NO332862B1 - Mobilkommunikasjonsapparat - Google Patents

Abstract

Foreliggende oppfinnelse vedrører en forsterker (108) med variabel forsterkningsgrad for basisbåndsignaler, med en DC- forskyvningsspenningsdetektor (110) og en kanselleringskrets (110) for DCforskyvningsspenningen, for å levere høyhastighets datakommunikasjoner for å utføre hurtig kansellering av en DC-forskyvning ved å eliminere innkopling av et filter i en tilbakekoplingssløyfe for kansellering av forskyvningsspenning.

Description

Foreliggende oppfinnelse vedrører generelt et mobilkommunikasjonsapparat som kan implementeres med et færre antall komponenter, og mer spesielt en kombinert sender/mottaker som anvender en direkte omformingsmåte egnet for storskalaintegrasjon.

Beskrivelse av teknikkens stand

Med den eksplosive utbredelse av mobilkommunikasjonsapparater har be-hovene for en reduksjon i størrelse og pris økt. Av denne grunn er det ønskelig å eliminere VCO (voltage controlled oscillator, spenningsstyrt oscillator), redusere antall filtre og benytte integrerte kretser med en høyere integrasjonsgrad. Et tidligere kjent eksempel på en sender/mottaker som oppfyller slike krav, er beskrevet i K. Takikawa m. fl., "RF Circuits Technique of Dual-Band Transceiver IC for GSM and DCS1800 applications," IEEE 25th European Solid-State Circuits Conference Preprints, sidene 278-281, 1999. Konstruksjonen av denne senderen/mottakeren er illustrert på fig. 10A. Den illustrerte sender/mottaker omfatter en integrert krets 1016 og andre komponenter 1001-1015 som er eksternt forbundet med den integrerte krets 1016. Det tidligere kjente eksempel understøtter to frekvensbånd, dvs. 900 MHz-båndetog 1,8 GHz-båndet. Senderen/mottakeren benytter også en su-perheterodynmetode for en mottaker og en forskjøvet PLL-metode for en sender. Superheterodynmottakeren krever to RF (høyfrekvente) filtre 1001, 1002 for un-dertrykking av utenbånds sperresignaler, to bildeforkastningsfiltre 1003, 1004 for å forkaste sperresignaler i et bildefrekvensbånd tilknyttet blanding, og et I F-f ilter (mellomfrekvensfilter) 1005 for utfiltrering av sperresignaler nær en mottakerkanal. Mottakeren krever også to lokaloscillatorer 1006,1007 for understøttelse av de to frekvensbåndene, dvs. 900 MHz-båndet og 1,8 GHz-båndet.

En mottakingsmåte som kan redusere antallet eksternt tilkoplede komponenter, er en direkte omformingsmåte. Et tidligere kjent eksempel på en direkte omformingsmottaker er beskrevet i Behzad Razavi, "A 900-MHz CMOS Direct Conversion Receiver," IEEE Symposium on VLSI Circuits, sidene 113-114, 1997. Konstruksjonen av denne mottakeren er illustrert på fig. 10B. Siden ingen bildere-spons eksisterer i prinsippet, krever den direkte omformingsmetode ikke noe bil-deforkastningsfilter. Et IF-filter blir også eliminert siden det kan erstattes av et filter integrert i en IC. I dette tidligere kjente eksempelet oscillerer en VCO 1025 ved en frekvens to ganger en inngangsfrekvens for mottakeren, som er i et område fra 1850-1920 MHz. Når denne mottakeren blir anvendt til GSM, DCS1800 dobbelt-båndmottaker, må VCO 1025 oscillere i et område fra 1850 til 1920 MHz (for GSM) og i et område fra 3610 til 3760 MHz (for DCS1800). Siden det imidlertid er vanskelig for en enkelt VCO å dekke disse frekvensbåndene, er det nødvendig med to VCO-er.

En kjent ulempe med den direkte omformingsmottaker er en DC-forskyvningsspenning. Denne blir generert fordi et inngangssignal til blandere 1019, 1020 er lik et lokalt oscillatorsignal i frekvens. Hvis f.eks. det lokale oscillatorsignal lekker inn i en inngangsterminal for et inngangssignal, blir lokale oscillatorsignaler innbyrdes multiplisert for å generere en DC-forskyvningsspenning. Et tidligere kjent eksempel på en metode til kansellering av DC-forskyvningsspenningen er beskrevet i Asad A. Abidi m. fl., "Direct-Conversion Radio Transceivers for Digital Communications", IEEE Journal of Solid-State Circuits, sidene 1399-1410, vol. 30, nr. 12, desember 1995. Konstruksjonen av denne senderen/mottakeren er illustrert på fig. 11. En utgående DC-forskyvningsspenning for en forsterker med variabel forsterkningsgrad sammensatt av forsterkere 1101, 1103, 1105 med variabel forsterkningsgrad og lavpassfiltre 1102, 1104, blir detektert ved hjelp av en digital signalprosessor (DSP) 1106. DSP 1106 mater ut et kanselleringssignal for DC-forskyvningsspenningen til en inngang på forsterkeren 1101 med variabel forsterkningsgrad basert på den detekterte informasjon.

Patentpublikasjonen US 5748681 A omtaler en homodyne mottaker-anmodning med dynamisk DC offset korreksjon anvendt for DC offset kansellering og gjenvinning av synkroniseringsperiode over basisbåndsignal. Ytterligere ek-sempler på kjent teknikk beskrives i EP 0460564 A1 som omtaler en differensial pulsforsterkerkrets egnet til forsterkning av et svakt signal fra en flerutgangssen-sor.

OPPSUMMERING AV OPPFINNELSEN

Som beskrevet foran kan antallet filtre som er eksternt tilkoplet i den direkte omformingsmottaker, reduseres. Hvis imidlertid den direkte omformingsmottaker blir brukt istedenfor superheterodynmottakeren i GSM, DCS1800 dobbeltbånd- sender/mottakeren på fig. 10A, blir antallet lokaloscillatorer økt. Dette er fordi senderen krever en lokaloscillatorfrekvens i et område fra 1150 til 1185 MHz (for GSM) og i et område fra 1575 til 1650 MHz (for DCS1800), og mottakeren krever en lokaloscillatorfrekvens i et område fra 1850 til 1920 MHz (for GSM) og i et område fra 3610 til 3760 MHz (for DCS1800), men en enkelt VCO har vanskelig for å dekke et antall bånd.

Også i GPRS (General Packet Radio Service) som implementer høyhastig-hets datakommunikasjoner basert på et GSM-system, er et antall luker tilordnet mottakelse og sending. Hurtig kansellering av DC-forskyvningsspenning er derfor nødvendig. I tillegg må kanselleringen av DC-forskyvningsspenningen utføres for hver driftsramme. Nødvendigheten av den hurtige kansellering av forskyvningen blir først forklart under henvisning til fig. 4. Én ramme i GSM omfatter åtte luker, som hver har en varighet på 577 mikrosekunder. Det antas her en alvorlig tilstand for kansellering av DC-forskyvningsspenningen hvor fire luker er tildelt mottakelse (RX), og én luke er tilegnet sending (TX). Selv om en sendingsluke TX1' er tilordnet en luke 7, blir sendingsluken TX1' overført ved en takt for TX1, som er 237 mikrosekunder før luken 7, tatt i betraktning en forplantningsforsinkelse til en basestasjon. Det er også nødvendig med en overvåkningsperiode på omkring 500 mikrosekunder og en PLL-synkroniseringsperiode utenom sending og mottakelse. Hvis det antas at PLL-synkroniseringsperioden varer omkring 150 mikrosekunder, blir den tid som er tilgjengelig for kansellering av DC-forskyvningsspenningen, hvor en kombinert sender/mottaker ikke opererer, beregnet som 1154-500-237-150<*>2=117 mikrosekunder, noe som dermed krever hurtig kansellering av DC-forskyvning.

Nødvendigheten av at kanselleringen av forskyvningen blir utført for hver ramme, blir deretter forklart under henvisning til fig. 5. Fig. 5 viser en målekrets for måling av en mottatt frekvensavhengighet av en utmatet DC-forskyvningsspenning for en blander, og resultatet av en måling gjort av denne. Resultatet av målingen avdekker at den utmatede DC-forskyvningsspenning er frekvensavhengig. I et system slik som GSM, DCS1800, hvor en mottatt frekvens ikke er fast under en samtale, men hvor frekvensen hopper innenfor et mottakelsesbånd, er det derfor vanskelig på forhånd å anslå DC-forskyvningsspenningen. DC-forskyvningsspenningen må derfor kanselleres for hver driftsramme.

Den metode som anvendes i eksempelet på fig. 11, er ikke egnet for høy-hastighets datakommunikasjon siden et filter som er innskutt i en tilbakekoplings-sløyfe for kansellering av forskyvningen, gjør den hurtige forskyvningskansellering vanskelig. Realiseringen av en hurtig forskyvningskansellering egnet for datakommunikasjoner med høy hastighet, er derfor et formål ved den foreliggende oppfinnelse.

For å realisere dette formålet er det ifølge foreliggende oppfinnelse anordnet en forsterker med variabel forsterkningsgrad for basisbåndsignaler med en DC-forskyvningsspenningsdektektor og en DC-forskyvningskanselleringskrets for å utføre hurtig kansellering av en DC-forskyvning ved å eliminere innkopling av et filter i en tilbakekoplingssløyfe for forskyvningskansellering. Ytterligere trekk og fordeler ved oppfinnelsen vil fremkomme av de tilhørende patentkravene.

KORT BESKRIVELSE AV TEGNINGENE

Fig. 1 er et blokkskjema som illustrerer utførelsesformen av et mobilkommunikasjonsapparat i henhold til en utførelsesform av et mobilkommunikasjonsapparat i henhold til bakgrunnsteknikken for foreliggende oppfinnelse, Fig. 2 er et blokkskjema som illustrerer en mottaker i et mobilkommunika-sjonsapparatsom er et nyttig eksempel for bedre å forstå den foreliggende oppfinnelse, Fig. 3 er et kretsskjema som illustrerer en krets for fjerning av en DC-forskyvning i en mottaker og er et nyttig eksempel for bedre forståelse av den foreliggende oppfinnelse,

Fig. 4 er et tidsskjema for en GSM-standard,

Fig. 5 viser en fremgangsmåte for måling av en DC-forskyvningsspenning generert av en blander, og resultatet av en måling foretatt ved hjelp av frem-gangsmåten, Fig. 6A, 6B, 6C er skjemaer som illustrerer prinsipper for drift av en pulsforsterker, Fig. 7 er et blokkskjema som illustrerer eteksempel der en pulsforsterker er tilkoplet en mottaker, Fig. 8 er et blokkskjema som illustrerer en krets for kansellering av en DC-forskyvningsspenning for en forsterker med variabel forsterkningsgrad uten inn-virkning av en forutgående krets i mottakeren ifølge foreliggende oppfinnelse, Fig. 9 er et blokkskjema som viser at et taktsignal for fjerning av en DC-forskyvning kan være tilveiebrakt fra en basisbåndkrets, Fig. 10A er et blokkskjema som illustrerer utførelsesformen av et mobilkommunikasjonsapparat til hvilket en konvensjonell superheterodynkrets er koplet, Fig. 10B er et blokkskjema som illustrerer utførelsesformen av en tidligere kjent mottaker med direkte omforming, Fig. 11 viser en tidligere kjent kanselleringsteknikk for DC-forskyvningsspenning, Fig. 12 er en tabell som viser IF-frekvenser for en sender til bruk i en GSM-operasjon, Fig. 13 er en tabell som viser IF-frekvenser for senderen til bruk i en DCS1800-operasjon, Fig. 14 viser en fremgangsmåte for avkopling av en filterkapasitans for å fremskynde operasjonen for fjerning av DC-forskyvningen, Fig. 15 viser en fremgangsmåte for avkopling av en filterkapasitans for å forenkle kretsen for fjerning av en DC-forskyvning, Fig. 16 er et blokkskjema som illustrerer en dobbeltbånd-sender for GSM/DCS1800, Fig. 17 er en tabell som lister opp uønskede signaler i GSM-overføring, Fig. 18 er en tabell som lister opp uønskede signaler i en DCS1800-overføring,

Fig. 19 viser en GSM-standard for uønskede signaler,

Fig. 20 viser tildeling av VCO-oscillasjonsfrekvenser hvor lokalt frembrakte frekvensbånd er sammenfallende for sending og mottakelse, Fig. 21 viser tildeling av VCO-oscillatorfrekvenser hvor lokalt frembrakte frekvensbånd ikke overlapper for sending og mottakelse.

DETALJERT BESKRIVELSE AV UFØRELSESFORMENE

Et mobilkommunikasjonsapparat i forhold til bakgrunnsteknikk av den foreliggende oppfinnelse vil bli beskrevet under henvisning til fig. 1. Den første utførel- sesform benytter f.eks. et mobilkommunikasjonsapparat, som en applikasjon, som understøtter det europeiske celledelte telefonsystem GSM (900 MHz-bånd) og DCS1800 (1800 MHz-bånd).

En metode for direkte omforming blir anvendt i en mottaker for omforming av et RF-signal direkte til et basisbåndsignal, og hvor PLL-forskyvningsmetoden som tidligere er vist i det tidligere kjente eksempel, blir anvendt for en sender. Mottakeren omfatter forsterkere 101, 102 med lav støy, blandere 103, 104, og et lavpassfilter 139 med variabel forsterkning. Hver av blanderne omformer et signal-frekvensbånd fra RF-båndet til basisbåndet, og utfører samtidig demodulasjon for å dele opp et RF-signal i en sinuskomponent og en kosinuskomponent. For dette formål må blanderne 103,104 forsynes med lokale oscillatorsignaler som erfase-forskjøvet med 90°. Lokaloscillatorsignalene blir generert ved å bruke delekretser 105, 115. Lokaloscillatorsignalene blir generert ved hjelp av en PLL-sløyfe dannet av en VCO 111 og en PLL 112. Når en VCO som oscillerer i et 3600 MHz bånd blir brukt som VCO 111, er utgangen fra delekretsen 115 i et 1800 MHz bånd og tilveiebringer et lokaloscillatorsignal for DCS1800. Ettersom delekretsen 116 er anbrakt foran delekretsen 105, er også en utgangsfrekvens for delekretsen 105 i et 900 MHz bånd og tilveiebringer et lokaloscillatorsignal for GSM. Utgående basisbåndsignaler fra blanderne 103, 104 blir matet til et lavpassfilter 139 med variabel forsterkning for nivåjustering og sperresignalforkastelse. Lavpassfilteret 139 med variabel forsterkning omfatter lavpassfiltre 106, 107, 137, 138 og forsterkere 108, 109 med variabel forsterkningsgrad. For å undertrykke en DC-forskyvningsspenning ved utgangen fra lavpassfilteret 139 med variabel forsterkningsgrad, er det også anordnet en kanselleringskrets 110 for DC-forskyvningsspenningen. Kanselleringskretsen 110 har en deteksjonsenhet for DC-forskyvningsspenning og en kanselleringsenhet for DC-forskyvningen.

For å redusere antallet eksternt tilkoplede komponenter benytter senderen også den samme VCO 111 som mottakeren. Hvordan en IF-frekvens (fIF) som anvendes i senderen, blir brukt, forklares nedenfor. Anta at mottakerfrekvensene som er mottatt ved en antenne 136 er fre(for GSM) og fro (for DCS1800), og en senderfrekvens er ftG(for GSM) og fto(for DCS1800). Siden oscillatorfrekvensen til VCO 111 som forklart ovenfor er fire ganger GSM-mottakerfrekvensen og to ganger DCS1800-mottakerfrekvensen, kan oscillatorfrekvensen til VCO 111 ut trykkes som 4 • frG=2 • fro. Når signaler generert ved å dividere denne oscillatorfrekvensen med m (GMS) og med n (DCS1800) blir brukt som lokaloscillatorsigna-ler for en blander 126 i en forskjøvet PLL, blir en IF-frekvens flFGfor GSM uttrykt ved den følgende ligning 1:

Likeledes blir en IF-frekvens AFd for DCS1800 uttrykt ved følgende ligning 2:

Anta her atfrG=925 MHz, ftG=880 MHz, frD=1805 MHz, og ftD=1710 MHz. IF-frekvensen flFGsom er beregnet for m er vist på fig. 12, og IF-frekvensen AFd som er beregnet for n er vist på fig. 13. Siden en delekrets som deler med to blir benyttet i frekvensdelingen, blir 2 i i. potens (i er et heltall) benyttet for m og n. For å anvende en enkelt VCO til å generere IF-frekvensene, kan m og n ikke velges fritt, men må velges slik at flFGer hovedsakelig lik flFD. Når det benyttes en delekrets som deler med to, kan også forholdet mellom flFGog flFovære hovedsakelig lik 2 i j. potens (j er et heltall). Her betyr "hovedsakelig lik" at de to frekvensene kan være innbefattet innenfor et oscillasjonsfrekvensområde for VCO selv om de ikke er nøyaktig like. På fig. 12 og 13 er kombinasjoner av m og n som tilfreds-stiller den forannevnte betingelse (m, n) = (2,1) og (4, 2). IF-frekvensene flf blir til slutt bestemt fra slike kombinasjoner av m og n under betraktning av kraftforbruk, forekomsten eller fraværet av generering av et uønsket falskt signal, osv. I denne utførelsesformen blir det valgt en kombinasjon (m, n) = (4, 2). Delekretsene 117, 118 og en vender 121 er tilveiebrakt etter VCO 111, og blir styrt til å dividere ut-gangsfrekvensen fra VCO 111 med fire for GSM og med to for DCS1800. Deretter blir oscillasjonsfrekvensen til VCO 114 bestemt avhengig av kraftforbruket, stør-relsen av de passive elementer i IC, osv. I denne utførelsesformen er oscillasjonsfrekvensen til VCO 114 dividert med åtte for GSM og med fire for DCS1800 for å generere flfG=45 MHz og flFo=95 MHz ved å velge oscillasjonsfrekvensen i et 300 MHz bånd og benytte delekretsene 119, 120 og en vender 122 etter VCO 114.

Deretter vil problemet med falske signaler bli forklart mer spesielt. Fig. 17, 18 viser de uønskede signaler når IF-frekvensen er fast, og lokaloscillatorfrekvensen blir endret. Fig. 17, 18 som svarer til GSM og DCS1800, viser de uønskede signaler som er et resultat av differansen mellom en heltallsmulitippel (multiplisert med m) av IF-frekvensen og lokaloscillatorfrekvensen når sendersignaler blir generert fra senderoscillatorer 128, 124.1 tabellene representerer fIF IF-frekvensen, og fVCO senderfrekvensen. En numerisk verdi skrevet i hvert felt viser differansen mellom et uønsket signal og senderfrekvensen i MHz. Skraverte felter indikerer de falske signaler som er generert i nærheten innenfor 10 MHz, som ikke lett kan fjernes ved hjelp av et sløyfefilter 127 i senderen. Som man vil forstå fra fig. 17, 18, når IF-frekvensen er fast, er det vanskelig å unngå et område hvor de falske signaler opptrer nær senderfrekvensen innenfor senderbåndet, og effektiviteten av å variere IF-frekvensen avhengig av senderfrekvensen, er forståelig. I eksempelet med GSM som er vist på fig. 17, kan de uønskede signaler f.eks. unngås ved å velge IF-frekvensen ved 45 MHz fra 880 MHz til 888 MHz, og velge IF-frekvensen ved 46 MHz fra 888 MHz til 914 MHz.

I denne utførelsesformen finnes lokaloscillatorsignalet som tilføres blanderen 126 i senderen innenfor mottaksbåndet. Fig. 16 illustrerer senderen i denne utførelsesformen i en forstørret skisse. Det lokalt oscillerte signal som finnes innenfor mottaksbåndet, lekker gjennom en bane betegnet med 2309, og forsterkes av en forsterker i et senere trinn og stråles ut. En standard relatert til utstrålingen av de uønskede signaler i GSM, er oppsummert på fig. 19. Selv om de uønskede signaler innenfor mottakerbåndet bare er tillatt ved fem punkter og ved et nivå på -36 dBm eller lavere, er det ønskelig å undertrykke de uønskede signaler til -79 dBm/100 kHz i prinsippet. Fig. 20 oppsummerer oscillasjonsfrekvensene til VCO som så langt er forklart i den foregående utførelsesform. Et mottaksbånd 2701 og et sendingsbånd 2703 for DCS1800 er sammenfallende, og et mottaksbånd 2702 og et sendingsbånd 2704 for GSM er også sammenfallende. For å forskyve disse båndene fra hverandre, antas en frekvenstildeling som vist på fig. 21. Et sendingsbånd 2705 forskjøvet fra mottaksbåndet 2701 for DCS1800, overlapper ikke mot taksbåndet 2701, slik at lekkasjen av den lokalt oscillerte frekvens innenfor mottaksbåndet under sending, kan unngås. Det samme gjelder også for GSM.

En mottaker i henhold til en annen utførelsesform av foreliggende oppfinnelse vil så bli beskrevet under henvisning til fig. 2.

Den illustrerte mottaker omfatter en forsterker 102 med lav støy, en blander 104, en delekrets 105, lavpassfiltre 106, 137, forsterkere 108, 201 med variabel forsterkningsgrad, kanselleringskretser 110 for DC-forskyvningsspenning, og en dekoder 205. Forsterkeren 102 med lav støy omfatter en belastningsmotstand 207, en transistor 208, og en kapasitans 209, mens kanselleringskretsen 110 omfatter en digital/analog-omformer (DAC) 202, en analog/digital-omformer (ADC) 203, og en styrekrets 204. Blanderen 104 omfatter blandere 210, 206.

En DC-utgangsspenning fra forsterkeren 108 med variabel forsterkningsgrad blir omformet til et digitalt signal ved hjelp av ADC 203, og blir matet til styrekretsen 204. Styrekretsen 204 måler DC-forskyvningsspenningen ved utgangen av forsterkeren 108 for å mate ut et kanselleringssignal for å kansellere DC-forskyvningsspenningen. Kanselleringssignalet blir omformet fra et digitalt signal til et analogt signal ved hjelp av DAC 202, og et utgangssignal fra DAC 202 kansellerer DC-forskyvningsspenningen til forsterkeren 108 med variabel forsterkningsgrad. Dekoderen 205 velger én av kanselleringskretsene 110 for DC-forskyvningsspenningen slik at bare den valgte krets er operativ. På denne måten, siden ingen filtre inngår i en tilbakekoplingssløyfe som består av forsterkeren med variabel forsterkningsgrad og kanselleringskretsen for DC-forskyvningsspenningen, blir en forsinkelse som ellers ville bli frembrakt av filtre, eliminert for derved å gjøre det mulig å realisere hurtig forskyvningskansellering. Her er det også mulig å anvende en én-bits ADC, dvs. en enkel komparator.

Så vil det bli beskrevet en forsterker med variabel forsterkningsgrad og en kanselleringskrets for DC-forskyvningsspenning som et nyttig eksempel for bedre forståelse av den foreliggende oppfinnelsen, under henvisning til fig. 3.

Forsterkeren med variabel forsterkningsgrad omfatter motstander 307, 308, 312, og transistorer 309, 310, 311. Transistorene 309, 310 blir forsynt med en inngangsspenning ved sine basiser for å levere utgangsspenninger fra sine kollek-torer. Forstrekningsgraden kan f.eks. reguleres med en basisspenning på transistoren 311. En DAC 313 omfatter transistorer 301, 302, 303, og motstander 304, 305, 306. Siden utgangen fra en styrekrets 204 er koplet til basisene i transistorene 301, 302, 303, kan styrekretsen 204 regulere DC-kollektorstrømmer i transistorene 301, 302, 303. DC-kollektorstrømmene blir summert med en kollektorstrøm i transistoren 309 og så omformet til en spenning ved hjelp av motstanden 307. Anta nå at en DC-forskyvningsspenning AV (=V2-Vi) finnes, og at resistansen til motstandene 307, 308 er representert ved R|_, en DC-utgangsstrøm fra DAC 313 med Idaci, og en DC-utgangsstrøm fra DAC 314 ved Idac2- I dette tilfelle regulerer styrekretsen 204 DAC 313, 314 for å tilfredsstille den relasjon som uttrykkes av følgende ligning 3:

Så skal en forsterker med variabel forsterkningsgrad i henhold til en andre utførelsesform av foreliggende oppfinnelse beskrives under henvisning til fig. 6A - fig. 6C. Fig. 6A illustrerer en ideell forsterker med variabel forsterkningsgrad 603 som er fri fra DC-forskyvningsspenning, og en inngangsomformende DC-forskyv-ningsspenningskilde 606 for forsterkeren 603 med variabel forsterkningsgrad. Siden det i denne utførelsesformen ikke er anordnet midler for å undertrykke en forskyvningsspenning, opptrer en utgangsspenning fra forskyvningsspenningskilden 606 multiplisert med forsterkningsgraden til forsterkeren 603 som en forskyvning mellom utgangsterminaler 604, 605. Figurene 6B, 6C illustrerer så utførelses-former hvor venderbrytere 607, 608, dvs. den første utførelsesform i henhold til foreliggende oppfinnelse, er koplet til inngangen og utgangen på forsterkeren 603 med variabel forsterkningsgrad. Siden fig. 6B er motsatt av fig. 6C når det gjelder koplingsforholdet til venderbryterne 607 og 608, blir en utgangsspenning fra forskyvningsspenningskilden 606 overført til en motsatt terminal, dvs. til 604 på fig. 6B og til 605 på fig. 6C, mens koplingsforholdet mellom inngangs- og utgangsterminalene opprettholdes. Når derfor de forannevnte venderbrytere 607, 608 blir vendt periodisk, opptrer utgangsspenningen fra forskyvningsspenningskilden 606 ved utgangsterminalene 604, 605 over det samme tidsrom, slik at forskyvningsspenningen mellom utgangsterminalene blir lik null.

En mottaker i henhold til en utførelsesform av foreliggende oppfinnelse vil så bli beskrevet under henvisning til fig. 7. Denne utførelsesformen viser en mottakerkarakterisert vedat forsterkeren 609 med variabel forsterkningsgrad som er vist i den første utførelsesform, blir anvendt istedenfor forsterkeren 201 med variabel forsterkningsgrad og kanselleringskretsen 206 for DC-forskyvningsspenningen i henhold til fig. 2, og et lavpassfilter 702 og en bufferforsterker 701 er koplet etter forsterkeren 609 med variabel forsterkningsgrad.

En mottaker i henhold til en annen utførelsesform av foreliggende oppfinnelse vil bli beskrevet med henvisning til fig. 8. Denne utførelsesformen viser en

mottakerkarakterisert vedat en bryter 801 er koplet mellom lavpassfilteret 140 og forsterkeren 201 med variabel forsterkning i den annen utførelsesform. For å kansellere en DC-forskyvningsspenning, blir bryteren 801 slått på for å kortslutte inngangen på forsterkeren 201 med variabel forsterkning, og bryteren 801 blir holdt avslått når kanselleringen ikke er utført. Ved å slå på bryteren 801 ved start av kanselleringen, kan forsterkeren 201 med variabel forsterkningsgrad utføre kanselleringen uten å bli påvirket av en DC-forskyvningsspenning fra det foregående trinn.

Et mobilkommunikasjonsapparat i henhold til bakgrunnsteknikken av den foreliggende oppfinnelse vil så bli beskrevet under henvisning til fig. 9. Denne ut-førelsesformen viser et mobilkommunikasjonsapparatkarakterisert vedat en basisbåndkrets 901 er tilføyd utførelsesformen angitt i figur 1. En blokk 907 innbefatter alle andre kretser enn en antenne 139 og en krets 143 som befinner seg i IC i den første utførelsesform. Basisbåndkretsen 901 utfører signalbehandling slik som omforming av mottatte basisbåndsignaler 902, 903 til audiosignaler, omforming av audiosignaler til basisbåndsignaler 905, 906 som skal sendes ut, osv. Basisbåndkretsen 901 mater videre ut et startsignal 904 for kansellering av DC-forskyvning for å bestemme den takt ved hvilken DC-forskyvningsspenningen blir kansellert i kretsen 143, og mater signalet 904 til kretsen 143, Startsignalet blir sendt før en mottaker begynner å motta et signal, slik at en DC-forskyvning som genereres i kretsen 143, blir fjernet før signalet mottas.

Så skal et mobilkommunikasjonsapparat i henhold til en tredje utførelses-form av foreliggende oppfinnelse beskrives under henvisning til fig. 14. Brytere 1401, 1402 er innsatt mellom en kapasitans 1403 og motstander 1404, 1405 i et filter 140 for å redusere tidskonstanten under kansellering av DC-forskyvning. Siden dette kan redusere forplantningsforsinkelsen gjennom filteret 140, kan DC-forskyvningen kanselleres hurtigere uten å bruke bryteren 801 for kortslutning av inngangen, som er illustrert på fig. 8. Når respektive forsterkere 108, 201 består av bipolare transistorer som illustrert på fig. 3, blir også basiselektrodene til transistorene forspent gjennom filtermotstander 1404, 1405. DC-forskyvningsspenningen kan derfor kanselleres, innbefattende en forspenningsforskyvning som skyldes variasjoner i basisstrøm og variasjoner i filtermotstand. På den annen side kan den utførelsesformen som vises på figur 8 som anvender kortslutningsbryte-ren 801 ikke kansellere forspenningsforskyvningen. Når DC-forskyvningen blir fjernet i rekkefølge fra foregående trinn, blir i tillegg en restfeil fjernet ved hjelp av kanselleringsfunksjonen ved et senere trinn, slik at en mer nøyaktig DC-forskyvningsfjerning kan oppnås.

Et mobilkommunikasjonsapparat i henhold til en fjerde utførelsesform av foreliggende oppfinnelse vil så bli beskrevet under henvisning til fig. 15. Når en forplantningsforsinkelse gjennom filteret blir redusert som i den utførelsesform som angis ved figur 14, kan filteret være innskutt i en tilbakekoplingssløyfe for å kansellere DC-forskyvningsspenningen. Denne utførelsesformen kan derfor redusere antallet analog/digital-omformere og følgelig kretsens størrelse, sammenlignet med den åttende utførelsesform.

I henhold til foreliggende oppfinnelse kan tre eksternt tilkoplede filtre og én eksternt tilkoplet VCO spares sammenlignet med den konvensjonelle superhetero-dynmottaker. I tillegg er det mulig å realisere et mobilkommunikasjonsapparat som kan understøtte en høyhastighets pakkeoverføringsmodus med et redusert antall deler ved hurtig å fjerne en DC-forskyvningsspenning som forårsaker et problem i den direkte omformingsmottaker.

Claims (5)

1. Kombinert sender/mottaker omfattende: et lavpassfilter (139) med variabel forsterkningsgrad som mottar et basisbåndsignal, og en kanselleringskrets (110) for en forskyvningsspenning som innbefatter en anordning for å kansellere en DC-forskyvningsspenning i lavpassfilteret, idet lavpassfilteret med variabel forsterkningsgrad innbefatter et antall forsterkere (108,109) med variabel forsterkningsgrad og et antall lavpassfiltre (106, 107, 137, 138). karakterisert vedat kanselleringskretsen for forskyvningsspenning omfatter: en analog/digital-omformer (ADC) (203) som mottar et utgangssignal fra forsterkeren med variabel forsterkningsgrad, en styrekrets (204) for å detektere en DC-forskyvningsspenning i forsterkeren med variabel forsterkningsgrad fra et utgangssignal fra ADC, for å mate ut et signal for kansellering av DC-forskyvningsspenningen, og en digital/analog-omformer, DAC, (202) som mottar utgangssignalet fra styrekretsen for å mate ut et signal til forsterkeren med variabel forsterkning.

2. Kombinert sender/mottaker ifølge krav 1, karakterisert ved: at forsterkeren med variabel forsterkningsgrad omfatter første og andre transistorer (309, 310) som har sine emittere koplet til hverandre, en første motstand (307) koplet til en kollektar på den første transistor og en kraftforsyning, en andre motstand (308) koplet til en kollektar på den annen transistor og kraftforsyningen, og en variabel strømkilde koplet til emitterne, hvor et signal blir matet inn fra basisene på de første og andre transistorer, og et signal blir matet ut fra kollektorene på de første og andre transistorer, og at nevnte DAC (202) omfatter et antall spenning/strøm-omformere som hver innbefatter en tredje transistor (301, 302, 303) og en tredje motstand (304, 305, 306) som er koplet til emitterne på den tredje transistor og til jord, idet den tredje transistor har en kollektar koplet til kollektaren på den første transistor, og hvor den tredje transistor har en basis koplet til en utgang fra styrekretsen.

3. Kombinert sender/mottaker ifølge krav 1, karakterisert ved: at lavpassfilteret med variabel forsterkningsgrad er utformet som en differensialkrets, og at lavpassfilteret med variabel forsterkningsgrad omfatter en første bryter (801) koplet mellom første og andre inngangsterminaler på minst én av forsterkerne med variabel forsterkningsgrad, idet den første bryter blir omkoplet til en kortslutningstilstand eller til en åpen tilstand under koplingsstyring.

4. Kombinert sender/mottaker ifølge krav 1, karakterisert ved: at lavpassfilteret med variabel forsterkningsgrad er dannet av en differensialkrets, og ved at minst ett første lavpassfilter blant lavpassfiltrene innbefatter andre og tredje brytere (1401), (1402) og en første kapasitans (1403), at den annen bryter er koplet til en første signalledning og til den første kapasitans i det første lavpassfilter, og den tredje bryter er koplet til en annen signalledning og den første kapasitans i det første lavpassfilter, og at de andre og tredje brytere blir omkoplet til en kortsluttet tilstand eller til en åpen tilstand synkront gjennom koplingsstyring.

5. Kombinert sender/mottaker ifølge krav 4, karakterisert ved: at styrekretsen kansellerer en DC-forskyvningsspenning for en første forsterker med variabel forsterkningsgrad som er koplet foran det første lavpassfilter, og omfatter en første DAC og en første styrekrets, idet den første styrekrets er identisk med en styrekrets for å kansellere en DC-forskyvningsspenning for en andre forsterker med variabel forsterkningsgrad koplet etter det første lavpassfilter.