CN100448164C - 具有镜频抑制的混合器电路,尤其对于零或低中频的射频接收机 - Google Patents

Abstract

一种具有镜像频率抑制功能的混合器电路，该电路包括正交相位分配器(30、30′)，该分配器(30、30′)提供连接到混合器电路的输入(F_i)的输入，和两个各自传送分别被送入两个简易混合器(31，32；31′，32′)的相位正交的信号的输出，所说的混合器电路包括一个正交相位和频率分配器(33，33′)，该分配器(33，33′)具有频率分配比并提供两个分别与两个简易混合器(31，32；31′，32′)的各输出端相连的输入和传送混合器电路的第一输出信号(F_o)的第一输出，该信号被送入到两个简易混合器的输入端。

Description

具有镜频抑制的混合器电路，尤其对于零或低中频的射频接收机

技术领域

本发明涉及具有镜像频率抑制功能的混合器电路，它特别，但不专门，涉及采用零或准零中频(IF)的射频接收机。

背景技术

这种射频接收机特别是用于移动电话系统如工作在([925MHz，960MHz])频段的全球移动通信系统(GSM)或与GSM标准相同但工作在不同频段([1805MHz，1880MHz])的数字通信系统1800MHz(DCS1800)。它们也用于采用下列标准定义的无线传输：802.11a和b，蓝牙，超级局域网2，以及数字欧洲无绳电信(DECT)，或采用在2.4GHz的工业科技和医疗(ISM)频带。

按常规的方式，这种接收机包含通过带通滤波器与接收天线相连的低噪声放大器(LNA)，经放大的信号送入混合器电路，用于将经放大的输入信号转换成基带信号，混合器电路产生相互正交(相位差90°)的两路基带信号，该基带信号经过滤波后再被送入解调器。

与也被应用于移动电话中的超外差接收机(即具有非零中频)相比，这些接收机具有不需要基于表面声波(SAW)技术的外部带通滤波器的优点，而该技术通常是为使接收机具有充分的选择性所采用的。该滤波器大大地增加了这种接收机的成本、体积和耗电量。然而，由于工作在基带，这种接收机对漏电流产生的直流(DC)电压是敏感的，特别是漏电流产生于工作在接收载频信号频率的混合器电路的本地振荡器与接收机电路的射频输入之间，尤其与设置在所述电路输入端的LNA之间。另外，由于本地振荡器工作在与输入信号相同的频率上，相互之间将产生干扰和相互作用。

已知的解决漏电流的方法包括采用产生与输入信号不同频率的信号，然后经变换产生与输入信号相同的频率的信号的本地振荡器。有可能采用两个本地振荡器分别产生两个不同的频率F₁和F₂，并送入简易的混合器，简易混合器分别产生频率为F₁+F₂和F₁-F₂的两个信号，F₁和F₂的选择是按照这样一种方式，即其中的一个频率是从与所接收的频率相应的简易混合器的输出端得到的。有必要过滤掉简易混合器产生的其它频率，这意味着F₂相对于F₁必须要足够大。它也证明这种滤波一样导致干扰和接收信号泄漏的问题。

为了解决该问题，提出了如图3所示的具有镜像抑制的混合器电路的概念。所述电路采用两个本地振荡器，如压控振荡器(VCO)类型，分别发送两个频率F₁和F₂。本地振荡器的输出分别连到两个相位正交的分配器，每个分配器产生两个相位正交的信号，从分配器输出的两个同相位的信号分别送入简易混合器23，24，简易混合器23，24的输出信号被送入加法器或减法器电路25，产生等于F₁+F₂或F₁-F₂的频率F₀的输出信号，F₁和F₂采用这样一种方式选择的，即F₀与所接收信号的频率相同。然而，该电路取决于相位分配器的精度。若相位分配器是不理想的，则该电路以减弱的形式发送其它的频率，即在F₀＝F₁+F₂时发送F₁-F₂，或在F₀＝F₁-F₂时发送F₁+F₂。

这些电路也具有需要两个本地振荡器的缺陷。

为了去除两个本地振荡器其中之一，还提出了具有频率再生功能的混合器电路的概念。如图4所示，该电路包括频率分配器27，频率分配器27在其输入端接收从电路输出的信号F₀，和简易混合器26接收电路的输入信号F_i以及从频率分配器27的输出。由于简易混合器26的存在，适用下列关系：

$F_0=F_i(+\mathrm{and}-)\frac{F_i}{\mathrm{Div}}---\left(1\right)$

其中Div是频率分配器27的分配比。

从该电路的输出信号包含的两个频率F₀如下：

和

(2)

为了去除两个频率其中之一，因此仍有必要采用低通滤波器28(图5)滤去较低的频率，假定滤波之前得到的这两个频率相差较大，因而分配比Div较大.由于存在这样一个滤波器，该电路也出现上述由于与输入信号的干扰和冲突而导致的缺陷。

因此提出了利用数字频率分配器的解决方案。然而，这些解决方案不适于产生正弦载波。

发明内容

本发明的目的是消除这些缺陷。通过提供具有镜像频率抑制的混合器电路以实现该目的。该混合器电路包括正交相位分配器，该正交相位分配器提供与混合器电路输入端相连的输入，和两个将分别传送两路相位正交的信号分别送入两个简易混合器的输出，该电路的特征在于包含一个正交相位和频率分配器，该正交相位和频率分配器具有频率分配比并提供两个分别与两个简易混合器的各输出端相连的输入和传送混合器电路的第一输出信号的第一输出，其信号被送入到两个简易混合器的输入端。

更方便地，正交相位和频率分配器在其他两个输出发送两个相位正交的信号，频率等于根据频率分配比划分的由第一输出传送的信号的频率。

按照本发明的特性，从混合器电路第一输出的信号频率等于：

$F_0=F_i-\frac{F_0}{\mathrm{Div}}$

F_i为混合器电路的输入信号的频率，和Div是相位和频率分配器的频率分配比。

更适宜地，为了便于在集成电路中集成，所有的电路结构设计成对称的以便处理两路极性相反的并行的相同信号。

按照本发明的另一特性，该混合器电路还包括设置在第一输出端的正交相位分配器以获得频率相同而相位正交的两个信号。

按照本发明的另一特性，频率分配比是一个整数。

本发明还提供零或准零中频的射频接收机，该接收机包括通过带通滤波器与接收天线相连的放大器，天线接收到的信号经放大后送入混合器电路，混合器电路将经放大的输入信号转换成基带信号，所述的混合器电路与本地振荡器相连并产生相互正交即相位差90°的两路基带信号，该信号经过滤波后被送入解调器，该射频接收机的特征在于，其混合器电路包括具有镜像频率抑制功能的混合器电路，所述混合器电路包括正交相位分配器，该正交相位分配器具有一个与本地振荡器相连的输入和分别将两路相位正交的信号分别送入两个简易混合器的输出，一个正交相位和频率分配器，该正交相位和频率分配器具有频率分配比并提供两个分别与两个简易混合器的各输出端相连的输出，和传送混合器第一输出信号的第一输出，其信号被送入到两个简易混合器的输入端，第一输出信号与通过另两个简易混合器接收和放大的信号进行混合。

更方便地，正交相位和频率分配器在其他两个输出上发送相位正交的两个信号，该信号具有等于根据频率分配比分配的第一输出传送的信号的频率。

按照本发明的特性，该射频接收机还包括设置在具有镜像频率抑制功能的混合器电路第一输出端的正交相位分配器以获得频率相同而相位正交的两个信号。

按照本发明的另一特性，该射频接收机包括切换开关，用于将所接收和放大的信号分别送入简易混合器，如具有镜像频率抑制功能的混合器电路第一输出的相位正交信号，或其第二输出的相位正交信号。

更适宜地，为了适于接收GSM和DCS1800信号，采用压控振荡器的本地振荡器产生一个约2.7GHz的频率且正交相位和频率分配器的分配比选定为2。

附图说明

本发明电路的优选实施例通过非限定的案例并参照附图描述如下，附图中：

图1为采用在先技术的零中频的射频接收机框图；

图2示出的是图1所示的接收机的一部分的详图；

图3为采用在先技术的具有镜像频率抑制的混合器电路的电路图；

图4和图5为采用在先技术的具有频率再生的混合器电路的电路图；

图6和图7为本发明具有频率抑制的混合器电路的框图；

图8为本发明的零中频射频接收机的框图，其中集成了图7所示的电路。

具体实施方式

如图1所示的零或准零中频的射频接收机，按常规的方式，包括与接收天线1相连的带通滤波器2，连接到带通滤波器2的输出的宽带低噪声放大器3，以及从放大器输出的信号被送入的两个简易混合器电路4，4′。这些混合器还通过将以振荡器的频率而相位差为90°的两路信号分别送入混合器4，4′的正交相位分配器11，接收来自本地振荡器如VCO(压控振荡器)的信号。在零中频的结构中，将本地振荡器的频率设置为与所接收的信号的载波频率相等。

各从两个简易混合器电路4，4′的输出分别被送入两个低通滤波器6，6′。低通滤波器6，6′的输出连到基带解调器8。

对于移动电话，从基带解调器输出的信号被送入信号的电话机的扬声器9以传送电话所接收的声音信号。

如图2详细地示出了图1所示的接收机的一部分18，在每个混合器电路4，4′之前是工作在射频范围的可调的增益放大器14，并且在低通滤波器6，6′之后的是工作在基带频率范围的可调的增益放大器15。

另外，本地振荡器10与相位分配器11之间设置信号分离电路16以使在其它电路，如移动电话中的发射器电路中使用本地振荡器产生的信号成为可能。

在该结构中，将产生耦合，因而本地振荡器10与位于放大器3的输入和混合器电路4，4′输入之间的电路部分间产生漏电流，同时分离电路16与频率分配器11之间以及位于放大器14和混合器4，4′之间的电路部分间(箭头12和13)都将产生漏电流。

由于本地振荡器10的频率与所接收的信号的频率是相等的，这种耦合将导致混合器电路4，4′输出端的DC电压偏差。结果，在所接收的两路脉冲信号串之间，输入信号的电平可以变化，因而引起放大器14、15的增益的调整，并因此导致DC电压的偏移。

已知用基带解调器8减小DC电压的偏移，这需确定所接收的信号的每个脉冲串之间的DC电压电平，并且等待本地振荡器的锁定和工作在基带的分支电路的DC电压电平的稳定。

另外，为了减少这种耦合现象，还提出了将本地振荡器与信号分离电路16从电路的剩余部分分离，或将本地振荡器的频率加倍。

然而，这些解决方案并不能消除所有的耦合现象。另外，这些方案还大大增加了这种电路的复杂度、尺寸和耗电量，以及成本，而且在所设想的这些方案的最后，不仅由于本地振荡器与所接收信号的二次谐波的干扰不能消除耦合和干扰现象，且当所接收信号已经是高频时将本地振荡器的频率加倍不易实现。在DCS1800系统中，采用频率为3.6GHz的本地振荡器是必要的。

为了在该电路中方便地和最大限度地减少这种耦合电流，本发明提出了如图6所示的电路，其实现具有镜像频率抑制的混合器的功能。该电路包括正交相位分配器30，对其接入电路的输入信号，所述的信号具有频率F_i，尤其是由本地振荡器10产生的信号构成的。从相位分配器30的具有90°相位差的输出分别被送入两个简易混合器31，32，而这些简易混合器其他的输入接收电路的频率为F₀的输出信号。该电路还包括一个正交相位和频率分配器33，该正交相位和频率分配器33具有两个分别连接到两个简易混合器31，32的各输出端的输入。

分配器33还提供两个传送两个相位正交的具有相同频率F′₀的信号的输出，F′₀等于按分配器33的分配比所分配的输出信号F₀的频率。在电路中适用下列关系式：

$F_0=F_i-\frac{F_0}{\mathrm{Div}}$

上述关系式可推导出下列F₀和F′₀值：

$F_0=\frac{F_i}{(1+\frac{1}{\mathrm{Div}})}=F_i\frac{\mathrm{Div}}{\mathrm{Div}+1}$ 和 ${F^{\′}}_0=\frac{F_0}{\mathrm{Div}}=-\frac{F_i}{(\mathrm{Div}+1)}$

现发现该电路很适合于接收GSM和DCS1800信号。为此，足以选择该分配器33的分配比为2和本地振荡器10的频率等于2.7GHz，因而使所得到的F₀和F′₀的值分别接近于900MHz和1800MHz。

对于802.11b，蓝牙以及DECT标准，可以采用本地振荡器，例如，产生一个基本等于3.6GHz的频率且分配比为2以得到接近于2.4GHz的输出频率F′₀。由于2.4GHz的频率是一使用非常广泛的频率，采用具有从较少占用的频带选择的不同频率的本地振荡器有利于避免本地振荡器受到干扰。

该方案也使得充分减少耦合现象成为可能，因为干扰本地振荡器的只有所接收信号的第三次谐波。特别是，该方案可消除图2中箭头12所示的耦合。

更进一步，该方案很适用于设计集成的接收机电路。为了在集成度较高时避免这些现象发生，将电路设计成对称的，即将电路设计成双重的以处理相同的但极性相反的信号。图7所示的电路，除电路组件之间的连接是双重的，及电路的组件30，33由对反极性信号执行同样功能的组件30′，33′替换之外，其结构与图6所示的是相似的。另外，为了获得频率为F₀的具有两个正交的相位输出信号，该电路还包括正交相位分配器34′，频率为F₀的信号加入到该分配器。

图8示出的是根据本发明的集成的零中频或准零中频的射频接收机，该接收机相当于图1和图2所示的接收机，其中的相位分配器11由图7所示的电路所代替。在该图以及图1和图2出现的元器件采用相同的参考编号。

另外，该接收机也包括平衡-不平衡变换器5，用于产生相同的但极性相反的信号，该信号送入对称电路的剩余部分以适于集成电路的集成。

该接收机还可以包括两个开关7，7′，分别设置在混合器40的输出端和两个简易混合器4和4′的各自的输入之间，该开关7，7′使频率F′₀(上述采用GSM模式的移动电话)或频率F₀(DCS1800)能够被选定。

Claims (13)

1、一种具有镜像频率抑制功能的混合器电路，该电路包括正交相位分配器(30、30′)，该分配器(30、30′)提供连接到混合器电路的输入(F_i)的输入，和两个各自传送分别被送入两个简易混合器(31，32；31′，32′)的相位正交的信号的输出，其特征在于，该电路包括一个正交相位和频率分配器(33，33′)，该分配器(33，33′)具有频率分配比并提供两个分别与两个简易混合器(31，32；31′，32′)的各输出端相连的输入和传送混合器电路第一输出信号(F₀)的第一输出，该信号被送入到两个简易混合器的输入端。

2、根据权利要求1所述的混合器电路，其特征在于，正交相位和频率分配器(33，33′)在另外两个输出上发送两个相位正交的信号(F′₀)，该信号的频率等于根据频率分配比的分配的第一输出信号(F₀)的频率。

3、根据权利要求1或权利要求2所述的混合器电路，其特征在于，从混合器电路第一输出的信号(F₀)的频率等于：

$F_0=F_i-\frac{F_0}{\mathrm{Div}}$

F_i为混合器电路的输入信号的频率，和Div是正交相位和频率分配器(33，33′)的频率分配比。

4、根据权利要求1或2所述的混合器电路，其特征在于，为了便于在集成电路中集成，所有的电路被设计成对称的以便处理两路极性相反的并行的相同信号。

5、根据权利要求1所述的混合器电路，其特征在于，该混合器电路还包括设置在第一输出(F₀)的正交相位分配器(34′)以获得频率相同而相位正交的两个信号。

6、根据权利要求1所述的混合器电路，其特征在于，所述的频率分配比是一个整数。

7、一种零或准零中频的射频接收机，该接收机包括通过带通滤波器(2)与接收天线(1)相连的放大器(3)，天线接收到的信号经放大器放大后送入混合器电路，混合器电路将经放大的输入信号转换成基带信号，所述的混合器电路与本地振荡器(10)相连并发送相互正交即相位差为90°的两路基带信号，该基带信号经滤波并送入解调器(8)，该RF接收机的特征在于，其混合器电路包括具有镜像频率抑制功能的混合器电路(40)，所述混合器电路包括正交相位分配器(30′)，该分配器(30′)具有一个与本地振荡器(10)相连的输入(F_i)和两路分别传送被各自送入两个简易混合器(31′，32′)的信号的输出，一个正交相位和频率分配器(33’)，该分配器(33’)具有频率分配比并提供两个分别与两个简易混合器(31’，32’)各输出端相连的输入和传送被送入两个简易混合器(31’，32’)的输入的第一输出信号(F₀)的第一输出，第一输出信号(F₀)通过另两个简易混合器(4，4′)与所接收和放大的信号进行混合。

8、根据权利要求7所述的射频接收机，其特征在于，正交相位和频率分配器(33′)在其他两个输出发送两个相位正交的信号，该信号的频率等于根据频率分配比分配的第一输出传送的信号(F₀)的频率。

9、根据权利要求7或8所述的射频接收机，其特征在于，从混合器电路(40)第一输出信号(F₀)的频率等于：

$F_0=F_i-\frac{F_0}{\mathrm{Div}}$

F_i为混合器电路的输入信号的频率，和Div是相位和频率分配器的频率分配比。

10、根据权利要求7所述的射频接收机，其特征在于，该射频接收机还包括设置在具有镜像频率抑制功能的混合器电路(40)的第一输出(F₀)的正交相位分配器(34′)以获得频率相同而相位正交的两个信号。

11、根据权利要求10所述的射频接收机，其特征在于，该射频接收机包括切换开关装置(7，7′)，用于将所接收和放大的信号分别送入简易混合器(4，4′)，  或者是来自于具有镜像频率抑制功能的混合器电路(40)第一输出的相位正交信号(F₀)，或者是来自于其第二输出的相位正交信号(F′₀)。

12、根据权利要求7所述的射频接收机，其特征在于，为了适于接收GSM和DCS1800信号，压控振荡器型的本地振荡器(10)产生一个2.7GHz的频率且正交相位和频率分配器(33′)的分配比选定为2。

13、根据权利要求7所述的射频接收机，其特征在于，压控振荡器型的本地振荡器(10)产生一个为3.6GHz的频率且正交相位和频率分配器(33′)的分配比选定为2以获得2.4GHz的输出频率。

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