JP4183821B2 - 同相分配回路、偶高調波直交ミクサ及びダイレクトコンバージョン受信機 - Google Patents
同相分配回路、偶高調波直交ミクサ及びダイレクトコンバージョン受信機 Download PDFInfo
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、ＬＯ入力端子での多重反射による直交精度の劣化を抑制することができる同相分配回路、偶高調波直交ミクサ及びダイレクトコンバージョン受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図３は例えば、特開平５−１９１１５０号公報に開示された従来のダイレクトコンバージョン受信機の構成図である。図において、１６は図示しないアンテナからの周波数ｆrfのＲＦ帯の受信信号（以下、ＲＦ信号）を受けて、これを増幅する低雑音増幅器（ＬＮＡ）、１７は低雑音増幅器１６の出力から所定の帯域の信号を取り出す帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、１８は帯域通過フィルタ１６の出力信号と周波数ｆpとを混合して、ベースバンドのＩ信号及びＱ信号を出力する直交ミクサである。
【０００３】
この直交ミクサ１８は、帯域通過フィルタ１７の出力を２つに分配する９０°分配回路２１、外部からの局部発振波を２つに分配する同相分配回路２０、９０°分配回路２１の同相成分出力と、同相分配回路２０の出力を混合してＩ信号を出力する単位ミクサ１９ａ、９０°分配回路２１の直交出力と同相分配回路２０の出力とを混合して、Ｑ信号を出力する単位ミクサ１９ｂから構成されている。
【０００４】
２２は局部発振波（以下、ＬＯ波）を発生して、直交ミクサ１８に供給する局部発振器（ＬＯ）である。２３ａ，２３ｂは低周波信号をそれぞれ取り出す低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、２４ａ，２４ｂは低域通過フィルタ２３ａ，２３ｂの出力をそれぞれ増幅するベースバンド増幅器、２５ａ，２５ｂはベースバンド増幅器２４ａ，２４ｂの出力をそれぞれアナログからデジタルに変換するＡ−Ｄ変換器、２６はＡ−Ｄ変換器２５ａ，２５ｂが出力するＩ信号のデータ及びＱ信号のデータに基づき、復調処理を行う復調演算回路である。
【０００５】
次に動作について説明する。
図４は従来のダイレクトコンバージョン受信機に用いられる直交ミクサを示す構成図である。図３に示す従来のダイレクトコンバージョン受信機では、図４に示す直交ミクサにより受信波ｆrfを、周波数ｆrf−ｆpのＩ信号、Ｑ信号に複素包落線検波する。次に、直交ミクサ１８は、互いに９０°の位相差を持たせて分配した２つのＲＦ信号と、同じ位相で分配したＬＯ波とをそれぞれアナログ乗算し、周波数混合する。
【０００６】
ここで、ＬＯ波の周波数ｆpと、ＲＦ信号の周波数ｆrfとがほぼ同じであれば、低域通過フィルタ２３ａ，２３ｂにより、直交ミクサ１８のＩ出力及びＱ出力をそれぞれろ波し、ベースバンド周波数近傍となるｆpとｆrfとの差の周波数成分ｆbbを取り出すことにより、受信波（ＲＦ）の変調信号成分が得られる。これらＩ出力及びＱ出力はベースバンド増幅器２４ａ，２４ｂにより増幅してレベルを高めた上で、Ａ−Ｄ変換器２５ａ，２５ｂによりそれぞれ量子化される。復調演算回路２６は、これらのＩ信号、Ｑ信号に基づき、受信波に変調されたデータを再生する。
【０００７】
図５は従来の偶高調波形ダイレクトコンバージョン受信機に用いられる偶高調波直交ミクサを示す構成図である。直交ミクサとして、図５に示すような、ＬＯ波の第二高調波で周波数混合を行う偶高調波ミクサを用いた場合、ここで、ＬＯ波の第二高調波の周波数２ｆpと、ＲＦ信号の周波数ｆrfとがほぼ同じであれば、低域通過フィルタにより、直交ミクサのＩ出力及びＱ出力をそれぞれろ波し、ベースバンド周波数近傍となる２ｆpとｆrfとの差の周波数成分ｆbbを取り出すことにより、受信波（ＲＦ）の変調信号成分が得られる。
【０００８】
このような偶高調波形の直交ミクサを用いた偶高調波形ダイレクトコンバージョン受信機は、図４に示した基本波ミクサを用いたダイレクトコンバージョン受信機と比較し、ＲＦ信号とＬＯ波の周波数が異なるため、ＲＦ信号とＬＯ波との干渉が少ないなどの特徴を有する。また、偶高調波形ダイレクトコンバータを送信機に適用した場合には、キャリア漏洩が抑制できるという利点もある。
【０００９】
また、図６は従来の同相分配回路の特性を示す特性図であり、図６に示すように、偶高調波直交ミクサのＬＯ波の入力端子に用いるバランの中心周波数をＬＯ波の周波数とした場合には、ＲＦ信号はＬＯ波の入力端子側で、逆相では合成されないため、ＬＯ波の入力端子で生ずるＲＦの反射波により、アイソレーション特性の劣化が生じ、直交ミクサとしての直交精度が劣化するという問題がある。
【００１０】
さらに、偶高調波直交ミクサのＬＯ波の同相分配回路としては、図７に示したような集中定数型のウィルキンソン電力分配回路が一般的に用いられる。図７は従来の集中定数型ウィルキンソン電力分配回路を示す回路図である。７は入力端子、８ａ，８ｂはインダクタ１１ａ，１１ｂとそれぞれ接続された分配出力端子、９は入力端子７とシャント接続されたキャパシタ、１１ａ，１１ｂは入力端子７と接続されたインダクタ、１０ａ，１０ｂはインダクタ１１ａ，１１ｂと出力端子８ａ，８ｂの接続点にシャント接続されたキャパシタである。
【００１１】
図７に示したような通常のウィルキンソン電力分配回路では、偶高調波ミクサの場合に、ＲＦ信号の周波数となるＬＯ波の２倍の周波数近傍では、分配出力端子間のアイソレーションは小さい。したがって、ＬＯ波の入力端子でのＲＦ信号の多重反射により、アイソレーション特性の劣化が生じ、直交精度が劣化するという問題がある。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
従来の同相分配回路、偶高調波直交ミクサ及びダイレクトコンバージョン受信機は以上のように構成されているので、通常のウィルキンソン電力分配回路では、偶高調波ミクサの場合に、ＲＦ信号の周波数となるＬＯ波の２倍の周波数近傍では、ＬＯ波の入力端子でのＲＦ信号の多重反射により、アイソレーション特性の劣化が生じ、直交精度が劣化するなどの課題があった。
【００１３】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、通常のウィルキンソン電力分配回路の偶高調波ミクサの場合にも、直交精度の劣化を防止する同相分配回路、偶高調波直交ミクサ及びダイレクトコンバージョン受信機を得ることを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る同相分配回路は、入力端子に一端が接続され、第１の分配出力端子に他端が接続された第１のインダクタと、入力端子に一端が接続され、第２の分配出力端子に他端が接続された第２のインダクタと、入力端子にシャント接続された第１のキャパシタと、第１および第２のインダクタの他端間に接続された抵抗と、第１のインダクタの他端にシャント接続された第３のインダクタおよび第２のキャパシタの直列接続からなり、所望周波数では、ウィルキンソン電力分配器のシャントキャパシタとして動作し、所望周波数よりも高い任意の周波数では、直列共振となるように第３のインダクタおよび第２のキャパシタの素子値を設定した第１の直列共振回路と、第２のインダクタの他端にシャント接続された第４のインダクタおよび第３のキャパシタの直列接続からなり、所望周波数では、ウィルキンソン電力分配器のシャントキャパシタとして動作し、所望周波数よりも高い任意の周波数では、直列共振となるように第４のインダクタおよび第３のキャパシタの素子値を設定した第２の直列共振回路とを備えたものである。
【００１５】
この発明に係る偶高調波直交ミクサは、高周波信号を入力する９０°ハイブリッド回路と、局部発振波の入力端子に一端が接続され、第１の分配出力端子に他端が接続された第１のインダクタと、局部発振波の入力端子に一端が接続され、第２の分配出力端子に他端が接続された第２のインダクタと、局部発振波の入力端子にシャント接続された第１のキャパシタと、第１および第２のインダクタの他端間に接続された抵抗と、第１のインダクタの他端にシャント接続された第３のインダクタおよび第２のキャパシタの直列接続からなり、局部発振波の周波数では、ウィルキンソン電力分配器のシャントキャパシタとして動作し、局部発振波の周波数よりも高い高周波信号の周波数では、直列共振となるように第３のインダクタおよび第２のキャパシタの素子値を設定した第１の直列共振回路と、第２のインダクタの他端にシャント接続された第４のインダクタおよび第３のキャパシタの直列接続からなり、局部発振波の周波数では、ウィルキンソン電力分配器のシャントキャパシタとして動作し、局部発振波の周波数よりも高い高周波信号の周波数では、直列共振となるように第４のインダクタおよび第３のキャパシタの素子値を設定した第２の直列共振回路と、９０°ハイブリッド回路の第１の高周波出力端子から出力される高周波信号と第１の分配出力端子から出力される局部発振波とを周波数混合する第１の偶高調波ミクサと、９０°ハイブリッド回路の第２の高周波出力端子から出力される高周波信号と第２の分配出力端子から出力される局部発振波とを周波数混合する第２の偶高調波ミクサとを備えたものである。
【００１６】
この発明に係るダイレクトコンバージョン受信機は、請求項２記載の偶高調波直交ミクサを復調用の直交ミクサとして用いたものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による同相分配回路を示す回路図であり、図において、７は入力端子、８ａ，８ｂはインダクタ１１ａ，１１ｂとそれぞれ接続された分配出力端子、９は入力端子７とシャント接続されたキャパシタ、１１ａ，１１ｂは入力端子７と接続されたインダクタ、１３ａ，１３ｂはインダクタ１１ａ，１１ｂと出力端子８ａ，８ｂの接続点にシャント接続されたインダクタ１４ａ，１４ｂおよびキャパシタ１５ａ，１５ｂからなる直列共振回路、１４ａ，１４ｂは直列共振回路１３ａ，１３ｂを構成するインダクタ、１５ａ，１５ｂは直列共振回路１３ａ，１３ｂを構成するキャパシタを示す。
【００１８】
次に動作について説明する。
図７に示すような、通常の集中定数形のウィルキンソン電力分配器において、ＬＯ周波数をｆ0とした場合には、図７中の各パラメータは次のように決定される。
【００１９】
Ｚis0 ＝２Ｚout
Ｚ0 ＝√（Ｚin・Ｚis0）
Ｃp ＝１／（２π・ｆ0・Ｚ0）
ＬS ＝Ｚ0／（２π・ｆ0） （１）
【００２０】
図１に示す、本発明によるウィルキンソン電力分配器においては、分配端子間で必要となる周波数ｆbrfにより、直列共振回路の共振周波数は、図１中のパラメータを用いて次式のように与えられる。
【００２１】
ｆbrf ＝１／２π・√（Ｌbrf・Ｃbrf） （２）
【００２２】
一方、直列共振回路１３ａ，１３ｂは、ＬＯ周波数においては、容量がＣpのキャパシタとして振る舞う必要があることから、Ｃp、Ｌbrf、Ｃbrfの関係は、次式で表される。
【００２３】
１／（２π・ｆ0・Ｃp）＝２π・ｆ0・Ｌbrf＋１
／（２π・Ｌbrf・Ｃbrf） （３）
【００２４】
したがって、ｆ0とｆbrfとの関係から、式（２）、式（３）を用いて、Ｃbrf及びＬbrfを決定すればよい。たとえば、偶高調波ミクサにおいては、ｆbrf＝２ｆ0であることから、
【００２５】
Ｌbrf＝１／（２０π2・ｆ0 2・Ｃp）
Ｃbrf＝５Ｃp／４ （４）
【００２６】
以上のように、この実施の形態１によれば、ウィルキンソン電力分配器において、直列共振回路の素子値として、所望周波数では、ウィルキンソン電力分配器のシャントキャパシタとして動作し、所望周波数よりも高い任意の周波数、例えば所望周波数の２倍の周波数で直列共振となるように素子値を選んだので、ＬＯ周波数の２倍の周波数、つまり、同相分配回路においてＲＦ周波数でのアイソレーション特性を向上させることができるなどの効果が得られる。
【００２７】
実施の形態２．
図２はこの発明の実施の形態２による偶高調波直交ミクサを示す構成図であり、図において、実施の形態１と同一の符号については同一または相当部分を示すので説明を省略する。３５は９０°ハイブリッド回路、３６はＲＦ信号の入力端子、３７ａ，３７ｂは単位偶高調波ミクサ、３８は９０°ハイブリッド回路に用いる終端抵抗、３９はＬＯ波の入力端子、４０は上記の実施の形態１によるウィルキンソン電力分配器である。
【００２８】
次に動作について説明する。
図２に示す偶高調波直交ミクサにおいては、９０°ハイブリッド回路３５を用い、かつ、ＬＯ波の分配に用いるウィルキンソン電力分配器でのＲＦ信号のアイソレーション特性を高め、さらに、単位偶高調波ミクサにおいても、ＬＯバランの中心周波数をＬＯ周波数とＲＦ周波数の中間に設定することで、変換損失の低減を行うとともに、ＲＦ−ＬＯ間のアイソレーション特性を改善する。
【００２９】
以上のように、この実施の形態２によれば、小形化が可能な構成で、直交精度を向上させることができるなどの効果が得られる。
【００３０】
実施の形態３．
この実施の形態３においては、図３の直交ミクサ１８を図２で用いた直交ミクサに置き換えたものである。この実施の形態３によるダイレクトコンバータでは、小形化が可能な偶高調波直交ミクサにより、装置全体の小形化が可能な構成で、直交精度の劣化による通信品質の劣化のないダイレクトコンバージョン受信機を構成することができるなどの効果が得られる。
【００３１】
上記では、ダイレクトコンバージョン受信機を例にとって説明を行ったが、ダイレクトコンバージョン送信機を用いた場合でも、良好な変調精度が得られ、低キャリアリーク電力であるなど、この実施の形態７の場合と同様の効果を奏する。
【００３２】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、入力端子に一端が接続され、第１の分配出力端子に他端が接続された第１のインダクタと、入力端子に一端が接続され、第２の分配出力端子に他端が接続された第２のインダクタと、入力端子にシャント接続された第１のキャパシタと、第１および第２のインダクタの他端間に接続された抵抗と、第１のインダクタの他端にシャント接続された第３のインダクタおよび第２のキャパシタの直列接続からなり、所望周波数では、ウィルキンソン電力分配器のシャントキャパシタとして動作し、所望周波数よりも高い任意の周波数では、直列共振となるように第３のインダクタおよび第２のキャパシタの素子値を設定した第１の直列共振回路と、第２のインダクタの他端にシャント接続された第４のインダクタおよび第３のキャパシタの直列接続からなり、所望周波数では、ウィルキンソン電力分配器のシャントキャパシタとして動作し、所望周波数よりも高い任意の周波数では、直列共振となるように第４のインダクタおよび第３のキャパシタの素子値を設定した第２の直列共振回路とを備えるように構成したので、同相分配回路において所望周波数よりも高い任意の周波数でのアイソレーション特性を向上させることができるなどの効果が得られる。
【００３３】
この発明によれば、高周波信号を入力する９０°ハイブリッド回路と、局部発振波の入力端子に一端が接続され、第１の分配出力端子に他端が接続された第１のインダクタと、局部発振波の入力端子に一端が接続され、第２の分配出力端子に他端が接続された第２のインダクタと、局部発振波の入力端子にシャント接続された第１のキャパシタと、第１および第２のインダクタの他端間に接続された抵抗と、第１のインダクタの他端にシャント接続された第３のインダクタおよび第２のキャパシタの直列接続からなり、局部発振波の周波数では、ウィルキンソン電力分配器のシャントキャパシタとして動作し、局部発振波の周波数よりも高い高周波信号の周波数では、直列共振となるように第３のインダクタおよび第２のキャパシタの素子値を設定した第１の直列共振回路と、第２のインダクタの他端にシャント接続された第４のインダクタおよび第３のキャパシタの直列接続からなり、局部発振波の周波数では、ウィルキンソン電力分配器のシャントキャパシタとして動作し、局部発振波の周波数よりも高い高周波信号の周波数では、直列共振となるように第４のインダクタおよび第３のキャパシタの素子値を設定した第２の直列共振回路と、９０°ハイブリッド回路の第１の高周波出力端子から出力される高周波信号と第１の分配出力端子から出力される局部発振波とを周波数混合する第１の偶高調波ミクサと、９０°ハイブリッド回路の第２の高周波出力端子から出力される高周波信号と第２の分配出力端子から出力される局部発振波とを周波数混合する第２の偶高調波ミクサとを備えるように構成したので、偶高調波直交ミクサにおいて高周波信号の周波数でのアイソレーション特性を向上させることができるなどの効果が得られる。
【００３４】
この発明によれば、請求項２記載の偶高調波直交ミクサを復調用の直交ミクサとして用いるように構成したので、通信品質を向上させることができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１による同相分配回路を示す回路図である。
【図２】 この発明の実施の形態２による偶高調波直交ミクサを示す構成図である。
【図３】 従来のダイレクトコンバージョン受信機の構成図である。
【図４】 従来のダイレクトコンバージョン受信機に用いられる直交ミクサを示す構成図である。
【図５】 従来の偶高調波形ダイレクトコンバージョン受信機に用いられる偶高調波直交ミクサを示す構成図である。
【図６】 従来の同相分配回路の特性を示す特性図である。
【図７】 従来の集中定数型ウィルキンソン電力分配器を示す回路図である。
【符号の説明】
１，２ 結合線路、７ 同相分配回路の入力端子、８ａ，８ｂ 同相分配回路の出力端子、９，１０ａ，１０ｂ，１５ａ，１５ｂ キャパシタ、１１ａ，１１ｂ，１４ａ，１４ｂ インダクタ、１２ 抵抗、１３ａ，１３ｂ 直列共振回路、１８ 直交ミクサ、１９ａ，１９ｂ 単位ミクサ、２０ 同相分配回路、２１ ９０°分配回路、３７ａ，３７ｂ 単位偶高調波ミクサ。
【発明の属する技術分野】
この発明は、ＬＯ入力端子での多重反射による直交精度の劣化を抑制することができる同相分配回路、偶高調波直交ミクサ及びダイレクトコンバージョン受信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図３は例えば、特開平５−１９１１５０号公報に開示された従来のダイレクトコンバージョン受信機の構成図である。図において、１６は図示しないアンテナからの周波数ｆrfのＲＦ帯の受信信号（以下、ＲＦ信号）を受けて、これを増幅する低雑音増幅器（ＬＮＡ）、１７は低雑音増幅器１６の出力から所定の帯域の信号を取り出す帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、１８は帯域通過フィルタ１６の出力信号と周波数ｆpとを混合して、ベースバンドのＩ信号及びＱ信号を出力する直交ミクサである。
【０００３】
この直交ミクサ１８は、帯域通過フィルタ１７の出力を２つに分配する９０°分配回路２１、外部からの局部発振波を２つに分配する同相分配回路２０、９０°分配回路２１の同相成分出力と、同相分配回路２０の出力を混合してＩ信号を出力する単位ミクサ１９ａ、９０°分配回路２１の直交出力と同相分配回路２０の出力とを混合して、Ｑ信号を出力する単位ミクサ１９ｂから構成されている。
【０００４】
２２は局部発振波（以下、ＬＯ波）を発生して、直交ミクサ１８に供給する局部発振器（ＬＯ）である。２３ａ，２３ｂは低周波信号をそれぞれ取り出す低域通過フィルタ（ＬＰＦ）、２４ａ，２４ｂは低域通過フィルタ２３ａ，２３ｂの出力をそれぞれ増幅するベースバンド増幅器、２５ａ，２５ｂはベースバンド増幅器２４ａ，２４ｂの出力をそれぞれアナログからデジタルに変換するＡ−Ｄ変換器、２６はＡ−Ｄ変換器２５ａ，２５ｂが出力するＩ信号のデータ及びＱ信号のデータに基づき、復調処理を行う復調演算回路である。
【０００５】
次に動作について説明する。
図４は従来のダイレクトコンバージョン受信機に用いられる直交ミクサを示す構成図である。図３に示す従来のダイレクトコンバージョン受信機では、図４に示す直交ミクサにより受信波ｆrfを、周波数ｆrf−ｆpのＩ信号、Ｑ信号に複素包落線検波する。次に、直交ミクサ１８は、互いに９０°の位相差を持たせて分配した２つのＲＦ信号と、同じ位相で分配したＬＯ波とをそれぞれアナログ乗算し、周波数混合する。
【０００６】
ここで、ＬＯ波の周波数ｆpと、ＲＦ信号の周波数ｆrfとがほぼ同じであれば、低域通過フィルタ２３ａ，２３ｂにより、直交ミクサ１８のＩ出力及びＱ出力をそれぞれろ波し、ベースバンド周波数近傍となるｆpとｆrfとの差の周波数成分ｆbbを取り出すことにより、受信波（ＲＦ）の変調信号成分が得られる。これらＩ出力及びＱ出力はベースバンド増幅器２４ａ，２４ｂにより増幅してレベルを高めた上で、Ａ−Ｄ変換器２５ａ，２５ｂによりそれぞれ量子化される。復調演算回路２６は、これらのＩ信号、Ｑ信号に基づき、受信波に変調されたデータを再生する。
【０００７】
図５は従来の偶高調波形ダイレクトコンバージョン受信機に用いられる偶高調波直交ミクサを示す構成図である。直交ミクサとして、図５に示すような、ＬＯ波の第二高調波で周波数混合を行う偶高調波ミクサを用いた場合、ここで、ＬＯ波の第二高調波の周波数２ｆpと、ＲＦ信号の周波数ｆrfとがほぼ同じであれば、低域通過フィルタにより、直交ミクサのＩ出力及びＱ出力をそれぞれろ波し、ベースバンド周波数近傍となる２ｆpとｆrfとの差の周波数成分ｆbbを取り出すことにより、受信波（ＲＦ）の変調信号成分が得られる。
【０００８】
このような偶高調波形の直交ミクサを用いた偶高調波形ダイレクトコンバージョン受信機は、図４に示した基本波ミクサを用いたダイレクトコンバージョン受信機と比較し、ＲＦ信号とＬＯ波の周波数が異なるため、ＲＦ信号とＬＯ波との干渉が少ないなどの特徴を有する。また、偶高調波形ダイレクトコンバータを送信機に適用した場合には、キャリア漏洩が抑制できるという利点もある。
【０００９】
また、図６は従来の同相分配回路の特性を示す特性図であり、図６に示すように、偶高調波直交ミクサのＬＯ波の入力端子に用いるバランの中心周波数をＬＯ波の周波数とした場合には、ＲＦ信号はＬＯ波の入力端子側で、逆相では合成されないため、ＬＯ波の入力端子で生ずるＲＦの反射波により、アイソレーション特性の劣化が生じ、直交ミクサとしての直交精度が劣化するという問題がある。
【００１０】
さらに、偶高調波直交ミクサのＬＯ波の同相分配回路としては、図７に示したような集中定数型のウィルキンソン電力分配回路が一般的に用いられる。図７は従来の集中定数型ウィルキンソン電力分配回路を示す回路図である。７は入力端子、８ａ，８ｂはインダクタ１１ａ，１１ｂとそれぞれ接続された分配出力端子、９は入力端子７とシャント接続されたキャパシタ、１１ａ，１１ｂは入力端子７と接続されたインダクタ、１０ａ，１０ｂはインダクタ１１ａ，１１ｂと出力端子８ａ，８ｂの接続点にシャント接続されたキャパシタである。
【００１１】
図７に示したような通常のウィルキンソン電力分配回路では、偶高調波ミクサの場合に、ＲＦ信号の周波数となるＬＯ波の２倍の周波数近傍では、分配出力端子間のアイソレーションは小さい。したがって、ＬＯ波の入力端子でのＲＦ信号の多重反射により、アイソレーション特性の劣化が生じ、直交精度が劣化するという問題がある。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
従来の同相分配回路、偶高調波直交ミクサ及びダイレクトコンバージョン受信機は以上のように構成されているので、通常のウィルキンソン電力分配回路では、偶高調波ミクサの場合に、ＲＦ信号の周波数となるＬＯ波の２倍の周波数近傍では、ＬＯ波の入力端子でのＲＦ信号の多重反射により、アイソレーション特性の劣化が生じ、直交精度が劣化するなどの課題があった。
【００１３】
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、通常のウィルキンソン電力分配回路の偶高調波ミクサの場合にも、直交精度の劣化を防止する同相分配回路、偶高調波直交ミクサ及びダイレクトコンバージョン受信機を得ることを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る同相分配回路は、入力端子に一端が接続され、第１の分配出力端子に他端が接続された第１のインダクタと、入力端子に一端が接続され、第２の分配出力端子に他端が接続された第２のインダクタと、入力端子にシャント接続された第１のキャパシタと、第１および第２のインダクタの他端間に接続された抵抗と、第１のインダクタの他端にシャント接続された第３のインダクタおよび第２のキャパシタの直列接続からなり、所望周波数では、ウィルキンソン電力分配器のシャントキャパシタとして動作し、所望周波数よりも高い任意の周波数では、直列共振となるように第３のインダクタおよび第２のキャパシタの素子値を設定した第１の直列共振回路と、第２のインダクタの他端にシャント接続された第４のインダクタおよび第３のキャパシタの直列接続からなり、所望周波数では、ウィルキンソン電力分配器のシャントキャパシタとして動作し、所望周波数よりも高い任意の周波数では、直列共振となるように第４のインダクタおよび第３のキャパシタの素子値を設定した第２の直列共振回路とを備えたものである。
【００１５】
この発明に係る偶高調波直交ミクサは、高周波信号を入力する９０°ハイブリッド回路と、局部発振波の入力端子に一端が接続され、第１の分配出力端子に他端が接続された第１のインダクタと、局部発振波の入力端子に一端が接続され、第２の分配出力端子に他端が接続された第２のインダクタと、局部発振波の入力端子にシャント接続された第１のキャパシタと、第１および第２のインダクタの他端間に接続された抵抗と、第１のインダクタの他端にシャント接続された第３のインダクタおよび第２のキャパシタの直列接続からなり、局部発振波の周波数では、ウィルキンソン電力分配器のシャントキャパシタとして動作し、局部発振波の周波数よりも高い高周波信号の周波数では、直列共振となるように第３のインダクタおよび第２のキャパシタの素子値を設定した第１の直列共振回路と、第２のインダクタの他端にシャント接続された第４のインダクタおよび第３のキャパシタの直列接続からなり、局部発振波の周波数では、ウィルキンソン電力分配器のシャントキャパシタとして動作し、局部発振波の周波数よりも高い高周波信号の周波数では、直列共振となるように第４のインダクタおよび第３のキャパシタの素子値を設定した第２の直列共振回路と、９０°ハイブリッド回路の第１の高周波出力端子から出力される高周波信号と第１の分配出力端子から出力される局部発振波とを周波数混合する第１の偶高調波ミクサと、９０°ハイブリッド回路の第２の高周波出力端子から出力される高周波信号と第２の分配出力端子から出力される局部発振波とを周波数混合する第２の偶高調波ミクサとを備えたものである。
【００１６】
この発明に係るダイレクトコンバージョン受信機は、請求項２記載の偶高調波直交ミクサを復調用の直交ミクサとして用いたものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の一形態を説明する。
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による同相分配回路を示す回路図であり、図において、７は入力端子、８ａ，８ｂはインダクタ１１ａ，１１ｂとそれぞれ接続された分配出力端子、９は入力端子７とシャント接続されたキャパシタ、１１ａ，１１ｂは入力端子７と接続されたインダクタ、１３ａ，１３ｂはインダクタ１１ａ，１１ｂと出力端子８ａ，８ｂの接続点にシャント接続されたインダクタ１４ａ，１４ｂおよびキャパシタ１５ａ，１５ｂからなる直列共振回路、１４ａ，１４ｂは直列共振回路１３ａ，１３ｂを構成するインダクタ、１５ａ，１５ｂは直列共振回路１３ａ，１３ｂを構成するキャパシタを示す。
【００１８】
次に動作について説明する。
図７に示すような、通常の集中定数形のウィルキンソン電力分配器において、ＬＯ周波数をｆ0とした場合には、図７中の各パラメータは次のように決定される。
【００１９】
Ｚis0 ＝２Ｚout
Ｚ0 ＝√（Ｚin・Ｚis0）
Ｃp ＝１／（２π・ｆ0・Ｚ0）
ＬS ＝Ｚ0／（２π・ｆ0） （１）
【００２０】
図１に示す、本発明によるウィルキンソン電力分配器においては、分配端子間で必要となる周波数ｆbrfにより、直列共振回路の共振周波数は、図１中のパラメータを用いて次式のように与えられる。
【００２１】
ｆbrf ＝１／２π・√（Ｌbrf・Ｃbrf） （２）
【００２２】
一方、直列共振回路１３ａ，１３ｂは、ＬＯ周波数においては、容量がＣpのキャパシタとして振る舞う必要があることから、Ｃp、Ｌbrf、Ｃbrfの関係は、次式で表される。
【００２３】
１／（２π・ｆ0・Ｃp）＝２π・ｆ0・Ｌbrf＋１
／（２π・Ｌbrf・Ｃbrf） （３）
【００２４】
したがって、ｆ0とｆbrfとの関係から、式（２）、式（３）を用いて、Ｃbrf及びＬbrfを決定すればよい。たとえば、偶高調波ミクサにおいては、ｆbrf＝２ｆ0であることから、
【００２５】
Ｌbrf＝１／（２０π2・ｆ0 2・Ｃp）
Ｃbrf＝５Ｃp／４ （４）
【００２６】
以上のように、この実施の形態１によれば、ウィルキンソン電力分配器において、直列共振回路の素子値として、所望周波数では、ウィルキンソン電力分配器のシャントキャパシタとして動作し、所望周波数よりも高い任意の周波数、例えば所望周波数の２倍の周波数で直列共振となるように素子値を選んだので、ＬＯ周波数の２倍の周波数、つまり、同相分配回路においてＲＦ周波数でのアイソレーション特性を向上させることができるなどの効果が得られる。
【００２７】
実施の形態２．
図２はこの発明の実施の形態２による偶高調波直交ミクサを示す構成図であり、図において、実施の形態１と同一の符号については同一または相当部分を示すので説明を省略する。３５は９０°ハイブリッド回路、３６はＲＦ信号の入力端子、３７ａ，３７ｂは単位偶高調波ミクサ、３８は９０°ハイブリッド回路に用いる終端抵抗、３９はＬＯ波の入力端子、４０は上記の実施の形態１によるウィルキンソン電力分配器である。
【００２８】
次に動作について説明する。
図２に示す偶高調波直交ミクサにおいては、９０°ハイブリッド回路３５を用い、かつ、ＬＯ波の分配に用いるウィルキンソン電力分配器でのＲＦ信号のアイソレーション特性を高め、さらに、単位偶高調波ミクサにおいても、ＬＯバランの中心周波数をＬＯ周波数とＲＦ周波数の中間に設定することで、変換損失の低減を行うとともに、ＲＦ−ＬＯ間のアイソレーション特性を改善する。
【００２９】
以上のように、この実施の形態２によれば、小形化が可能な構成で、直交精度を向上させることができるなどの効果が得られる。
【００３０】
実施の形態３．
この実施の形態３においては、図３の直交ミクサ１８を図２で用いた直交ミクサに置き換えたものである。この実施の形態３によるダイレクトコンバータでは、小形化が可能な偶高調波直交ミクサにより、装置全体の小形化が可能な構成で、直交精度の劣化による通信品質の劣化のないダイレクトコンバージョン受信機を構成することができるなどの効果が得られる。
【００３１】
上記では、ダイレクトコンバージョン受信機を例にとって説明を行ったが、ダイレクトコンバージョン送信機を用いた場合でも、良好な変調精度が得られ、低キャリアリーク電力であるなど、この実施の形態７の場合と同様の効果を奏する。
【００３２】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、入力端子に一端が接続され、第１の分配出力端子に他端が接続された第１のインダクタと、入力端子に一端が接続され、第２の分配出力端子に他端が接続された第２のインダクタと、入力端子にシャント接続された第１のキャパシタと、第１および第２のインダクタの他端間に接続された抵抗と、第１のインダクタの他端にシャント接続された第３のインダクタおよび第２のキャパシタの直列接続からなり、所望周波数では、ウィルキンソン電力分配器のシャントキャパシタとして動作し、所望周波数よりも高い任意の周波数では、直列共振となるように第３のインダクタおよび第２のキャパシタの素子値を設定した第１の直列共振回路と、第２のインダクタの他端にシャント接続された第４のインダクタおよび第３のキャパシタの直列接続からなり、所望周波数では、ウィルキンソン電力分配器のシャントキャパシタとして動作し、所望周波数よりも高い任意の周波数では、直列共振となるように第４のインダクタおよび第３のキャパシタの素子値を設定した第２の直列共振回路とを備えるように構成したので、同相分配回路において所望周波数よりも高い任意の周波数でのアイソレーション特性を向上させることができるなどの効果が得られる。
【００３３】
この発明によれば、高周波信号を入力する９０°ハイブリッド回路と、局部発振波の入力端子に一端が接続され、第１の分配出力端子に他端が接続された第１のインダクタと、局部発振波の入力端子に一端が接続され、第２の分配出力端子に他端が接続された第２のインダクタと、局部発振波の入力端子にシャント接続された第１のキャパシタと、第１および第２のインダクタの他端間に接続された抵抗と、第１のインダクタの他端にシャント接続された第３のインダクタおよび第２のキャパシタの直列接続からなり、局部発振波の周波数では、ウィルキンソン電力分配器のシャントキャパシタとして動作し、局部発振波の周波数よりも高い高周波信号の周波数では、直列共振となるように第３のインダクタおよび第２のキャパシタの素子値を設定した第１の直列共振回路と、第２のインダクタの他端にシャント接続された第４のインダクタおよび第３のキャパシタの直列接続からなり、局部発振波の周波数では、ウィルキンソン電力分配器のシャントキャパシタとして動作し、局部発振波の周波数よりも高い高周波信号の周波数では、直列共振となるように第４のインダクタおよび第３のキャパシタの素子値を設定した第２の直列共振回路と、９０°ハイブリッド回路の第１の高周波出力端子から出力される高周波信号と第１の分配出力端子から出力される局部発振波とを周波数混合する第１の偶高調波ミクサと、９０°ハイブリッド回路の第２の高周波出力端子から出力される高周波信号と第２の分配出力端子から出力される局部発振波とを周波数混合する第２の偶高調波ミクサとを備えるように構成したので、偶高調波直交ミクサにおいて高周波信号の周波数でのアイソレーション特性を向上させることができるなどの効果が得られる。
【００３４】
この発明によれば、請求項２記載の偶高調波直交ミクサを復調用の直交ミクサとして用いるように構成したので、通信品質を向上させることができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 この発明の実施の形態１による同相分配回路を示す回路図である。
【図２】 この発明の実施の形態２による偶高調波直交ミクサを示す構成図である。
【図３】 従来のダイレクトコンバージョン受信機の構成図である。
【図４】 従来のダイレクトコンバージョン受信機に用いられる直交ミクサを示す構成図である。
【図５】 従来の偶高調波形ダイレクトコンバージョン受信機に用いられる偶高調波直交ミクサを示す構成図である。
【図６】 従来の同相分配回路の特性を示す特性図である。
【図７】 従来の集中定数型ウィルキンソン電力分配器を示す回路図である。
【符号の説明】
１，２ 結合線路、７ 同相分配回路の入力端子、８ａ，８ｂ 同相分配回路の出力端子、９，１０ａ，１０ｂ，１５ａ，１５ｂ キャパシタ、１１ａ，１１ｂ，１４ａ，１４ｂ インダクタ、１２ 抵抗、１３ａ，１３ｂ 直列共振回路、１８ 直交ミクサ、１９ａ，１９ｂ 単位ミクサ、２０ 同相分配回路、２１ ９０°分配回路、３７ａ，３７ｂ 単位偶高調波ミクサ。
Claims (3)
- 入力端子に一端が接続され、第１の分配出力端子に他端が接続された第１のインダクタと、
上記入力端子に一端が接続され、第２の分配出力端子に他端が接続された第２のインダクタと、
上記入力端子にシャント接続された第１のキャパシタと、
上記第１および上記第２のインダクタの他端間に接続された抵抗と、
上記第１のインダクタの他端にシャント接続された第３のインダクタおよび第２のキャパシタの直列接続からなり、所望周波数では、ウィルキンソン電力分配器のシャントキャパシタとして動作し、上記所望周波数よりも高い任意の周波数では、直列共振となるように上記第３のインダクタおよび上記第２のキャパシタの素子値を設定した第１の直列共振回路と、
上記第２のインダクタの他端にシャント接続された第４のインダクタおよび第３のキャパシタの直列接続からなり、上記所望周波数では、ウィルキンソン電力分配器のシャントキャパシタとして動作し、上記所望周波数よりも高い上記任意の周波数では、直列共振となるように上記第４のインダクタおよび上記第３のキャパシタの素子値を設定した第２の直列共振回路とを備えた同相分配回路。 - 高周波信号を入力する９０°ハイブリッド回路と、
局部発振波の入力端子に一端が接続され、第１の分配出力端子に他端が接続された第１のインダクタと、
上記局部発振波の入力端子に一端が接続され、第２の分配出力端子に他端が接続された第２のインダクタと、
上記局部発振波の入力端子にシャント接続された第１のキャパシタと、
上記第１および上記第２のインダクタの他端間に接続された抵抗と、
上記第１のインダクタの他端にシャント接続された第３のインダクタおよび第２のキャパシタの直列接続からなり、上記局部発振波の周波数では、ウィルキンソン電力分配器のシャントキャパシタとして動作し、上記局部発振波の周波数よりも高い上記高周波信号の周波数では、直列共振となるように上記第３のインダクタおよび上記第２のキャパシタの素子値を設定した第１の直列共振回路と、
上記第２のインダクタの他端にシャント接続された第４のインダクタおよび第３のキャパシタの直列接続からなり、上記局部発振波の周波数では、ウィルキンソン電力分配器のシャントキャパシタとして動作し、上記局部発振波の周波数よりも高い上記高周波信号の周波数では、直列共振となるように上記第４のインダクタおよび上記第３のキャパシタの素子値を設定した第２の直列共振回路と、
上記９０°ハイブリッド回路の第１の高周波出力端子から出力される高周波信号と上記第１の分配出力端子から出力される局部発振波とを周波数混合する第１の偶高調波ミクサと、
上記９０°ハイブリッド回路の第２の高周波出力端子から出力される高周波信号と上記第２の分配出力端子から出力される局部発振波とを周波数混合する第２の偶高調波ミクサとを備えた偶高調波直交ミクサ。 - 請求項２記載の偶高調波直交ミクサを復調用の直交ミクサとして用いたことを特徴とするダイレクトコンバージョン受信機。
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