施例１〜２２において、ベー
スバンドの出力を得る場合を例にとり説明してきたが、
これに限らず、これらのミクサは、中間周波帯の出力を
得る場合にも適用できる。

【０１７２】

【発明の効果】以上のように、請求項１の発明によれ
ば、外部から供給される信号波を分配する第１の分配器
と、外部から供給される局部発振波を分配する第２の分
配器と、上記第１の分配器の出力及び上記第２の分配器
の出力に基づき上記局部発振波の２倍波と上記信号波と
の混合波を生成する第１の偶高調波ミクサと、上記第１
の分配器の出力及び上記第２の分配器の出力に基づき上
記局部発振波の２倍波と上記信号波との混合波を生成す
る第２の偶高調波ミクサとを備えたので、受信感度を向
上させるとともに、符号誤り率を低下させ、直流オフセ
ットを低減できる。さらに、歪みを少なくできる。

【０１７３】さらに、請求項２の発明によれば、上記第
１の分配器を、上記第１の偶高調波ミクサ及び上記第２
の偶高調波ミクサに対し上記信号波を概略同位相かつ概
略同振幅で給電するように構成するとともに、上記第２
の分配器を、上記第１の偶高調波ミクサ及び上記第２の
偶高調波ミクサに対し上記局部発振波を概略４５度の位
相差かつ概略同振幅で給電するように構成したので、上
記第２の分配器の移相量が半分ですむ。

【０１７４】さらに、請求項３の発明によれば、上記第
１の分配器を、上記第１の偶高調波ミクサ及び上記第２
の偶高調波ミクサに対し上記信号波を概略９０度の位相
差かつ概略同振幅で給電するように構成するとともに、
上記第２の分配器を、上記第１の偶高調波ミクサ及び上
記第２の偶高調波ミクサに対し上記局部発振波を概略同
位相かつ概略同振幅で給電するように構成したので、上
記第１の分配器を従来と同様に構成できる。

【０１７５】さらに、請求項４の発明によれば、上記第
１の分配器を、その中心周波数が上記信号波の周波数と
上記局部発振波の周波数との間にあるようにしたので、
上記第１の分配器とミクサとの間のアイソレーションを
高め、ベクトル誤差の劣化を抑制できる。

【０１７６】さらに、請求項５の発明によれば、上記第
２の分配器を、その中心周波数が上記信号波の周波数と
上記局部発振波の周波数との間にあるようにしたので、
上記第２の分配器とミクサとの間のアイソレーションを
高め、ベクトル誤差の劣化を抑制できる。

【０１７７】さらに、請求項６の発明によれば、上記第
１の分配器の出力を増幅して上記第１の偶高調波ミクサ
に対し供給する第１のバッファ増幅器と、上記第１の分
配器の出力を増幅して上記第２の偶高調波ミクサに対し
供給する第２のバッファ増幅器とを備えたので、ミクサ
間のアイソレーションを高め、ベクトル誤差の劣化を抑
制できる。

【０１７８】さらに、請求項７の発明によれば、上記第
２の分配器の出力を増幅して上記第１の偶高調波ミクサ
に対し供給する第３のバッファ増幅器と、上記第２の分
配器の出力を増幅して上記第２の偶高調波ミクサに対し
供給する第４のバッファ増幅器とを備えたので、ミクサ
間のアイソレーションを高め、ベクトル誤差の劣化を抑
制できる。

【０１７９】さらに、請求項８の発明によれば、上記第
１の分配器と上記第１の偶高調波ミクサとの間に上記信
号波を通過させる第１のフィルタを備えるとともに、上
記第２の分配器と上記第２の偶高調波ミクサとの間に上
記信号波を通過させる第２のフィルタを備えたので、ミ
クサ間のアイソレーションを高め、ベクトル誤差の劣化
を抑制できる。

【０１８０】さらに、請求項９の発明によれば、上記第
２の分配器と上記第１の偶高調波ミクサとの間に上記局
部発振波を通過させる第３のフィルタを備えるととも
に、上記第２の分配器と上記第２の偶高調波ミクサとの
間に上記局部発振波を通過させる第４のフィルタを備え
たので、ミクサ間のアイソレーションを高め、ベクトル
誤差の劣化を抑制できる。

【０１８１】さらに、請求項１０の発明によれば、上記
信号波の周波数をｆｉｎ、上記局部発振波の周波数をｆ
ｐとしたとき、これらの和周波数（ｆｉｎ＋２ｆｐ）を
阻止する特性を有するフィルタを備えたので、和周波数
（ｆｉｎ＋２ｆｐ）による干渉を阻止し、ベクトル誤差
の劣化を抑制できる。

【０１８２】さらに、請求項１１の発明によれば、上記
局部発振波に含まれる２倍波を抑制して上記第２の分配
器に供給する２倍波抑制フィルタを備えたので、局部発
振波による干渉やこれによるベクトル誤差の劣化を抑制
できる。

【０１８３】また、請求項１２の発明によれば、上記局
部発振波の振幅変動を抑制して上記第２の分配器に供給
するリミタを備えたので、局部発振波の電力が変動した
ことによる検波器の利得の変動を抑制できる。

【０１８４】また、請求項１３の発明によれば、上記局
部発振波を分周して上記第２の分配器に供給する分周器
を備えたので、基準周波数を従来程度に高くして局部発
振器を構成するＰＬＬの特性劣化を抑制することができ
る。

【０１８５】また、請求項１４の発明によれば、上記第
１の偶高調波ミクサの出力端に、５０オームを越える値
の第１の負荷抵抗を備えるとともに、上記第２の偶高調
波ミクサの出力端に、５０オームを越える値の第２の負
荷抵抗を備えたので、偶高調波ミクサ固有の変換損を補
償できる。

【０１８６】また、請求項１５の発明によれば、上記第
１の偶高調波ミクサの出力端に、ベースバンドに変換さ
れた隣接チャネルの波の周波数で遮断域となる第１の低
域通過フィルタを備えるとともに、上記第２の偶高調波
ミクサの出力端に、ベースバンドに変換された隣接チャ
ネルの波の周波数で遮断域となる第２の低域通過フィル
タを備えたので、奇数次の歪みによる影響を抑制でき
る。

【０１８７】また、請求項１６の発明によれば、上記第
１の偶高調波ミクサまたは上記第２の偶高調波ミクサい
ずれかに、２つのダイオードを互いに逆極性で並列接続
してなり、上記２つのダイオードの第１の並列接続端を
上記信号波の入力端及び上記混合波の出力端とし、第２
の並列接続端を上記局部発振波の入力端としたダイオー
ドペアと、集中定数により構成され、上記局部発振波の
周波数で短絡状態になるとともに、上記信号波の周波数
で開放状態になり、上記第１の並列接続端に接続された
第１の分波回路と、集中定数により構成され、上記局部
発振波の周波数で開放状態になるとともに、上記信号波
の周波数で短絡状態になり、上記第２の並列接続端に接
続された第２の分波回路とを備えたので、偶高調波ミク
サを小型化できる。

【０１８８】また、請求項１７の発明によれば、上記第
１の分波回路を、互いに直列に接続されたキャパシタ及
びインダクタからなる直列共振回路と、上記直列共振回
路に並列接続されたキャパシタとから構成したので、偶
高調波ミクサを簡単に小型化できる。

【０１８９】また、請求項１８の発明によれば、上記第
１の分波回路を、互いに並列に接続されたキャパシタ及
びインダクタからなる並列共振回路と、上記並列共振回
路に直列接続されたキャパシタとから構成したので、偶
高調波ミクサを簡単に小型化できる。

【０１９０】また、請求項１９の発明によれば、上記第
２の分波回路を、互いに直列に接続されたキャパシタ及
びインダクタからなる直列共振回路と、上記直列共振回
路に並列接続されたインダクタとから構成したので、偶
高調波ミクサを簡単に小型化できる。

【０１９１】また、請求項２０の発明によれば、上記第
２の分波回路を、互いに並列に接続されたキャパシタ及
びインダクタからなる並列共振回路と、上記並列共振回
路に直列接続されたインダクタとから構成したので、偶
高調波ミクサを簡単に小型化できる。

【０１９２】また、請求項２１の発明によれば、上記第
１の偶高調波ミクサまたは上記第２の偶高調波ミクサい
ずれかに、上記局部発振波を増幅し、互いに逆位相とな
る第１の出力及び第２の出力として出力する差動増幅器
と、２つのダイオードを互いに逆極性で並列接続してそ
れぞれなる複数のダイオードペアをリング状に接続して
構成されたダイオードリングを有し、上記差動増幅器の
２つの出力に基づき、上記局部発振波の２倍波と上記ダ
イオードリングに入力された信号波との混合波を出力す
る混合部とを備えたので、スロット線路を用いずに偶高
調波ミクサを構成できて、偶高調波ミクサを小型化でき
る。

【０１９３】また、請求項２２の発明によれば、上記差
動増幅器の出力に含まれる高調波を除去して、上記混合
部に供給するフィルタを備えたので、差動増幅器出力に
含まれる高調波を除去できて、ミクサの性能がさらに向
上する。

【０１９４】また、請求項２３の発明によれば、上記第
１の偶高調波ミクサまたは上記第２の偶高調波ミクサい
ずれかに、信号波を増幅し、互いに逆位相となる第１の
出力及び第２の出力として出力する第１の差動増幅器
と、局部発振波を受けてこの局部発振波の２倍波を発生
するとともに、この２倍波と上記第１の差動増幅器の第
１の出力とを乗算して差動信号として出力する第２の差
動増幅器と、上記第２の差動増幅器の出力端と並列に接
続された出力端をもち、上記局部発振波を受けて上記第
１の差動増幅器で発生する局部発振波の２倍波と逆位相
となる２倍波を発生するとともに、この２倍波と上記第
１の差動増幅器の第２の出力とを乗算して差動信号とし
て出力する第３の差動増幅器とを備えたので、トランジ
スタを用いて偶高調波ミクサを構成でき、偶高調波ミク
サを小型化できる。

【０１９５】また、請求項２４の発明によれば、アンテ
ナと、上記アンテナが受信した信号を増幅する増幅器
と、局部発振波を発生する局部発振器と、上記局部発振
波に基づき上記増幅器の出力を検波してベースバンドの
Ｉ信号及びＱ信号を出力する検波器と、上記Ｉ信号及び
上記Ｑ信号に基づきデータを再生する復調回路とを備え
た受信装置において、上記検波器を、請求項１ないし請
求項２３いずれかに記載の検波器としたので、通信品質
が向上する。

【０１９６】また、請求項２５の発明によれば、データ
を変調してベースバンドのＩ信号及びＱ信号を出力する
変調器と、局部発振波を発生する局部発振器と、上記局
部発振波に基づき上記Ｉ信号及びＱ信号をベクトル変調
するベクトル変調器と、上記ベクトル変調器の出力を増
幅する増幅器と、上記増幅器の出力を送信するアンテナ
とを備えた送信装置において、上記ベクトル変調器を、
請求項１ないし請求項２３いずれかに記載の検波器とし
たので、通信品質が向上する。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の実施例１による受信装置の構成図で
ある。

【図２】 本発明の実施例１による偶高調波直交ミクサ
の構成図である。

【図３】 偶高調波ミクサの一般的な構成図である。

【図４】 ＡＰＤＰを流れる電流の波形図である。

【図５】 ＡＰＤＰのコンダクタンスの波形図である。

【図６】 本発明の実施例１による受信装置の周波数関
係図である。

【図７】 本発明の実施例１による偶高調波直交ミクサ
において生じる干渉の説明図である。

【図８】 本発明の実施例１による受信装置で干渉波が
存在するときの周波数関係図である。

【図９】 本発明の実施例１による受信装置での歪みの
周波数関係図である。

【図１０】 本発明の実施例２による偶高調波直交ミク
サの構成図である。

【図１１】 本発明の実施例３による偶高調波直交ミク
サにおいて生じる干渉の説明図である。

【図１２】 本発明の実施例３による偶高調波直交ミク
サにおいて生じる干渉の説明図である。

【図１３】 ウイルキンソン分配器の構成図である。

【図１４】 本発明の実施例３による偶高調波直交ミク
サの分配器のアイソレーション特性である。

【図１５】 本発明の実施例４による偶高調波直交ミク
サの構成図である。

【図１６】 本発明の実施例４による偶高調波直交ミク
サの構成図である。

【図１７】 本発明の実施例６による偶高調波直交ミク
サの構成図である。

【図１８】 本発明の実施例６による偶高調波直交ミク
サの構成図である。

【図１９】 本発明の実施例７による偶高調波直交ミク
サの構成図である。

【図２０】 本発明の実施例７による偶高調波直交ミク
サの構成図である。

【図２１】 本発明の実施例８による受信装置の周波数
関係図である。

【図２２】 本発明の実施例８による偶高調波直交ミク
サの構成図である。

【図２３】 本発明の実施例８による偶高調波直交ミク
サの構成図である。

【図２４】 本発明の実施例８による偶高調波直交ミク
サの構成図である。

【図２５】 本発明の実施例８による偶高調波直交ミク
サの構成図である。

【図２６】 局部発振器の第２高調波の影響の説明図で
ある。

【図２７】 局部発振器の第２高調波の影響の説明図で
ある。

【図２８】 本発明の実施例９による受信装置の構成図
である。

【図２９】 本発明の実施例９による局部発振器用フィ
ルタの動作説明図である。

【図３０】 入力される局部発振電力に対する偶高調波
ミクサの変換損を示すグラフである。

【図３１】 本発明の実施例１０による受信装置の構成
図である。

【図３２】 本発明の実施例１０によるリミタの特性の
説明図である。

【図３３】 本発明の実施例１０によるリミタ付き偶高
調波ミクサの特性の説明図である。

【図３４】 本発明の実施例１１による受信装置の構成
図である。

【図３５】 本発明の実施例１２による偶高調波直交ミ
クサの構成図である。

【図３６】 本発明の実施例１３による終端抵抗値と検
波電圧との関係を示す図である。

【図３７】 受信装置における３次歪みの周波数配列で
ある。

【図３８】 本発明の実施例１３による偶高調波直交ミ
クサの構成図である。

【図３９】 本発明の実施例１３による偶高調波直交ミ
クサの動作説明図である。

【図４０】 偶高調波ミクサの一般的な構成図である。

【図４１】 本発明の実施例１４による偶高調波直交ミ
クサの分波回路のインピーダンス特性図である。

【図４２】 本発明の実施例１４による偶高調波直交ミ
クサの分波回路のインピーダンス特性図である。

【図４３】 本発明の実施例１４による偶高調波直交ミ
クサの構成図である。

【図４４】 本発明の実施例１５による偶高調波直交ミ
クサの構成図である。

【図４５】 本発明の実施例１６による偶高調波直交ミ
クサの構成図である。

【図４６】 本発明の実施例１７による偶高調波直交ミ
クサの構成図である。

【図４７】 他の偶高調波直交ミクサの構成図である。

【図４８】 本発明の実施例１８による偶高調波直交ミ
クサの構成図である。

【図４９】 本発明の実施例１９による偶高調波直交ミ
クサの構成図である。

【図５０】 本発明の実施例２０による偶高調波直交ミ
クサの構成図である。

【図５１】 本発明の実施例２２による送信装置の構成
図である。

【図５２】 従来の受信装置の構成図である。

【図５３】 従来の直交ミクサの構成図である。

【図５４】 従来の受信装置における周波数関係図であ
る。

【図５５】 Ｉ出力およびＱ出力の説明図である。

【図５６】 従来の直交ミクサの他の構成図である。

【図５７】 従来のダイオード平衡ミクサの構成図であ
る。

【図５８】 従来のトランジスタ平衡ミクサの構成図で
ある。

【図５９】 従来の受信装置における干渉の説明図であ
る。

【図６０】 干渉波が存在するときの周波数関係図であ
る。

【図６１】 干渉波が存在するときのＩ出力およびＱ出
力の説明図である。

【図６２】 ３次の歪みの周波数関係図である。

【図６３】 ２次の歪みの周波数関係図である。

【符号の説明】

1 空中線(ANT) 、2 低雑音増幅器（LNA ）、3 帯
域通過フィルタ（BPF ）、4 ミクサ（MIX ）、5 90
度移相器、6 0 度分配器、7 直交ミクサ、8局部発
振器、9 低域通過フィルタ(LPF) 、10 ベースバンド
増幅器(AMP)、11 復調回路、13 ミクサダイオード、1
4 バラン、15 LO入力端子、16 ＲＦ入力端子、１７
ベースバンド出力端子、18 抵抗、19 トランジス
タ、20 電流源、30 ミクサダイオード、31 アンチパ
ラレルダイオードペア（APDP）、32RF端子、33 LO端
子、34 ベースバンド端子、35 先端開放スタブ、36
先端短絡スタブ、37 RFチョーク、38 DCカット、39
分波回路、40 偶高調波ミクサ、41 偶高調波直交ミク
サ、42 45度移相器、43 バッファ増幅器、44 LOを阻
止するフィルタ、45 RFを阻止するフィルタ、46 2frf
を阻止するフィルタ、50半導体基板、51 局部発振器用
フィルタ、52 リミタ、53 分周器、54 終端抵抗、55
リカバリ用フィルタ、61 キャパシタCp2p、62 キャ
パシタCsp 、63インダクタLsp 、64 集中定数化スタブ
A 、65 インダクタLpp 、66キャパシタCpp 、67インダ
クタLs2p、68 集中定数化スタブB 、69 インダクタLp
2p、70集中定数化スタブC 、71 キャパシタCs2p、72
集中定数化スタブD 、80 スロット線路、81 コプレナ
線路、82 ワイヤ、83 抵抗、84 トランジスタ、85電
流源、86 差動増幅器、87 DCカット用キャパシタ、88
混合部、90 アイソレーション抵抗、91 伝送線路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｂ 1/06 Ｈ０４Ｂ 1/06 Ｈ０４Ｌ 27/38 Ｈ０４Ｌ 27/00 Ｇ (72)発明者 末松 憲治 鎌倉市大船五丁目１番１号 三菱電機株式 会社電子システム研究所内 (72)発明者 飯田 明夫 鎌倉市大船五丁目１番１号 三菱電機株式 会社電子システム研究所内

Claims (25)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 外部から供給される信号波を分配する第
   １の分配器と、外部から供給される局部発振波を分配す
   る第２の分配器と、上記第１の分配器の出力及び上記第
   ２の分配器の出力に基づき上記局部発振波の２倍波と上
   記信号波との混合波を生成する第１の偶高調波ミクサ
   と、上記第１の分配器の出力及び上記第２の分配器の出
   力に基づき上記局部発振波の２倍波と上記信号波との混
   合波を生成する第２の偶高調波ミクサとを備えた検波
   器。
2. 【請求項２】 上記第１の分配器を、上記第１の偶高調
   波ミクサ及び上記第２の偶高調波ミクサに対し上記信号
   波を概略同位相かつ概略同振幅で給電するように構成す
   るとともに、上記第２の分配器を、上記第１の偶高調波
   ミクサ及び上記第２の偶高調波ミクサに対し上記局部発
   振波を概略４５度の位相差かつ概略同振幅で給電するよ
   うに構成したことを特徴とする請求項１記載の検波器。
3. 【請求項３】 上記第１の分配器を、上記第１の偶高調
   波ミクサ及び上記第２の偶高調波ミクサに対し上記信号
   波を概略９０度の位相差かつ概略同振幅で給電するよう
   に構成するとともに、上記第２の分配器を、上記第１の
   偶高調波ミクサ及び上記第２の偶高調波ミクサに対し上
   記局部発振波を概略同位相かつ概略同振幅で給電するよ
   うに構成したことを特徴とする請求項１記載の検波器。
4. 【請求項４】 上記第１の分配器を、その中心周波数が
   上記信号波の周波数と上記局部発振波の周波数との間に
   あるようにしたことを特徴とする請求項１記載の検波
   器。
5. 【請求項５】 上記第２の分配器を、その中心周波数が
   上記信号波の周波数と上記局部発振波の周波数との間に
   あるようにしたことを特徴とする請求項１記載の検波
   器。
6. 【請求項６】 上記第１の分配器の出力を増幅して上記
   第１の偶高調波ミクサに対し供給する第１のバッファ増
   幅器と、上記第１の分配器の出力を増幅して上記第２の
   偶高調波ミクサに対し供給する第２のバッファ増幅器と
   を備えたことを特徴とする請求項１記載の検波器。
7. 【請求項７】 上記第２の分配器の出力を増幅して上記
   第１の偶高調波ミクサに対し供給する第３のバッファ増
   幅器と、上記第２の分配器の出力を増幅して上記第２の
   偶高調波ミクサに対し供給する第４のバッファ増幅器と
   を備えたことを特徴とする請求項１記載の検波器。
8. 【請求項８】 上記第１の分配器と上記第１の偶高調波
   ミクサとの間に上記信号波を通過させる第１のフィルタ
   を備えるとともに、上記第２の分配器と上記第２の偶高
   調波ミクサとの間に上記信号波を通過させる第２のフィ
   ルタを備えたことを特徴とする請求項１記載の検波器。
9. 【請求項９】 上記第２の分配器と上記第１の偶高調波
   ミクサとの間に上記局部発振波を通過させる第３のフィ
   ルタを備えるとともに、上記第２の分配器と上記第２の
   偶高調波ミクサとの間に上記局部発振波を通過させる第
   ４のフィルタを備えたことを特徴とする請求項１記載の
   検波器。
10. 【請求項１０】 上記信号波の周波数をｆｉｎ、上記局
    部発振波の周波数をｆｐとしたとき、これらの和周波数
    （ｆｉｎ＋２ｆｐ）を阻止する特性を有するフィルタを
    備えたことを特徴とする請求項８または請求項９に記載
    の検波器。
11. 【請求項１１】 上記局部発振波に含まれる２倍波を抑
    制して上記第２の分配器に供給する２倍波抑制フィルタ
    を備えたことを特徴とする請求項１記載の検波器。
12. 【請求項１２】 上記局部発振波の振幅変動を抑制して
    上記第２の分配器に供給するリミタを備えたことを特徴
    とする請求項１記載の検波器。
13. 【請求項１３】 上記局部発振波を分周して上記第２の
    分配器に供給する分周器を備えたことを特徴とする請求
    項１記載の検波器。
14. 【請求項１４】 上記第１の偶高調波ミクサの出力端
    に、５０オームを越える値の第１の負荷抵抗を備えると
    ともに、上記第２の偶高調波ミクサの出力端に、５０オ
    ームを越える値の第２の負荷抵抗を備えたことを特徴と
    する請求項１記載の検波器。
15. 【請求項１５】 上記第１の偶高調波ミクサの出力端
    に、ベースバンドに変換された隣接チャネルの波の周波
    数で遮断域となる第１の低域通過フィルタを備えるとと
    もに、上記第２の偶高調波ミクサの出力端に、ベースバ
    ンドに変換された隣接チャネルの波の周波数で遮断域と
    なる第２の低域通過フィルタを備えたことを特徴とする
    請求項１記載の検波器。
16. 【請求項１６】 上記第１の偶高調波ミクサまたは上記
    第２の偶高調波ミクサいずれかに、 ２つのダイオードを互いに逆極性で並列接続してなり、
    上記２つのダイオードの第１の並列接続端を上記信号波
    の入力端及び上記混合波の出力端とし、第２の並列接続
    端を上記局部発振波の入力端としたダイオードペアと、 集中定数により構成され、上記局部発振波の周波数で短
    絡状態になるとともに、上記信号波の周波数で開放状態
    になり、上記第１の並列接続端に接続された第１の分波
    回路と、 集中定数により構成され、上記局部発振波の周波数で開
    放状態になるとともに、上記信号波の周波数で短絡状態
    になり、上記第２の並列接続端に接続された第２の分波
    回路とを備えたことを特徴とする請求項１記載の検波
    器。
17. 【請求項１７】 上記第１の分波回路を、互いに直列に
    接続されたキャパシタ及びインダクタからなる直列共振
    回路と、上記直列共振回路に並列接続されたキャパシタ
    とから構成したことを特徴とする請求項１６記載の検波
    器。
18. 【請求項１８】 上記第１の分波回路を、互いに並列に
    接続されたキャパシタ及びインダクタからなる並列共振
    回路と、上記並列共振回路に直列接続されたキャパシタ
    とから構成したことを特徴とする請求項１６記載の検波
    器。
19. 【請求項１９】 上記第２の分波回路を、互いに直列に
    接続されたキャパシタ及びインダクタからなる直列共振
    回路と、上記直列共振回路に並列接続されたインダクタ
    とから構成したことを特徴とする請求項１６記載の検波
    器。
20. 【請求項２０】 上記第２の分波回路を、互いに並列に
    接続されたキャパシタ及びインダクタからなる並列共振
    回路と、上記並列共振回路に直列接続されたインダクタ
    とから構成したことを特徴とする請求項１６記載の検波
    器。
21. 【請求項２１】 上記第１の偶高調波ミクサまたは上記
    第２の偶高調波ミクサいずれかに、 上記局部発振波を増幅し、互いに逆位相となる第１の出
    力及び第２の出力として出力する差動増幅器と、 ２つのダイオードを互いに逆極性で並列接続してそれぞ
    れなる複数のダイオードペアをリング状に接続して構成
    されたダイオードリングを有し、上記差動増幅器の２つ
    の出力に基づき、上記局部発振波の２倍波と上記ダイオ
    ードリングに入力された信号波との混合波を出力する混
    合部とを備えたことを特徴とする請求項１記載の検波
    器。
22. 【請求項２２】 上記差動増幅器の出力に含まれる高調
    波を除去して、上記混合部に供給するフィルタを備えた
    ことを特徴とする請求項２１記載の検波器。
23. 【請求項２３】 上記第１の偶高調波ミクサまたは上記
    第２の偶高調波ミクサいずれかに、 信号波を増幅し、互いに逆位相となる第１の出力及び第
    ２の出力として出力する第１の差動増幅器と、 局部発振波を受けてこの局部発振波の２倍波を発生する
    とともに、この２倍波と上記第１の差動増幅器の第１の
    出力とを乗算して差動信号として出力する第２の差動増
    幅器と、 上記第２の差動増幅器の出力端と並列に接続された出力
    端をもち、上記局部発振波を受けて上記第１の差動増幅
    器で発生する局部発振波の２倍波と逆位相となる２倍波
    を発生するとともに、この２倍波と上記第１の差動増幅
    器の第２の出力とを乗算して差動信号として出力する第
    ３の差動増幅器とを備えたことを特徴とする請求項１記
    載の検波器。
24. 【請求項２４】 アンテナと、上記アンテナが受信した
    信号を増幅する増幅器と、局部発振波を発生する局部発
    振器と、上記局部発振波に基づき上記増幅器の出力を検
    波してベースバンドのＩ信号及びＱ信号を出力する検波
    器と、上記Ｉ信号及び上記Ｑ信号に基づきデータを再生
    する復調回路とを備えた受信装置において、 上記検波器を、請求項１ないし請求項２３いずれかに記
    載の検波器としたことを特徴とする受信装置。
25. 【請求項２５】 データを変調してベースバンドのＩ信
    号及びＱ信号を出力する変調器と、局部発振波を発生す
    る局部発振器と、上記局部発振波に基づき上記Ｉ信号及
    びＱ信号をベクトル変調するベクトル変調器と、上記ベ
    クトル変調器の出力を増幅する増幅器と、上記増幅器の
    出力を送信するアンテナとを備えた送信装置において、 上記ベクトル変調器を、請求項１ないし請求項２３いず
    れかに記載の検波器としたことを特徴とする送信装置。