JP2005500776A - 特にゼロまたは低中間周波数のrf受信機のための、イメージ周波数を阻止するミクサ回路 - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、イメージ周波数を阻止(rejection)するミクサ回路に関するものである。
【0002】
特に、しかし排他的にではなく、本発明は、ゼロまたはゼロに近い中間周波数(IF)を用いる無線周波数に関するものである。このような受信機は、特に携帯電話通信(GSM)のためのグローバルシステム、または1800メガヘルツ(MHz)でのデジタル通信システム(DCS 1800)のような携帯電話(telephony)システムに使用されている。ここでDCS 1800は、GMS規格(standard)と同一であるが、GSMの[925MHz、960MHz]と比較して異なる周波数帯域[1805MHz、1880MHz]で作動する(operate)。これらの受信機はまた、以下の規格:802.11aおよび802.11b、ブルートゥース(Bluetooth)、ハイパーラン(Hyperlan)2、およびデジタル欧州コードレス電気通信(digital European cordless telecommunications)(DECT)を使用してか、あるいは2.4ギガヘルツ(GHz)の工業・科学・医療(ISM)帯域を使用して、規定されたような無線送信(wireless transmission)で使用される。
【0003】
従来の様式において、このような受信機は、帯域通過フィルターを介して受信アンテナと接続した低雑音増幅器(LNA)を備え、増幅シグナルは、増幅入力シグナルをベースバンドに変換するためのミクサ回路に供給され、このミクサ回路は、ベースバンドで直交した2つのシグナル(90°の相位オフセット(offset))を生成する。このシグナルはフィルターされ、次いで復調装置に供給される。
【0004】
携帯電話でもまた使用される、スーパーヘテロダイン受信機(すなわち、ゼロでない低中間周波数を有する)と比較して、このような受信機は、表面音波(SAW)技術に基づいて、外部帯域通過フィルターを必要としない利点を持つ。この外部帯域通過フィルターは、十分に選択式である受信機を入手するために一般的に必要とされ、このような受信機の費用、サイズ、電力消費に著しく貢献している。しかし、このような受信機は、ベースラインで作動するため、特に受信したシグナルの搬送波(carrier)ミクサ回路の局部発振器と受信機回路のRF入力部(特に上記回路への入力部に配置されたLNA)との間に起こる漏れ電流によって生じる直流(DC)電圧に感応性である。さらに、局部発振器がシグナル入力と同じ周波数で作動するため、障害および相互作用がそれらの間に引き起こる。
【0005】
漏れ電流の問題を解決する公知の方法は、入力シグナルとは異なる周波数でシグナルを生成する局部発振器を使用することであり、この局部発振器は、後に入力シグナルと同じ周波数でシグナルを生成するように改造されている。2つの周波数F1およびF2をそれぞれ生成する、2つの局部発振器を使用することが可能である。これらの周波数は異なり、周波数F1+F2およびF1−F2で2つのそれぞれのシグナルを生成する単純ミクサ(simple mixer)に適用される。ここでF1およびF2は、単純ミクサからの出力で得られた周波数の1つが受信されたシグナルの周波数に一致するように選択される。次いで、単純ミクサによって送達された他の周波数を阻止することが必要とされ、このことは、F2はF1に対して十分に大きくなければいけないことを意味している。また、このようなフィルタリングも同様に、受信されたシグナルによる障害および漏れの問題を導く。
【0006】
この問題を解決するために、図3に示すように、イメージ周波数を阻止するミクサ回路の概念が提案される。ここで上記回路は、2つの局部発振器(例えば、電圧制御発振器(VCO)型の局部発振器)を備え、2つの各周波数F1およびF2を送達する。発振器の出力部は、直交位相の2つのシグナルをそれぞれ生成する2つの直交位相分割器(divider)にそれぞれ接続し、これら2つのシグナルは、位相分割器からの出力で同位相シグナルであり、各単純ミクサ23,24に供給される。この出力は、F1−F2またはF1+F2と等しい周波数F0の出力シグナルを送達する加算器または減算器回路25に供給される。ここで、F1およびF2は、受信されたシグナルの周波数にF0が一致するように選択される。にもかかわらず、このような回路は位相分割器の精度に依存する。位相分割器が完全でない場合、次いで回路もまた、減衰した形態で他の周波数(すなわち、F0=F1+F2の場合、F1−F2、あるいはF0=F1−F2の場合、F1+F2)を送達する。
【0007】
これらの回路においてもまた、2つの局部発振器を必要とするという欠点がある。
【0008】
2つの局部発振器の1つを取り除くために、周波数再生(regeneration)を用いたミクサ回路の概念がまた提供された。図4に示すように、このような回路は、その出力部で回路からの出力シグナルF0を受信する周波数分割器27ならびに、入力としての回路への入力シグナルFiおよび周波数分割器27からの出力を受信する単純ミクサ26を含む。単純ミクサ26の存在のため、以下の関係が当てはまる:
【0009】
【数1】
【0010】
ここでDivは、周波数分割器27の分割比(division ratio)である。
【0011】
従って、回路からの出力シグナルは、以下のように2つの周波数F0を含む:
【0012】
【数2】
【0013】
これら2つの周波数の1つを取り除くために、低周波数を阻止する低域フィルター28(図5)を使用することがさらに必要とされ、これは、フィルタリング前に入手された2つの周波数が互いに非常に離れており、分割比Divが大きいことを前提としている。このようなフィルターの存在のため、この回路はまた、入力シグナルと共に引き起こされる障害および相互作用に起因した上記の欠点を示す。
【0014】
デジタル周波数分割器を使用するという解決策が提案された。にもかかわらず、これらの解決策は、正弦波搬送波を生成することにあまり適合しない。
【0015】
本発明の目的は、これらの欠点を取り除くことである。この目的は、イメージ周波数を阻止するミクサ回路を提供することによって達成され、このミクサ回路は、ミクサ回路の入力部に接続した入力部を与える直交位相分割器、ならびに2つの単純ミクサにそれぞれ供給される位相直交した2つのシグナルをそれぞれ送達する2つの出力部を含む。この回路は、直交位相および周波数分割比を有する周波数分割器を含むことを特徴とし、2つの単純ミクサの各出力部にそれぞれ接続した2つの入力部を与え、2つの単純ミクサの入力部に供給されたシグナルは、この第一出力部によって、ミクサ回路の第一出力シグナルとして送達される。
【0016】
有利に、直交位相および周波数分割器は、位相直交した2つのシグナルを2つの他の出力部に送達し、この2つのシグナルは、周波数分割比によって分割されるため、第一出力によって送達されたシグナルの周波数に等しい周波数を示す。
【0017】
本発明の特性において、ミクサ回路の第一出力からのシグナルは、以下の式に等しい周波数を示す:
F0=Fi−F0/Div
ここで、Fiは、ミクサ回路の入力シグナルの周波数であり、Divは、位相および周波数分割器の周波数分割比である。
【0018】
好ましくは、集積回路で集積するように、この回路の全ては、平行で対極(opposite polarities)の2つの同一シグナルをプロセスするように、左右対称に作成される。
【0019】
本発明の別の特徴において、同じ周波数で、位相直交した2つのシグナルを得るために、この回路はさらに、第一出力部の内部に配置された直交位相分割器を備える。
【0020】
本発明の別の特徴において、周波数分割比は整数である。
【0021】
本発明はまた、ゼロまたは、擬似ゼロ(quasi-zero)の中間周波数のRF受信機を提供し、この受信機は、帯域通過フィルターを介して受信アンテナと接続した増幅器を含む。アンテナによって受信されたシグナルは、増幅された後、増幅された入力シグナルをベースバンドに転換するために、ミクサ回路に供給される。上記ミクサ回路は、局部発振器に接続し、直交した2つのベースバンドシグナル(90°の位相オフセット)を送達する。これらのシグナルはフィルターされ、次いで復調器(demodulator)に供給される。RF受信機において、ミクサ回路は、イメージ周波数阻止型のミクサ回路を含み、このミクサ回路は、直交位相分割器ならびに直交位相および周波数分割器を備えることを特徴とする。この直交位相分割器は、局部発振器に接続した入力部、および2つの単純ミクサにそれぞれ供給される、位相直交した2つのシグナルをそれぞれ送達する2つの出力部を有する。直交位相分割器および周波数分割器は、周波数分割比を有し、2つの単純ミクサの各出力部にそれぞれ接続した2つの入力部を提供し、第一出力シグナルが、2つの単純ミクサの入力部に供給される第一出力シグナルを送達し、この第一出力シグナルが、2つの単純ミクサによって受信され、増幅されたシグナルと混合する。
【0022】
有利に、直交位相および周波数分割器は、直交位相である2つのシグナルを2つの他の出力部に送達する。ここで、この2つのシグナルは、周波数分割比によって分割された第一出力によって送達されたシグナルの周波数と等しい周波数を示す。
【0023】
本発明の特徴において、同じ周波数で位相直交の2つのシグナルを得るために、RF受信機はさらに、イメージ周波数阻止ミクサ回路の第一出力部の間に配置された直交位相分割器を備える。
【0024】
本発明の別の特徴において、RF受信機は、イメージ周波数阻止ミクサ回路の第一出力部からの位相直交シグナルか、またはその第二出力部からの位相直交シグナルのどちらかの、受信され増幅されたシグナルを単純ミクサにそれぞれ供給するスイッチ手段を備える。
【0025】
好ましくは、GSMシグナルおよびDCS 1800シグナルを受信するのに適するように、電圧制御発振器型の局部発振器は、約2.7GHzの周波数を送達する。直交位相および周波数分割器の分割比は、2になるように選択される。
【0026】
本発明の回路の好ましい実施形態は、非限定的な例によって、および添付の図を参照に、以下に記載される、ここで:
図1は、ゼロ中間周波数を有する、従来技術のRF受信機の概略図である;
図2は、図1に詳細に示された受信機の一部を示す;
図3は、イメージ周波数を阻止する、従来技術の回路の概略図である;
図4および図5は、周波数を再生する、従来技術のミクサ回路の概略図である;
図6および図7は、周波数を阻止する、本発明のミクサ回路を示す;そして
図8は、ゼロ中間周波数を有する本発明のRF受信機の概略図であり、ここで図7に示した回路は集積している。
【0027】
図1に示した、ゼロまたは擬似ゼロの中間周波数を有するRF受信機は、従来の様式で、受信アンテナ1に接続した帯域通過フィルター2、帯域通過フィルター2の出力部に接続した広帯域低雑音増幅器3、および増幅器からの出力シグナルが供給される2つの単純ミクサ4,4’から構成される。これらのミクサは、発振器の周波数であるが互いに90°の位相オフセットで、それぞれのミクサ4,4’へ2つのシグナルを供給する直交位相分割器11を介して、局部発振器(例えばVCO型の局部発振器(電圧制御発振器))からのシグナルを入力として受信する。ゼロ中間周波数を有する構造(architecture)において、局部発振器の周波数は、受信され得るシグナルの搬送波の周波数に等しくなるように選択される。
【0028】
2つの単純ミクサ4,4’からの各出力は、2つの各低域フィルター6,6’に供給され、このフィルターの出力部は、ベースバンド復調器8に接続される。
【0029】
携帯電話において、復調器からの出力シグナルは、電話によって受信されるように、送信された音声シグナルを送達するために電話の拡声器9に供給される。
【0030】
図1に表示された受信機の部分18を示す図2に詳細に示されるように、RF周波数帯域で作動する調節可能利得(gain)増幅器14が、各ミクサ4,4’の前に置かれ、ベースバンド周波数帯域にて作動する別の調節可能利得増幅器15が、帯域通過フィルター6,6’の後に置かれる。
【0031】
さらに、シグナル分配回路16は、局部発振器10と位相分割器11との間に配置され、このことにより、他の回路(例えば、携帯電話の送信回路)からのシグナルの使用が可能となる。
【0032】
このような構造において結合(coupling)が生じることが判明し、従って、増幅器3の入力部と各ミクサ4,4’の入力部との間に位置した、回路の一部分と局部発振器10との間に漏れ電流が流れ、分配回路16と周波数分割器11との間の漏れ、および増幅器14とミクサ4,4’との間に位置した回路の一部分の間の漏れ(矢印12および13)が共に引き起こる。局部発振器10の周波数が、受信され得るシグナルの周波数と同じため、この結合は、ミクサ4,4’からの出力部でDC電圧のオフセットを導く。続いて、2つの受信されたシグナルパルス列の間において、入力シグナルの電圧レベルが変化し得、従って増幅器14,15の利得の調整を導き、このようにDC圧力シフト(shift)を導く。ベースバンド復調器8を用いてDC電圧シフトを低減させることが公知であり、これは、受信されたシグナルの各パルス列の間におけるこのDC電圧レベルを決定すること、ならびにベースバンドで作動する回路の分岐におけるDC電圧レベルの安定化および局部発振器のロッキング(locking)のために待つことを必要とする。
【0033】
さらに、これらの結合現象を低減させるために、局部発振器および分配回路16を、回路の残りの部分から隔離させるか、または実際に局部発振器の周波数を2倍にすることが提案されてきた。
【0034】
それにもかかわらず、これらの解決策によって、結合現象の全てを取り除くことは可能ではない。さらに、これらの解決策は、このような回路の複雑さ、サイズ、電力消費および費用を著しく増大することに関与している。さらに、これらの予想された解決策について最後に、局部発振器は第二調波の受信したシグナルを妨害するため、結合だけでなく障害現象も取り除かれないが、さらに受信し得るシグナルが既に高周波数の場合、局部発振器の周波数を2倍にすることが簡単ではない。DCS 1800システムにおいて、3.6GHzにおいて局部発振器を使用することが必要とされる。
【0035】
このような回路において、単純にそして著しく結合電流を低減するために、本発明は、イメージ周波数を阻止するミクサの機能を与える、図6に示した回路を提案する。この回路は、回路の入力シグナルが供給される直交位相分配器30を含み、上記シグナルは周波数Fiを有し、特に局部発振器10からのシグナルによって構成される。位相分配器30からの90°の位相オフセットを有する出力は、2つの単純ミクサ31,32にそれぞれ供給され、一方で、これらの単純ミクサの他の入力は、周波数F0で回路から出力シグナルを受信する。この回路はまた、2つの単純ミクサ31,32の各出力部に接続した2つの入力部を有する直交位相および周波数分割器33を備える。
【0036】
分割器33はまた、分割器33の分割比Divによって分割された出力シグナルF0の周波数に等しい周波数F’0で、位相直交した2つのシグナルを送達する出力を与える。次の関係はこの回路に適用される:
【0037】
【数3】
【0038】
この関係によって、F0およびF’0について、次の値が演繹される;
【0039】
【数4】
【0040】
この回路はGSMシグナルおよびDCS 1800シグナルを受信するのに十分に適合していることが見出されている。この目的のために、分割器33の分割比Divを2に、そして局部発振器10の周波数を約2.7GHzに選択することが適切である。従って、900MHzおよび1800MHzにそれぞれ近似した、F0およびF’0の値が入手され得る。
【0041】
802.11b、ブルートゥースおよびDECT規格において、例えば、2.4GHzに近い出力周波数F’0を得るために、実質的に3.6GHzである周波数および2の分割比を生じる、局部発振器が使用され得る。周波数2.4GHzは非常に広範囲に使用されるため、より小さい占有帯域から選択された、異なる周波数を有する局部発振器を使用することは、局部発振器が障害されることを妨げることに役に立つ。
【0042】
第三調波の受信されたシグナルのみが局部発振器を障害するため、この解決策によって、結合現象を著しく低減することが可能となる。特に、この解決策によって、図2の矢印12によって表示される結合を取り除くことが可能となる。
【0043】
さらに、この解決策は、集積受信回路を作成するのに十分適合している。集積のレベルが高い場合、回路においてこの現象が生じることを避けるため、回路が左右対称に作成されている。すなわち、この回路は、同一で対極(opposite polarities)のシグナルをプロセスするように、二重に作成される。回路の構成部分の間の全ての接続部が二重にされていること、そして回路の構成部品30〜33が、対極のシグナルと同じ機能をする構成部品30’〜33’に置き換えられていることを除いて、図7に示す回路は、図6の回路と類似した構造を示す。さらに、直交した2つの位相を有する、周波数F0の出力シグナルを生じるため、この回路はさらに、周波数F0のシグナルが供給される直交位相分割器34’を含む。
【0044】
図8は、本発明における、ゼロまたは擬似ゼロ中間周波数を有する集積RF受信機を示す。この受信機は、図1および図2に示した受信機に該当し、ここで位相分割器11は図7に示した回路に置き換えられている。従って、この図、および図1または図2の両方に現れる要素は、同じ参照番号によって与えられる。
【0045】
さらに、この回路は、対極であるが同一である2つのシグナルを生じるバラン5を備え、このシグナルは、集積回路での集積に適するように、左右対称に作成された回路の残りの部分に供給される。
【0046】
受信機はまた、ミクサ40の出力部と2つの単純ミクサ4,4’の各出力部との間にそれぞれ配置された2つのスイッチ7,7’を備え得、このスイッチによって、周波数F’0(上記の携帯電話へ適用されるGSMモード)、または周波数F0(DCS 1800モード)を選択することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【0047】
【図1】図1は、ゼロ中間周波数を有する、従来技術のRF受信機の概略図である。
【図2】図2は、図1に詳細に示された受信機の一部を示す。
【図3】図3は、イメージ周波数を阻止する、従来技術の回路の概略図である。
【図4】図4は、周波数を再生する、従来技術のミクサ回路の概略図である。
【図5】図5は、周波数を再生する、従来技術のミクサ回路の概略図である。
【図6】図6は、周波数を阻止する、本発明のミクサ回路を示す。
【図7】図7は、周波数を阻止する、本発明のミクサ回路を示す。
【図8】図8は、ゼロ中間周波数を有する本発明のRF受信機の概略図である。
Claims (13)
- イメージ周波数を阻止するミクサ回路であって、ここでミクサ回路は、ミクサ回路の入力部(Fi)に接続した入力部、および2つの単純ミクサ(31,32;31’,32’)にそれぞれ供給された位相直交した2つのシグナルをそれぞれ送達する2つの出力部を提供する直交位相分割器(30,30’)を備え、この回路において、直交位相および周波数分割器(33,33’)は、周波数分割比を有し、該2つの単純ミクサ(31,32;31’,32’)の該各出力部にそれぞれ接続した2つの入力部を提供し、第一出力は、該ミクサ回路の第一出力シグナル(F0)を送達し、このシグナルが該2つの単純ミクサの該出力部に送達されることを特徴とする、イメージ周波数を阻止するミクサ回路。
- 上記直交位相および周波数分割器(33,33’)が、上記周波数分割比によって分割された上記第一出力によって送達された上記シグナル(F0)の周波数と等しい周波数を示す位相直交した2つのシグナル(F’0)を、2つの他の出力部へ送達することを特徴とする、請求項1に記載のミクサ回路。
- 上記ミクサ回路の上記第一出力部からの上記シグナル(F0)が:
F0=Fi−F0/Div
に等しい周波数を示し、ここでFiは、該ミクサ回路の入力シグナルの周波数であり、Divは、上記位相および周波数分割器(33,33’)の上記周波数分割比である、請求項1または2に記載のミクサ回路。 - 集積回路で集積するように、上記回路の全てが、平行で対極の2つの同一シグナルをプロセスするように、左右対称に作成されている、請求項1〜3のいずれか1つに記載のミクサ回路。
- 同じ周波数で位相直交した2つのシグナルを得るために、上記第一出力部(F0)の間に配置された直交位相分割器(34’)をさらに備えることを特徴とする、請求項1〜4のいずれか1つに記載のミクサ回路。
- 上記周波数分割比が整数であることを特徴とする、請求項1〜5のいずれか1つに記載のミクサ回路。
- ゼロまたは擬似ゼロの中間周波数のRF受信機であって、ここで該受信機が、帯域通過フィルター(2)を介して受信アンテナ(1)と接続した増幅器(3)を含み、該アンテナによって受信されたシグナルは、増幅された後、増幅された入力シグナルをベースバンドに転換するために、ミクサ回路に供給され、上記ミクサ回路は、局部発振器(10)に接続し、直交した2つのベースバンドシグナル(90°の位相オフセット)を送達し、これらのシグナルはフィルターされ、次いで復調器(8)に供給されるRF受信機において、該ミクサ回路が、イメージ周波数阻止型のミクサ回路(40)を含み、このミクサ回路が、局部発振器(10)に接続した入力部(Fi)および2つの単純ミクサ(31’,32’)にそれぞれ供給される、位相直交した2つのシグナルをそれぞれ送達する2つの出力部を有する、直交位相分割器(30’)および、周波数分割比を有し、該2つの単純ミクサ(31’,32’)の各出力部にそれぞれ接続した2つの入力部を提供し、第一出力シグナルが、2つの単純ミクサ(31’,32’)の入力部に供給された第一出力シグナルを送達し、該第一出力シグナル(F0)が、2つの単純ミクサ(4,4’)によって受信され、増幅されたシグナルと混合する、交位相および周波数分割器(33’)を備えることを特徴とする、ゼロまたは擬似ゼロの中間周波数のRF受信機。
- 直交位相および周波数分割器(33’)が、上記周波数分割比によって分割された上記第一出力によって送達された上記シグナル(F0)の周波数に等しい周波数を示す、位相直交した2つのシグナル(F’0)を、2つの他の出力部へ送達することを特徴とする、請求項7に記載のRF受信機。
- 上記ミクサ回路(40)の上記第一出力シグナル(F0)が:
F0=Fi−F0/Div
に等しい周波数を示し、ここでFiは、該ミクサ回路の入力シグナルの周波数であり、Divは、上記位相および周波数分割器の上記周波数分割比である、請求項7または8に記載のRF受信機。 - 同じ周波数で位相直交した2つのシグナルを得るために、イメージ周波数阻止ミクサ回路(40)の上記第一出力部(F0)の間に配置された直交位相分割器(34’)をさらに備えることを特徴とする、請求項7〜9のいずれか1つに記載のRF受信機。
- 上記イメージ周波数阻止ミクサ回路(40)の上記第一出力部からの上記位相直交シグナル(F0)か、またはその第二出力部からの上記位相直交シグナル(F’0)のどちらかの、上記受信され増幅されたシグナルを上記単純ミクサ(4,4’)にそれぞれ供給するスイッチ手段(7,7’)を備えることを特徴とする、請求項10に記載のRF受信機。
- GSMシグナルおよびDCS 1800シグナルを受信するのに適するように、電圧制御発振器型の上記局部発振器(10)が約2.7GHzの周波数を送達し、上記直交位相および周波数分割器(33’)の上記分割比が2になるように選択されることを特徴とする、請求項7〜11のいずれか1つに記載のRF受信機。
- 上記電圧制御発振器型の上記局部発振器(10)が、約3.6GHzの周波数を送達し、2.4GHzに近い出力周波数を得るように、上記直交位相および周波数分割器(33’)の上記分割比が2に選択されることを特徴とする、請求項7〜10のいずれか1つに記載のRF受信機。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR0110772A FR2828599B1 (fr) | 2001-08-13 | 2001-08-13 | Circuit melangeur a rejection de frequence image, notamment pour un recepteur rf a frequence intermediaire nulle ou faible |
PCT/FR2002/002595 WO2003017465A1 (fr) | 2001-08-13 | 2002-07-19 | Circuit melangeur a rejection de frequence image, notamment pour un recepteur rf a frequence intermediaire nulle ou faible |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2005500776A true JP2005500776A (ja) | 2005-01-06 |
JP2005500776A5 JP2005500776A5 (ja) | 2008-06-26 |
JP4342305B2 JP4342305B2 (ja) | 2009-10-14 |
Family
ID=8866503
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2003522256A Expired - Fee Related JP4342305B2 (ja) | 2001-08-13 | 2002-07-19 | 特にゼロ中間周波数またはロー中間周波数のrf受信機のための、イメージ周波数を阻止するミクサ回路 |
Country Status (14)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7043221B2 (ja) |
EP (1) | EP1417750B1 (ja) |
JP (1) | JP4342305B2 (ja) |
KR (1) | KR100905147B1 (ja) |
CN (1) | CN100448164C (ja) |
AT (1) | ATE305184T1 (ja) |
AU (1) | AU2002330585B2 (ja) |
CA (1) | CA2456658C (ja) |
DE (1) | DE60206288T2 (ja) |
DK (1) | DK1417750T3 (ja) |
ES (1) | ES2250705T3 (ja) |
FR (1) | FR2828599B1 (ja) |
NZ (1) | NZ531560A (ja) |
WO (1) | WO2003017465A1 (ja) |
Families Citing this family (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006067284A (ja) * | 2004-08-27 | 2006-03-09 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 高周波受信装置とこれを用いた携帯機器 |
KR100756041B1 (ko) * | 2005-06-27 | 2007-09-07 | 삼성전자주식회사 | 믹서를 이용한 도허티 증폭장치 및 송신기 |
US7865135B2 (en) * | 2005-08-18 | 2011-01-04 | Lg Innotek Co., Ltd. | Apparatus for receiving satellite broadcasting and method thereof |
US20070169307A1 (en) * | 2006-01-26 | 2007-07-26 | Xerox Corporation | Adjustable castor assembly |
US7881690B2 (en) | 2006-04-07 | 2011-02-01 | Belair Networks Inc. | System and method for zero intermediate frequency filtering of information communicated in wireless networks |
US8254865B2 (en) | 2006-04-07 | 2012-08-28 | Belair Networks | System and method for frequency offsetting of information communicated in MIMO-based wireless networks |
JP5084543B2 (ja) * | 2008-02-12 | 2012-11-28 | キヤノン株式会社 | 画像処理装置及び画像処理方法 |
DE102009011549B4 (de) * | 2009-03-06 | 2018-01-18 | Atmel Corp. | Schaltung und Verfahren zur Spiegelfrequenzunterdrückung |
EP2421214B1 (fr) * | 2010-08-18 | 2013-05-29 | The Swatch Group Research and Development Ltd. | Récepteur de signaux radiofréquences FSK à faible débit et à conversion directe |
US8503964B2 (en) * | 2010-09-30 | 2013-08-06 | St-Ericsson Sa | Mixer divider layout |
CN101943751B (zh) * | 2010-10-12 | 2012-09-26 | 西安天伟电子系统工程有限公司 | 一种调频连续波雷达零中频镜像抑制接收机 |
Family Cites Families (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63290408A (ja) * | 1987-05-22 | 1988-11-28 | Fujitsu Ltd | 高速可変分周器 |
US5410743A (en) * | 1993-06-14 | 1995-04-25 | Motorola, Inc. | Active image separation mixer |
US5761615A (en) * | 1995-05-31 | 1998-06-02 | Motorola, Inc. | Wide band zero if quadrature demodulator using a intermediate frequency and a single local oscillator |
US5821782A (en) * | 1995-12-18 | 1998-10-13 | Lucent Technologies Inc. | Frequency synthesis using a remodulator |
KR19980054226U (ko) * | 1996-12-31 | 1998-10-07 | 조희재 | 무선 조정기용 수신부 |
GB2344948B (en) * | 1998-12-18 | 2002-10-02 | Nokia Mobile Phones Ltd | A transceiver |
US6574462B1 (en) * | 1999-08-25 | 2003-06-03 | Analog Devices, Inc. | Local oscillator apparatus for radio frequency communication systems |
US6516184B1 (en) * | 1999-08-31 | 2003-02-04 | Skyworks Solutions, Inc. | Multi-band transceiver having multi-slot capability |
DE60123170D1 (de) * | 2000-06-12 | 2006-11-02 | Supersensor Proprietary Ltd | Leser für unterschiedliche Seitenbänder in einem elektronisches Identifizierungssystem |
US20030072389A1 (en) * | 2001-08-13 | 2003-04-17 | Li Frank Xiaohui | Precision inphase / Quadrature up-down converter structures and methods |
-
2001
- 2001-08-13 FR FR0110772A patent/FR2828599B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
2002
- 2002-07-19 AT AT02767588T patent/ATE305184T1/de active
- 2002-07-19 AU AU2002330585A patent/AU2002330585B2/en not_active Ceased
- 2002-07-19 WO PCT/FR2002/002595 patent/WO2003017465A1/fr active IP Right Grant
- 2002-07-19 DK DK02767588T patent/DK1417750T3/da active
- 2002-07-19 CN CNB028157435A patent/CN100448164C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2002-07-19 ES ES02767588T patent/ES2250705T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2002-07-19 JP JP2003522256A patent/JP4342305B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2002-07-19 NZ NZ531560A patent/NZ531560A/en not_active IP Right Cessation
- 2002-07-19 US US10/486,624 patent/US7043221B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-07-19 KR KR1020047002122A patent/KR100905147B1/ko active IP Right Grant
- 2002-07-19 DE DE60206288T patent/DE60206288T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2002-07-19 EP EP02767588A patent/EP1417750B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 2002-07-19 CA CA2456658A patent/CA2456658C/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE60206288T2 (de) | 2006-07-20 |
CA2456658C (en) | 2011-05-17 |
WO2003017465A1 (fr) | 2003-02-27 |
US7043221B2 (en) | 2006-05-09 |
FR2828599B1 (fr) | 2005-06-24 |
AU2002330585B2 (en) | 2007-06-07 |
NZ531560A (en) | 2006-01-27 |
ES2250705T3 (es) | 2006-04-16 |
US20040214548A1 (en) | 2004-10-28 |
CN1541442A (zh) | 2004-10-27 |
DE60206288D1 (de) | 2006-02-02 |
EP1417750A1 (fr) | 2004-05-12 |
ATE305184T1 (de) | 2005-10-15 |
KR100905147B1 (ko) | 2009-06-29 |
KR20040043190A (ko) | 2004-05-22 |
DK1417750T3 (da) | 2006-02-06 |
FR2828599A1 (fr) | 2003-02-14 |
CA2456658A1 (en) | 2003-02-27 |
EP1417750B1 (fr) | 2005-09-21 |
JP4342305B2 (ja) | 2009-10-14 |
CN100448164C (zh) | 2008-12-31 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050620 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20080205 |
|
A524 | Written submission of copy of amendment under article 19 pct |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A524 Effective date: 20080507 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20081007 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
A521 | Request for written amendment filed |
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|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20090609 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20090707 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120717 Year of fee payment: 3 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120717 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130717 Year of fee payment: 4 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |