JP2005500776A - 特にゼロまたは低中間周波数のｒｆ受信機のための、イメージ周波数を阻止するミクサ回路 - Google Patents

Abstract

イメージ周波数を阻止するミクサ回路であって、ここでミクサ回路の入力部（Ｆ_i）に接続した入力部および、２つの単純回路（３１，３２；３１’，３２’）にそれぞれ供給される位相直交した２つのシグナルをそれぞれ送達する２つの出力部を与える、直交位相分割器（３０，３０’）を備え、該ミクサ回路が、周波数分割比を有し、２つの単純ミクサ（３１，３２；３１’３２’）の各出力部にそれぞれ接続した２つの入力部を与える、直交位相および周波数分割器（３３，３３’）を備え、２つの単純ミクサの入力部に供給されたシグナルが、第一出力によって、該ミクサ回路の第一出力シグナル（Ｆ₀）として送達される、ミクサ回路。

Description

【０００１】
本発明は、イメージ周波数を阻止(rejection)するミクサ回路に関するものである。
【０００２】
特に、しかし排他的にではなく、本発明は、ゼロまたはゼロに近い中間周波数（ＩＦ）を用いる無線周波数に関するものである。このような受信機は、特に携帯電話通信（ＧＳＭ）のためのグローバルシステム、または１８００メガヘルツ（ＭＨｚ）でのデジタル通信システム（ＤＣＳ １８００）のような携帯電話(telephony)システムに使用されている。ここでＤＣＳ １８００は、ＧＭＳ規格(standard)と同一であるが、ＧＳＭの［９２５ＭＨｚ、９６０ＭＨｚ］と比較して異なる周波数帯域［１８０５ＭＨｚ、１８８０ＭＨｚ］で作動する(operate)。これらの受信機はまた、以下の規格：８０２．１１ａおよび８０２．１１ｂ、ブルートゥース（Bluetooth）、ハイパーラン(Hyperlan)２、およびデジタル欧州コードレス電気通信(digital European cordless telecommunications)（ＤＥＣＴ）を使用してか、あるいは２．４ギガヘルツ（ＧＨｚ）の工業・科学・医療（ＩＳＭ）帯域を使用して、規定されたような無線送信(wireless transmission)で使用される。
【０００３】
従来の様式において、このような受信機は、帯域通過フィルターを介して受信アンテナと接続した低雑音増幅器（ＬＮＡ）を備え、増幅シグナルは、増幅入力シグナルをベースバンドに変換するためのミクサ回路に供給され、このミクサ回路は、ベースバンドで直交した２つのシグナル（９０°の相位オフセット(offset)）を生成する。このシグナルはフィルターされ、次いで復調装置に供給される。
【０００４】
携帯電話でもまた使用される、スーパーヘテロダイン受信機（すなわち、ゼロでない低中間周波数を有する）と比較して、このような受信機は、表面音波（ＳＡＷ）技術に基づいて、外部帯域通過フィルターを必要としない利点を持つ。この外部帯域通過フィルターは、十分に選択式である受信機を入手するために一般的に必要とされ、このような受信機の費用、サイズ、電力消費に著しく貢献している。しかし、このような受信機は、ベースラインで作動するため、特に受信したシグナルの搬送波(carrier)ミクサ回路の局部発振器と受信機回路のＲＦ入力部（特に上記回路への入力部に配置されたＬＮＡ）との間に起こる漏れ電流によって生じる直流（ＤＣ）電圧に感応性である。さらに、局部発振器がシグナル入力と同じ周波数で作動するため、障害および相互作用がそれらの間に引き起こる。
【０００５】
漏れ電流の問題を解決する公知の方法は、入力シグナルとは異なる周波数でシグナルを生成する局部発振器を使用することであり、この局部発振器は、後に入力シグナルと同じ周波数でシグナルを生成するように改造されている。２つの周波数Ｆ₁およびＦ₂をそれぞれ生成する、２つの局部発振器を使用することが可能である。これらの周波数は異なり、周波数Ｆ₁＋Ｆ₂およびＦ₁−Ｆ₂で２つのそれぞれのシグナルを生成する単純ミクサ(simple mixer)に適用される。ここでＦ₁およびＦ₂は、単純ミクサからの出力で得られた周波数の１つが受信されたシグナルの周波数に一致するように選択される。次いで、単純ミクサによって送達された他の周波数を阻止することが必要とされ、このことは、Ｆ₂はＦ₁に対して十分に大きくなければいけないことを意味している。また、このようなフィルタリングも同様に、受信されたシグナルによる障害および漏れの問題を導く。
【０００６】
この問題を解決するために、図３に示すように、イメージ周波数を阻止するミクサ回路の概念が提案される。ここで上記回路は、２つの局部発振器（例えば、電圧制御発振器（ＶＣＯ）型の局部発振器）を備え、２つの各周波数Ｆ₁およびＦ₂を送達する。発振器の出力部は、直交位相の２つのシグナルをそれぞれ生成する２つの直交位相分割器(divider)にそれぞれ接続し、これら２つのシグナルは、位相分割器からの出力で同位相シグナルであり、各単純ミクサ２３，２４に供給される。この出力は、Ｆ₁−Ｆ₂またはＦ₁＋Ｆ₂と等しい周波数Ｆ₀の出力シグナルを送達する加算器または減算器回路２５に供給される。ここで、Ｆ₁およびＦ₂は、受信されたシグナルの周波数にＦ₀が一致するように選択される。にもかかわらず、このような回路は位相分割器の精度に依存する。位相分割器が完全でない場合、次いで回路もまた、減衰した形態で他の周波数（すなわち、Ｆ₀＝Ｆ₁＋Ｆ₂の場合、Ｆ₁−Ｆ₂、あるいはＦ₀＝Ｆ₁−Ｆ₂の場合、Ｆ₁＋Ｆ₂）を送達する。
【０００７】
これらの回路においてもまた、２つの局部発振器を必要とするという欠点がある。
【０００８】
２つの局部発振器の１つを取り除くために、周波数再生(regeneration)を用いたミクサ回路の概念がまた提供された。図４に示すように、このような回路は、その出力部で回路からの出力シグナルＦ₀を受信する周波数分割器２７ならびに、入力としての回路への入力シグナルＦ_iおよび周波数分割器２７からの出力を受信する単純ミクサ２６を含む。単純ミクサ２６の存在のため、以下の関係が当てはまる：
【０００９】
【数１】

【００１０】
ここでＤｉｖは、周波数分割器２７の分割比(division ratio)である。
【００１１】
従って、回路からの出力シグナルは、以下のように２つの周波数Ｆ₀を含む：
【００１２】
【数２】

【００１３】
これら２つの周波数の１つを取り除くために、低周波数を阻止する低域フィルター２８（図５）を使用することがさらに必要とされ、これは、フィルタリング前に入手された２つの周波数が互いに非常に離れており、分割比Ｄｉｖが大きいことを前提としている。このようなフィルターの存在のため、この回路はまた、入力シグナルと共に引き起こされる障害および相互作用に起因した上記の欠点を示す。
【００１４】
デジタル周波数分割器を使用するという解決策が提案された。にもかかわらず、これらの解決策は、正弦波搬送波を生成することにあまり適合しない。
【００１５】
本発明の目的は、これらの欠点を取り除くことである。この目的は、イメージ周波数を阻止するミクサ回路を提供することによって達成され、このミクサ回路は、ミクサ回路の入力部に接続した入力部を与える直交位相分割器、ならびに２つの単純ミクサにそれぞれ供給される位相直交した２つのシグナルをそれぞれ送達する２つの出力部を含む。この回路は、直交位相および周波数分割比を有する周波数分割器を含むことを特徴とし、２つの単純ミクサの各出力部にそれぞれ接続した２つの入力部を与え、２つの単純ミクサの入力部に供給されたシグナルは、この第一出力部によって、ミクサ回路の第一出力シグナルとして送達される。
【００１６】
有利に、直交位相および周波数分割器は、位相直交した２つのシグナルを２つの他の出力部に送達し、この２つのシグナルは、周波数分割比によって分割されるため、第一出力によって送達されたシグナルの周波数に等しい周波数を示す。
【００１７】
本発明の特性において、ミクサ回路の第一出力からのシグナルは、以下の式に等しい周波数を示す：
Ｆ₀＝Ｆ_i−Ｆ₀／Ｄｉｖ
ここで、Ｆ_iは、ミクサ回路の入力シグナルの周波数であり、Ｄｉｖは、位相および周波数分割器の周波数分割比である。
【００１８】
好ましくは、集積回路で集積するように、この回路の全ては、平行で対極(opposite polarities)の２つの同一シグナルをプロセスするように、左右対称に作成される。
【００１９】
本発明の別の特徴において、同じ周波数で、位相直交した２つのシグナルを得るために、この回路はさらに、第一出力部の内部に配置された直交位相分割器を備える。
【００２０】
本発明の別の特徴において、周波数分割比は整数である。
【００２１】
本発明はまた、ゼロまたは、擬似ゼロ(quasi-zero)の中間周波数のＲＦ受信機を提供し、この受信機は、帯域通過フィルターを介して受信アンテナと接続した増幅器を含む。アンテナによって受信されたシグナルは、増幅された後、増幅された入力シグナルをベースバンドに転換するために、ミクサ回路に供給される。上記ミクサ回路は、局部発振器に接続し、直交した２つのベースバンドシグナル（９０°の位相オフセット）を送達する。これらのシグナルはフィルターされ、次いで復調器(demodulator)に供給される。ＲＦ受信機において、ミクサ回路は、イメージ周波数阻止型のミクサ回路を含み、このミクサ回路は、直交位相分割器ならびに直交位相および周波数分割器を備えることを特徴とする。この直交位相分割器は、局部発振器に接続した入力部、および２つの単純ミクサにそれぞれ供給される、位相直交した２つのシグナルをそれぞれ送達する２つの出力部を有する。直交位相分割器および周波数分割器は、周波数分割比を有し、２つの単純ミクサの各出力部にそれぞれ接続した２つの入力部を提供し、第一出力シグナルが、２つの単純ミクサの入力部に供給される第一出力シグナルを送達し、この第一出力シグナルが、２つの単純ミクサによって受信され、増幅されたシグナルと混合する。
【００２２】
有利に、直交位相および周波数分割器は、直交位相である２つのシグナルを２つの他の出力部に送達する。ここで、この２つのシグナルは、周波数分割比によって分割された第一出力によって送達されたシグナルの周波数と等しい周波数を示す。
【００２３】
本発明の特徴において、同じ周波数で位相直交の２つのシグナルを得るために、ＲＦ受信機はさらに、イメージ周波数阻止ミクサ回路の第一出力部の間に配置された直交位相分割器を備える。
【００２４】
本発明の別の特徴において、ＲＦ受信機は、イメージ周波数阻止ミクサ回路の第一出力部からの位相直交シグナルか、またはその第二出力部からの位相直交シグナルのどちらかの、受信され増幅されたシグナルを単純ミクサにそれぞれ供給するスイッチ手段を備える。
【００２５】
好ましくは、ＧＳＭシグナルおよびＤＣＳ １８００シグナルを受信するのに適するように、電圧制御発振器型の局部発振器は、約２．７ＧＨｚの周波数を送達する。直交位相および周波数分割器の分割比は、２になるように選択される。
【００２６】
本発明の回路の好ましい実施形態は、非限定的な例によって、および添付の図を参照に、以下に記載される、ここで：
図１は、ゼロ中間周波数を有する、従来技術のＲＦ受信機の概略図である；
図２は、図１に詳細に示された受信機の一部を示す；
図３は、イメージ周波数を阻止する、従来技術の回路の概略図である；
図４および図５は、周波数を再生する、従来技術のミクサ回路の概略図である；
図６および図７は、周波数を阻止する、本発明のミクサ回路を示す；そして
図８は、ゼロ中間周波数を有する本発明のＲＦ受信機の概略図であり、ここで図７に示した回路は集積している。
【００２７】
図１に示した、ゼロまたは擬似ゼロの中間周波数を有するＲＦ受信機は、従来の様式で、受信アンテナ１に接続した帯域通過フィルター２、帯域通過フィルター２の出力部に接続した広帯域低雑音増幅器３、および増幅器からの出力シグナルが供給される２つの単純ミクサ４，４’から構成される。これらのミクサは、発振器の周波数であるが互いに９０°の位相オフセットで、それぞれのミクサ４，４’へ２つのシグナルを供給する直交位相分割器１１を介して、局部発振器（例えばＶＣＯ型の局部発振器（電圧制御発振器））からのシグナルを入力として受信する。ゼロ中間周波数を有する構造(architecture)において、局部発振器の周波数は、受信され得るシグナルの搬送波の周波数に等しくなるように選択される。
【００２８】
２つの単純ミクサ４，４’からの各出力は、２つの各低域フィルター６，６’に供給され、このフィルターの出力部は、ベースバンド復調器８に接続される。
【００２９】
携帯電話において、復調器からの出力シグナルは、電話によって受信されるように、送信された音声シグナルを送達するために電話の拡声器９に供給される。
【００３０】
図１に表示された受信機の部分１８を示す図２に詳細に示されるように、ＲＦ周波数帯域で作動する調節可能利得(gain)増幅器１４が、各ミクサ４，４’の前に置かれ、ベースバンド周波数帯域にて作動する別の調節可能利得増幅器１５が、帯域通過フィルター６，６’の後に置かれる。
【００３１】
さらに、シグナル分配回路１６は、局部発振器１０と位相分割器１１との間に配置され、このことにより、他の回路（例えば、携帯電話の送信回路）からのシグナルの使用が可能となる。
【００３２】
このような構造において結合(coupling)が生じることが判明し、従って、増幅器３の入力部と各ミクサ４，４’の入力部との間に位置した、回路の一部分と局部発振器１０との間に漏れ電流が流れ、分配回路１６と周波数分割器１１との間の漏れ、および増幅器１４とミクサ４，４’との間に位置した回路の一部分の間の漏れ（矢印１２および１３）が共に引き起こる。局部発振器１０の周波数が、受信され得るシグナルの周波数と同じため、この結合は、ミクサ４，４’からの出力部でＤＣ電圧のオフセットを導く。続いて、２つの受信されたシグナルパルス列の間において、入力シグナルの電圧レベルが変化し得、従って増幅器１４，１５の利得の調整を導き、このようにＤＣ圧力シフト(shift)を導く。ベースバンド復調器８を用いてＤＣ電圧シフトを低減させることが公知であり、これは、受信されたシグナルの各パルス列の間におけるこのＤＣ電圧レベルを決定すること、ならびにベースバンドで作動する回路の分岐におけるＤＣ電圧レベルの安定化および局部発振器のロッキング(locking)のために待つことを必要とする。
【００３３】
さらに、これらの結合現象を低減させるために、局部発振器および分配回路１６を、回路の残りの部分から隔離させるか、または実際に局部発振器の周波数を２倍にすることが提案されてきた。
【００３４】
それにもかかわらず、これらの解決策によって、結合現象の全てを取り除くことは可能ではない。さらに、これらの解決策は、このような回路の複雑さ、サイズ、電力消費および費用を著しく増大することに関与している。さらに、これらの予想された解決策について最後に、局部発振器は第二調波の受信したシグナルを妨害するため、結合だけでなく障害現象も取り除かれないが、さらに受信し得るシグナルが既に高周波数の場合、局部発振器の周波数を２倍にすることが簡単ではない。ＤＣＳ １８００システムにおいて、３．６ＧＨｚにおいて局部発振器を使用することが必要とされる。
【００３５】
このような回路において、単純にそして著しく結合電流を低減するために、本発明は、イメージ周波数を阻止するミクサの機能を与える、図６に示した回路を提案する。この回路は、回路の入力シグナルが供給される直交位相分配器３０を含み、上記シグナルは周波数Ｆ_iを有し、特に局部発振器１０からのシグナルによって構成される。位相分配器３０からの９０°の位相オフセットを有する出力は、２つの単純ミクサ３１，３２にそれぞれ供給され、一方で、これらの単純ミクサの他の入力は、周波数Ｆ₀で回路から出力シグナルを受信する。この回路はまた、２つの単純ミクサ３１，３２の各出力部に接続した２つの入力部を有する直交位相および周波数分割器３３を備える。
【００３６】
分割器３３はまた、分割器３３の分割比Ｄｉｖによって分割された出力シグナルＦ₀の周波数に等しい周波数Ｆ’₀で、位相直交した２つのシグナルを送達する出力を与える。次の関係はこの回路に適用される：
【００３７】
【数３】

【００３８】
この関係によって、Ｆ₀およびＦ’₀について、次の値が演繹される；
【００３９】
【数４】

【００４０】
この回路はＧＳＭシグナルおよびＤＣＳ １８００シグナルを受信するのに十分に適合していることが見出されている。この目的のために、分割器３３の分割比Ｄｉｖを２に、そして局部発振器１０の周波数を約２．７ＧＨｚに選択することが適切である。従って、９００ＭＨｚおよび１８００ＭＨｚにそれぞれ近似した、Ｆ₀およびＦ’₀の値が入手され得る。
【００４１】
８０２．１１ｂ、ブルートゥースおよびＤＥＣＴ規格において、例えば、２．４ＧＨｚに近い出力周波数Ｆ’₀を得るために、実質的に３．６ＧＨｚである周波数および２の分割比を生じる、局部発振器が使用され得る。周波数２．４ＧＨｚは非常に広範囲に使用されるため、より小さい占有帯域から選択された、異なる周波数を有する局部発振器を使用することは、局部発振器が障害されることを妨げることに役に立つ。
【００４２】
第三調波の受信されたシグナルのみが局部発振器を障害するため、この解決策によって、結合現象を著しく低減することが可能となる。特に、この解決策によって、図２の矢印１２によって表示される結合を取り除くことが可能となる。
【００４３】
さらに、この解決策は、集積受信回路を作成するのに十分適合している。集積のレベルが高い場合、回路においてこの現象が生じることを避けるため、回路が左右対称に作成されている。すなわち、この回路は、同一で対極(opposite polarities)のシグナルをプロセスするように、二重に作成される。回路の構成部分の間の全ての接続部が二重にされていること、そして回路の構成部品３０〜３３が、対極のシグナルと同じ機能をする構成部品３０’〜３３’に置き換えられていることを除いて、図７に示す回路は、図６の回路と類似した構造を示す。さらに、直交した２つの位相を有する、周波数Ｆ₀の出力シグナルを生じるため、この回路はさらに、周波数Ｆ₀のシグナルが供給される直交位相分割器３４’を含む。
【００４４】
図８は、本発明における、ゼロまたは擬似ゼロ中間周波数を有する集積ＲＦ受信機を示す。この受信機は、図１および図２に示した受信機に該当し、ここで位相分割器１１は図７に示した回路に置き換えられている。従って、この図、および図１または図２の両方に現れる要素は、同じ参照番号によって与えられる。
【００４５】
さらに、この回路は、対極であるが同一である２つのシグナルを生じるバラン５を備え、このシグナルは、集積回路での集積に適するように、左右対称に作成された回路の残りの部分に供給される。
【００４６】
受信機はまた、ミクサ４０の出力部と２つの単純ミクサ４，４’の各出力部との間にそれぞれ配置された２つのスイッチ７，７’を備え得、このスイッチによって、周波数Ｆ’₀（上記の携帯電話へ適用されるＧＳＭモード）、または周波数Ｆ₀（ＤＣＳ １８００モード）を選択することが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【００４７】
【図１】図１は、ゼロ中間周波数を有する、従来技術のＲＦ受信機の概略図である。
【図２】図２は、図１に詳細に示された受信機の一部を示す。
【図３】図３は、イメージ周波数を阻止する、従来技術の回路の概略図である。
【図４】図４は、周波数を再生する、従来技術のミクサ回路の概略図である。
【図５】図５は、周波数を再生する、従来技術のミクサ回路の概略図である。
【図６】図６は、周波数を阻止する、本発明のミクサ回路を示す。
【図７】図７は、周波数を阻止する、本発明のミクサ回路を示す。
【図８】図８は、ゼロ中間周波数を有する本発明のＲＦ受信機の概略図である。

Claims (13)

1. イメージ周波数を阻止するミクサ回路であって、ここでミクサ回路は、ミクサ回路の入力部（Ｆ_i）に接続した入力部、および２つの単純ミクサ（３１，３２；３１’，３２’）にそれぞれ供給された位相直交した２つのシグナルをそれぞれ送達する２つの出力部を提供する直交位相分割器（３０，３０’）を備え、この回路において、直交位相および周波数分割器（３３，３３’）は、周波数分割比を有し、該２つの単純ミクサ（３１，３２；３１’，３２’）の該各出力部にそれぞれ接続した２つの入力部を提供し、第一出力は、該ミクサ回路の第一出力シグナル（Ｆ₀）を送達し、このシグナルが該２つの単純ミクサの該出力部に送達されることを特徴とする、イメージ周波数を阻止するミクサ回路。
2. 上記直交位相および周波数分割器（３３，３３’）が、上記周波数分割比によって分割された上記第一出力によって送達された上記シグナル（Ｆ₀）の周波数と等しい周波数を示す位相直交した２つのシグナル（Ｆ’₀）を、２つの他の出力部へ送達することを特徴とする、請求項１に記載のミクサ回路。
3. 上記ミクサ回路の上記第一出力部からの上記シグナル（Ｆ₀）が：
   Ｆ₀＝Ｆ_i−Ｆ₀／Ｄｉｖ
   に等しい周波数を示し、ここでＦ_iは、該ミクサ回路の入力シグナルの周波数であり、Ｄｉｖは、上記位相および周波数分割器（３３，３３’）の上記周波数分割比である、請求項１または２に記載のミクサ回路。
4. 集積回路で集積するように、上記回路の全てが、平行で対極の２つの同一シグナルをプロセスするように、左右対称に作成されている、請求項１〜３のいずれか１つに記載のミクサ回路。
5. 同じ周波数で位相直交した２つのシグナルを得るために、上記第一出力部（Ｆ₀）の間に配置された直交位相分割器（３４’）をさらに備えることを特徴とする、請求項１〜４のいずれか１つに記載のミクサ回路。
6. 上記周波数分割比が整数であることを特徴とする、請求項１〜５のいずれか１つに記載のミクサ回路。
7. ゼロまたは擬似ゼロの中間周波数のＲＦ受信機であって、ここで該受信機が、帯域通過フィルター（２）を介して受信アンテナ（１）と接続した増幅器（３）を含み、該アンテナによって受信されたシグナルは、増幅された後、増幅された入力シグナルをベースバンドに転換するために、ミクサ回路に供給され、上記ミクサ回路は、局部発振器（１０）に接続し、直交した２つのベースバンドシグナル（９０°の位相オフセット）を送達し、これらのシグナルはフィルターされ、次いで復調器（８）に供給されるＲＦ受信機において、該ミクサ回路が、イメージ周波数阻止型のミクサ回路（４０）を含み、このミクサ回路が、局部発振器（１０）に接続した入力部（Ｆ_i）および２つの単純ミクサ（３１’，３２’）にそれぞれ供給される、位相直交した２つのシグナルをそれぞれ送達する２つの出力部を有する、直交位相分割器（３０’）および、周波数分割比を有し、該２つの単純ミクサ（３１’，３２’）の各出力部にそれぞれ接続した２つの入力部を提供し、第一出力シグナルが、２つの単純ミクサ（３１’，３２’）の入力部に供給された第一出力シグナルを送達し、該第一出力シグナル（Ｆ₀）が、２つの単純ミクサ（４，４’）によって受信され、増幅されたシグナルと混合する、交位相および周波数分割器（３３’）を備えることを特徴とする、ゼロまたは擬似ゼロの中間周波数のＲＦ受信機。
8. 直交位相および周波数分割器（３３’）が、上記周波数分割比によって分割された上記第一出力によって送達された上記シグナル（Ｆ₀）の周波数に等しい周波数を示す、位相直交した２つのシグナル（Ｆ’₀）を、２つの他の出力部へ送達することを特徴とする、請求項７に記載のＲＦ受信機。
9. 上記ミクサ回路（４０）の上記第一出力シグナル（Ｆ₀）が：
   Ｆ₀＝Ｆ_i−Ｆ₀／Ｄｉｖ
   に等しい周波数を示し、ここでＦ_iは、該ミクサ回路の入力シグナルの周波数であり、Ｄｉｖは、上記位相および周波数分割器の上記周波数分割比である、請求項７または８に記載のＲＦ受信機。
10. 同じ周波数で位相直交した２つのシグナルを得るために、イメージ周波数阻止ミクサ回路（４０）の上記第一出力部（Ｆ₀）の間に配置された直交位相分割器（３４’）をさらに備えることを特徴とする、請求項７〜９のいずれか１つに記載のＲＦ受信機。
11. 上記イメージ周波数阻止ミクサ回路（４０）の上記第一出力部からの上記位相直交シグナル（Ｆ₀）か、またはその第二出力部からの上記位相直交シグナル（Ｆ’₀）のどちらかの、上記受信され増幅されたシグナルを上記単純ミクサ（４，４’）にそれぞれ供給するスイッチ手段（７，７’）を備えることを特徴とする、請求項１０に記載のＲＦ受信機。
12. ＧＳＭシグナルおよびＤＣＳ １８００シグナルを受信するのに適するように、電圧制御発振器型の上記局部発振器（１０）が約２．７ＧＨｚの周波数を送達し、上記直交位相および周波数分割器（３３’）の上記分割比が２になるように選択されることを特徴とする、請求項７〜１１のいずれか１つに記載のＲＦ受信機。
13. 上記電圧制御発振器型の上記局部発振器（１０）が、約３．６ＧＨｚの周波数を送達し、２．４ＧＨｚに近い出力周波数を得るように、上記直交位相および周波数分割器（３３’）の上記分割比が２に選択されることを特徴とする、請求項７〜１０のいずれか１つに記載のＲＦ受信機。

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