-
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung und ein Verfahren zur Spiegelfrequenzunterdrückung.
-
Derzeit ist es ein Trend Signalverarbeitung im Basisband mittels eines digitalen Signalprozessors durchzuführen. In schmalbandigen Systemen können mehrere Kanäle durch einen Analog-Digital-Umsetzer digitalisiert werden und im digitalen Signalsprozessor der gewünschte Kanal ausgewählte werden. In breitbandigen Systemen muss der Analogteil des Empfängers den Dynamikbereich des analogen Signals verarbeiten können. Hierbei werden analoge Schaltungen zur Spiegelfrequenzsignalunterdrückung und Frequenzumsetzung benötigt.
-
Aus „A 2.4-GHz Low-IF Receiver for Wideband WLAN in 0.6 um CMOS-Architecture and Front-End”, Abidi et al, IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, vol. 35, NO. 12, DECEMBER 2000 und aus ”CMOS Mixers and Polyphase Filters for Large Image Rejection”, Abidi et al, IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS, VOL. 36, NO. 6, JUNE 2001 sind Empfangssysteme mit Schaltungen gemäß 1a, 1b und 1c bekannt. Offenbart wird eine so genannte Front-End-Schaltung zum Abwärtsmischen für ein 2.4 GHz Signal integriert in einen Empfänger mit niedriger Zwischenfrequenz. Der analoge Empfänger zur zweifachen Frequenzumsetzung unterdrückt das Spiegelfrequenzsignal um 60 dB. In 1a ist ein vollintegrierter zweifach frequenzumsetzender Superheterodyn-Empfänger mit on-chip Schaltungen zur Spiegelfrequenzsignalunterdrückung dargestellt. Die Schaltung zeigt einen Zweifach-Umsetzung Empfänger mit niedriger Zwischenfrequenz (engl. – Low-IF). Die Eingangsschaltung 700 weist einen Verstärker 702 (LNA – engl. Low Noise Amplifier) mit Bandpassfilter 701 und einen Quadratur-Mischer 710 auf, wobei der Quadratur-Mischer 710 zum Abwärtsmischen mit einem Polyphasenfilter 810 zur Erzeugung eines Inphase-Signals und Quadraturphase-Signals aus dem ersten Oszillatorsignal 101 verbunden ist. Ein zweifaches Polyphasenfilter 730 unterdrückt teilweise das Spiegelfrequenzsignal. Dem zweifachen Polyphasenfilter 730 sind zwei Verstärker 711, 712 einer Verstärkervorrichtung 710 vorgeschaltet.
-
Der Zwischenfrequenzmischer 300 setzt die erste Zwischenfrequenz an seinem Eingang in eine niedrigere zweite Zwischenfrequenz um. Jeweils vier der acht Ausgänge des Zwischenfrequenzmischers 300 sind jeweils fünf Polyphasenfilter 111, 611 bis 614 und den anderen vier Ausgängen sind die Polyphasenfilter 112, 621 bis 624 der Filtereinheiten 100, 600 nachgeschaltet. Die Verstärker 901, 902, 903, 904 der Verstärkervorrichtung 900 zwischen den Polyphasenfiltern 100 und 600 kompensieren Verluste von etwa 10 dB in den Polyphasenfiltern 100, 600. Den Polyphasenfiltern 600 können ein programmierbarer Verstärker und ein Analog-Digital-Umsetzer nachgeschaltet sein (in 1 nicht dargestellt).
-
Ein in dem Superheterodyn-Empfänger verwendeter einstufiger Polyphasenfilter 611 ist in 1b dargestellt. Der Polyphasenfilter 611 weist vier Widerstände und vier Kondensatoren zur Phasenschiebung auf. Eine mögliche Dimensionierung der Widerstände und Kondensatoren ist in der genannten Druckschrift ebenfalls angegeben.
-
Der analoge Mischer 300, der das erste Zwischenfrequenzsignal auf das zweite Zwischenfrequenzsignal mit niedrigerer Zwischenfrequenz heruntermischt ist als Zweifach-Quadratur-Mischer 300 ausgebildet. Der Zweifach-Quadratur-Mischer 300 weist vier Eingänge für die differentielle Inphase-Komponente und die differentielle Quadraturphase-Komponente des ersten Zwischenfrequenzsignals auf, die mittels des Zweifach-Quadratur-Mischers 300 mit einer Inphase-Komponente ILO und einer Quadraturphase-Komponente QLO des Oszillatorsignals LO2 multipliziert werden.
-
Aufgrund der hohen Anforderungen an die Paarung der Einzelmischer für die Spiegelfrequenzsignalunterdrückung von 60 dB wird der analoge Zweifach-Quadratur-Mischer 300 nicht durch eine Gilbertzelle, sondern durch passive Mischer 301 mit jeweils vier Feldeffekttransistoren realisiert. Ein passiver Mischer 301 ist in der 1c schematisch dargestellt. Um die Verstärkung der passiven Mischer 301 des Zweifach-Quadratur-Mischers 300 einander anzupassen werden gut gepaarte Widerstände eines Widerstandsnetzes 740 verwendet.
-
Aus
US 2007/0093228 ist eine Spiegelfrequenzunterdrückung bekannt, die nach dem Mischer die Inphase- und Quadraturphasesignale durch ein einstellbares Dämpfungsglied/Verstärkerglied VGA angleichen. Einem Einfach-Quadratur-Mischer sind LPF-Filter und zwei differentielle VGAs nachgeschaltet. Den vier Ausgängen der zwei differentiellen VGAs sind Addierer nachgeschaltet, die eine Vektoraddition der differentiellen Signale des I- und Q-Pfads durchführen und an vier Ausgängen wiederum vier Signale ausgeben. Den Addierern sind zwei differentielle VGAs und ein IF Polyphasenfilter nachgeschaltet. Dabei werden alle vier Signale an den Ausgängen in exakter Quadratur ausgegeben.
-
Ein Beispiel für die Realisierung eines Addieres mittels Transistoren ist aus Möschwitzer, Albrecht (Hsg.): Formeln der Elektrotechnik; München, Wien, Hanser, 1986, S. 137 bekannt.
-
Der Erfindung liegt die Aufgabe zu Grunde eine Schaltung zur Spiegelfrequenzunterdrückung möglichst zu verbessern.
-
Diese Aufgabe wird durch eine Schaltung mit den Merkmalen des unabhängigen Anspruchs 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand von abhängigen Ansprüchen und in der Beschreibung enthalten.
-
Der Erfindung liegt weiterhin die Aufgabe zu Grunde ein möglichst verbessertes Verfahren zur Spiegelfrequenzunterdrückung anzugeben.
-
Diese Aufgabe wird durch das Verfahren mit den Merkmalen des unabhängigen Anspruchs 9 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen sind Gegenstand von abhängigen Ansprüchen und in der Beschreibung enthalten.
-
Die im Folgenden beschriebenen Weiterbildungen beziehen sich sowohl auf die Schaltung als auch auf das Verfahren zur Spiegelfrequenzunterdrückung. Funktionale Merkmale der Schaltung ergeben sich dabei aus Verfahrensschritten. Verfahrensmerkmale können aus Funktionen der Schaltung abgeleitet werden.
-
In einer vorteilhaften Ausgestaltungsvariante ist die Last durch passive Bauelemente gebildet. Derartige passive Bauelemente sind beispielsweise Widerstände oder Induktivitäten. Gemäß einer anderen Ausgestaltungsvariante ist die Last durch Bauelemente des mehrstufigen analogen Polyphasenfilters selbst gebildet.
-
In einer anderen Ausgestaltungsvariante ist vorteilhafterweise vorgesehen, dass die Last durch aktive Bauelemente gebildet ist. Beispielsweise kann die Last durch eine Stromquelle oder eine Stromsenke gebildet sein.
-
Gemäß einer weiteren Ausgestaltungsvariante ist die aktive Last aus zwei komplementären Transistoren gebildet. Ein Transistor des Transistorpaares und ein komplementärer Transistor bilden dabei zusammen eine Push-Pull-Stufe.
-
Gemäß einer vorteilhaften Weiterbildungsvariante weist die Schaltung einen weiteren analogen Polyphasenfilter auf, der an Ausgängen der analogen Zweifach-Quadratur-Mischervorrichtung und an Eingängen der analogen Addier-Verstärkervorrichtung angeschlossen ist. Vorzugsweise sind Transistoren der Addier-Verstärkervorrichtung an unterschiedlichen Ausgängen des weiteren analogen Polyphasenfilters angeschlossen.
-
Vorzugsweise weist die Zweifach-Quadratur-Mischervorrichtung passive Mischer auf. Vorteilhafterweise sind die passiven Mischer durch vier Feldeffekttransistoren gebildet.
-
Die zuvor beschriebenen Weiterbildungsvarianten sind sowohl einzeln als auch in Kombination besonders vorteilhaft. Dabei können sämtliche Weiterbildungsvarianten untereinander kombiniert werden. Einige mögliche Kombinationen sind in der Beschreibung der Ausführungsbeispiele der Figuren erläutert. Diese dort dargestellten Möglichkeiten von Kombinationen der Weiterbildungsvarianten sind jedoch nicht abschließend.
-
Im Folgenden wird die Erfindung durch Ausführungsbeispiele anhand zeichnerischer Darstellungen näher erläutert.
-
Dabei zeigen
-
1a ein Empfängersystem des Standes der Technik,
-
1b ein Polyphasenfilter,
-
1c einen passiven Mischer,
-
2 ein schematischer Blockschaltplan einer Empfängerschaltung,
-
3 ein erstes Ausführungsbeispiel einer Addier-Verstärkervorrichtung, und
-
4 ein zweites Ausführungsbeispiel einer Addier-Verstärkervorrichtung.
-
In 2 ist eine Empfängerschaltung durch ein Blockschaltbild schematisch dargestellt. Die Schaltung gemäß 2 ist zur Spiegelfrequenzunterdrückung ausgebildet. Die Schaltung zeigt eine nicht näher definierte Eingangsschaltung 700, die beispielsweise entsprechend der Eingangsschaltung 700 der 1 ausgebildet sein kann. Die Eingangsschaltung 700 gibt ein differentielles Inphase-Signal IIF und –IIF und ein differentielles Quadraturphase-Signal QIF und –OIF aus. Diese sind bevorzugt Bestandteile eines ersten Zwischenfrequenzsignals.
-
Die Schaltung weist eine analoge Zweifach-Quadratur-Mischervorrichtung 300 auf. Die Signaleingänge der Zweifach-Quadratur-Mischervorrichtung 300 sind für das Inphase-Signal IIF und das Quadraturphase-Signal QIF mit der Eingangsschaltung 700 im Signalpfad verbunden.
-
Die Zweifach-Quadratur-Mischervorrichtung 300 weist Oszillatoreingänge auf, die für ein differentielles Inphase-Oszillatorsignal ILO und –ILO und ein differentielles Quadraturphase-Oszillatorsignal QLO und –QLO mit einer lokalen Oszillatorvorrichtung 800 (engl. Local Oscillator) verbunden sind. Die vier Ausgangssignale ILO, –ILO, QLO, –QLO sind zueinander 90° phasenverschoben. Die Zweifach-Quadratur-Mischervorrichtung 300 weist vier so genannte passive Mischer auf, wie diese beispielsweise in 1c beispielhaft dargestellt sind. Diese passiven Mischer 301 weisen jeweils vier Feldeffekttransistoren auf, die als Schalter verschaltet sind.
-
Durch den Mischvorgang der analogen Zweifach-Quadratur-Mischervorrichtung 300 werden am Ausgang der analogen Zweifach-Quadratur-Mischervorrichtung 300 die acht Signale II, –II, QQ, –QQ, IQ, –QI, –IQ, QI ausgegeben. Dabei bezeichnet der erste Buchstabe das Oszillatorsignal 110, –ILO, QLO, –QLO der lokalen Oszillatorvorrichtung 800 und der zweite Buchstabe bezeichnet das Inphase-Signal IIF, –IIF und das Quadraturphase-Signal QIF, –QIF am Eingang der der analogen Zweifach-Quadratur-Mischervorrichtung 300, die mit einander multipliziert sind.
-
Die Schaltung weist eine analoge Addier-Verstärkervorrichtung 400 auf, die der analogen Zweifach-Quadratur-Mischervorrichtung 300 im Signalpfad nachgeschaltet ist. An Ausgänge der analogen Addier-Verstärkervorrichtung 400 ist ein mehrstufiges Polyphasenfilter 200 angeschlossen. Das Polyphasenfilter 200 weist im Ausführungsbeispiel der 2 vier Stufen 201, 201, 203, 204 auf, die beispielsweise entsprechend der 1b ausgebildet sein können. Zwischen die analoge Zweifach-Quadratur-Mischervorrichtung 300 und die analoge Addier-Verstärkervorrichtung 400 ist im Ausführungsbeispiel der 2 ein weiteres Polyphasenfilter 100 geschaltet, das je nach Applikation auch fortgelassen oder mehrstufig ausgebildet sein könnte.
-
Die analoge Addier-Verstärkervorrichtung 400 verstärkt und addiert jeweils zwei der von der analogen Zweifach-Quadratur-Mischervorrichtung 300 ausgegebenen und ggf. gefilterten Signale II, –II, QQ, –QQ, IQ, –QI, –IQ, QI zusammen. Demzufolge weist das Polyphasenfilter 200 nur die vier Eingänge 1 bis 4 auf. Die vier Eingänge 1 bis 4 des mehrstufigen analogen Polyphasenfilters 200 sind an Ausgänge (1 ... 4) der Addier-Verstärkervorrichtung 400 angeschlossen. Jeweils zwei Ausgänge des mehrstufigen Polyphasenfilters 200 sind miteinander kurzgeschlossen.
-
Die Schaltung gemäß 2 weist den besonderen Vorteil auf, dass die Eingänge der analogen Addier-Verstärkervorrichtung 400 eine hohe Eingangsimpedanz aufweisen, so dass die acht Eingänge der analogen Addier-Verstärkervorrichtung 400 keinen Signalkurzschluss für die Ausgangssignale II, –II, QQ, –QQ, IQ, –QI, –IQ, QI der analogen Zweifach-Quadratur-Mischervorrichtung 300 darstellen. Hierdurch wird der überraschende Effekt erzielt, dass jeweils zwei dieser Signale II, –II, QQ, –QQ, IQ, –QI, –IQ, QI im Signalpfad weiter vorne addiert werden können. Das mehrstufige Polyphasenfilter 200 benötigt daher lediglich vier Eingänge 1 bis 4, so dass die für das mehrstufige Polyphasenfilter 200 benötigte Chipfläche nahezu halbiert werden kann.
-
Zwei Ausführungsbeispiele einer analogen Addier-Verstärkervorrichtung 400 sind in den 3 und 4 dargestellt. Die analoge Addier-Verstärkervorrichtung 400 gemäß 3 weist eine Anzahl von Transistorpaaren 410, 411, 412, 413 auf. Im Ausführungsbeispiel der 3 sind NMOS-Transistoren M11, M12, M21, M22, M31, M32, M41, M42 in Sourceschaltung verschaltet, so dass die Drainanschlüsse D jedes Transistorpaares 410, 411, 412, 413 aneinander und an einen Lastwiderstand 420, 421, 422, 423 angeschlossen sind. Die Sourceanschlüsse S sind mit Masse verbunden. Alternativ können auch andere Schaltungstypen, wie eine Drainschaltung, eine Gateschaltung oder eine Kaskodeschaltung oder andere Transistoren, wie Bipolartransistoren verwendet werden.
-
Beide Transistoren M11, M12, M21, M22, M31, M32, M41, M42 jedes Transistorpaares 410, 411, 412, 413 sind an demselben Lastwiderstand 420, 421, 422, 423 zur Addition der an Steuereingängen G der beiden Transistoren M11, M12, M21, M22, M31, M32, M41, M42 anliegenden Signale II, –II, QQ, –QQ, IQ, –QI, –IQ, QI angeschlossen. Dabei sind die Steuereingänge G der Transistoren M11, M12, M21, M22, M31, M32, M41, M42 Ausgängen der analogen Zweifach-Quadratur-Mischervorrichtung 300 nachgeschaltet. Das Ausführungsbeispiel der 3 weist den Vorteil auf, dass die Strukturen der analogen Addier-Verstärkervorrichtung 400 sich besonders leicht in ein Layout der Schaltung integrieren lassen und zudem wenig Chipfläche beanspruchen. Anstelle der Lastwiderstände 420, 421, 422, 423 könnte die Last auch durch das angeschlossene Polyphasenfilter 200 selbst gebildet sein, so dass die analoge Addier-Verstärkervorrichtung 400 Stromausgänge aufweisen würde.
-
Ein weiteres Ausführungsbeispiel zur analogen Addier-Verstärkervorrichtung 400 ist in 4 dargestellt. Die Last ist im Ausführungsbeispiel der 4 aktiv durch PMOS-Transistorpaare 430, 431, 432, 433 gebildet, wobei jeweils ein NMOS-Transistor M11, M12, M21, M22, M31, M32, M41, M42 und ein PMOS-Transistor eine Push-Pull-Stufe bilden. Die PMOS-Transistoren können – wie im Ausführungsbeispiel der 4 dargestellt – mit der Versorgungsspannung VDD oder alternativ mit einer Stromquelle verbunden werden. Anstelle der PMOS-Transistoren können auch Stromquellen als aktive Last vorgesehen sein.
-
Die Erfindung ist nicht auf die dargestellten Ausgestaltungsvarianten der 1a bis 4 beschränkt. Beispielsweise ist es möglich eine andere Ausbildung der Addier-Verstärkervorrichtung 400 vorzusehen, wobei die Addier-Verstärkervorrichtung zumindest die Funktionen des Addierens und Verstärkens der analogen Eingangssignals aufweisen muss. Die Funktionalität des Schaltkreises gemäß 2 wird besonders vorteilhaft für ein Funksystem verwendet.
-
Bezugszeichenliste
-
- 1, 2, 3, 4
- Eingang/Ausgang
- 10
- Antenne
- 100, 600
- Filtervorrichtung, Polyphasenfilter
- 111, 112, 611, 612, 613, 614, 621, 622, 623, 624, 730, 810, 820
- Polyphasenfilter
- 200
- mehrstufige Polyphasenfilter
- 300
- Zweifach-Quadratur-Mischervorrichtung
- 301
- passiver Mischer
- 400
- Addier-Verstärkervorrichtung
- 410, 411, 412, 413
- NMOS-Transistorpaar
- 420, 421, 422, 423
- Lastwiderstand
- 430, 431, 432, 433
- PMOS-Transistorpaar
- 700
- Eingangsschaltung
- 701
- Bandpassfilter
- 702, 721, 722
- Verstärker, Eingangsverstärker
- 710, 711, 712
- Mischervorrichtung, Mischer
- 740
- Widerstandsnetz
- 900
- Verstärkervorrichtung
- 901, 902, 903, 904
- Verstärker
- M11, M12, M21, M22, M31, M32, M41, M42
- NMOS-Transistor
- G
- Gateanschluss
- S
- Sourceanschluss
- D
- Drainanschluss
- LO1, LO2, ILO, QLO, –ILO, –QLO
- Oszillatorsignal
- II, –II, QQ, –QQ, IQ, –QI, –IQ, QI
- Ausgangssignal der Zweifach-Quadratur-Mischervorrichtung
- IIF, –IIF, QIF, –QIF
- Eingangssignal der Zweifach-Quadratur-Mischervorrichtung
- VDD
- Versorgungsspannungsanschluss
