DE112008001680B4

DE112008001680B4 - Rotierender Oberwellen-Unterdrückungs-Mischer

Info

Publication number: DE112008001680B4
Application number: DE112008001680.1T
Authority: DE
Inventors: Aslamali A. Rafi; Alessandro Piovaccari
Original assignee: Silicon Laboratories Inc
Current assignee: Skyworks Solutions Inc
Priority date: 2007-06-29
Filing date: 2008-06-26
Publication date: 2019-07-11
Anticipated expiration: 2028-06-27
Also published as: CN101689833A; DE112008001680T5; CN101689833B; WO2009006189A2; WO2009006189A3

Abstract

Mischersystem (10), umfassend:
einen Mischer (20) zum Empfangen und Erzeugen eines gemischten Signals aus einem eingehenden Funkfrequenz (RF)-Signal und einem Mastertaktsignal, das einer Lokaloszillator (LO)-Frequenz multipliziert mit einer Stufenzahl N entspricht;
einen mit einem Ausgang des Mischers (20) verbundenen Schalter (25) zum rotierenden Schalten des gemischten Signals zu mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1), die mit dem Schalter (25) verbunden sind; und
einen Kombinierer (40) zum Kombinieren eines Ausgangs der mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1);
wobei N zum Einstellen einer Anzahl der mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) dynamisch steuerbar ist, basierend auf dem Band, in welchem ein Kanal umfasst ist, der von einem Bediener angefordert wird, und wobei N der Anzahl der zu aktivierenden mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) entspricht.

Description

Gebiet der Erfindung
Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung betreffen einen Mischer und insbesondere einen Mischer zum Durchführen einer Unterdrückung von Oberwellen.
Hintergrund
Ein konventioneller Empfänger kann mindestens einen Mischer zum Abwärtsmischen der Frequenz eines Eingangssignals umfassen. Insbesondere multipliziert der Mischer normalerweise das eingehende Funksignal mit einem Lokaloszillatorsignal, um ein Signal zu erzeugen, das eine bei Summen und Differenzen der Frequenz des Lokaloszillators und des Eingangssignals verteilte Spektralenergie aufweist. Für einen Abwärtsmischer ist der gewünschte Ausgang die Differenz zwischen der Frequenz des Lokaloszillators und des Eingangssignals. Wenn das Lokaloszillatorsignal eine reine Sinusform aufweist, tritt nur die Spektralenergie des Eingangssignals, die um eine Zwischenfrequenz (ZF) vom Lokaloszillator (LO)-Signal entfernt liegt, am Ausgang des Abwärtsmischers auf. Jedoch kann für bestimmte Mischanwendungen ein nicht sinusförmiges Lokaloszillatorsignal vorliegen, beispielsweise ein Rechteckwellensignal (englisch: square wave signal), welches spektrale Energie enthält, die bei einer Grundfrequenz liegt, und zusätzliche spektrale Energie, die bei harmonischen Frequenzen der Grundfrequenz liegt. Das Mischen des Eingangssignals mit einem solchen Lokaloszillatorsignal bewirkt, dass die Spektralenergie des Eingangssignals, die um ZF von den Harmonischen des LO-Signals entfernt liegt, zusammen mit dem gewünschten Signal auch am Ausgang des Abwärtsmischers erscheint.
Es gibt Oberwellen-Unterdrückungs-Mischer (englisch: harmonic rejection mixers), die mehrere Mischer umfassen, etwa Mischer vom Gilbertzellen-Typ, die jeweils eine skalierte Version eines Eingangssignals empfangen, wobei die Ausgänge jeder Mischerstufe aufsummiert werden, um eine abwärts gemischte (oder aufwärts gemischte) Ausgabe bereitzustellen. Jeder Mischer kann mit einem Phasenunterschied gegenüber den anderen Mischern arbeiten, und jeder Skalierungsfaktor, der das Eingangssignal skaliert, kann einer vorgegebenen, sinusförmigen Funktion entsprechen, so dass der Oberwellen-Unterdrückungs-Mischer im Idealfall alle Oberwellen außer MxN +/-1 unterdrückt, wobei M eine beliebige Ganzzahl ist und N die Anzahl individueller Mischerstufen. Jedoch funktionieren aktuelle Implementieren nicht in Entsprechung zu diesem Ideal. Stattdessen treten bei praktischen Implementierungen in einem Integrierte-Halbleiterschaltungs-Verfahren (englisch: semiconductor integrated circuit process) verschiedene Probleme auf. Diese Probleme umfassen Schwierigkeiten bei der Geräteanpassung (englisch: device matching) zwischen den verschiedenen Mischern, da zufällige Gerätefehlanpassungen (englisch: device mismatches) zwischen aktiven Geräten, das heißt, Transistoren in den Mischern, bewirken können, dass die Skalierungsfaktoren von einem Idealwert abweichen, was eine Verschlechterung (degradation) der Oberwellen-Unterdrückung verursacht Außerdem können auch die Phasen eines LO-Signals, das jedem Zweig zur Verfügung gestellt wird, voneinander abweichen, was eine Verschlechterung der Oberwellen-Unterdrückung bewirkt.
Um solche Probleme bei konventionellen Oberwellen-Unterdrückungs-Mischem zu beseitigen, werden sehr große Geräteabmessungen benötigt, was Schaltungen erzeugt, die sehr groß sind und einen beträchtlichen Energieverbrauch aufweisen. Außerdem kann, sogar wenn eine beträchtliche Größe implementiert wird, so dass die Standardabweichung von zufälligen Fehlanpassungen reduziert wird (was wiederum die Energie und die Fläche um einen Faktor von 4 erhöht), die Oberwellen-Unterdrückung immer noch durch den Tastgrad (englisch: duty cycle) jeder LO-Wellenform beeinträchtigt werden. Dementsprechend sollten positive und negative LO-Signale um genau 180° phasenversetzt sein, was zusätzliche, gut angepasste Komponenten und einen Betrieb bei höheren Frequenzen notwendig macht, was wiederum einen höheren Energieverbrauch bewirkt, um ein gewünschtes Leistungsniveau zu erreichen. Bei vielen Entwürfen kann der Umfang der Oberwellen-Unterdrückung, der realistischerweise mit einem solchen Mischer erreicht werden kann, zwischen ungefähr 30-40 dB liegen, wenn dieser bei einer LO-Frequenz von einigen hunderten MHz betrieben wird. Eine solche Leistung kann für einige Anwendungen akzeptabel sein. Jedoch kann ein Betrieb auf diesem Niveau strengere Toleranzen für andere Komponenten in einem Gesamtbudget für einen vorgegebenen Empfängerentwurf verursachen.
Daher existiert ein fortgesetzter Bedarf nach einem Mischer, der harmonische Frequenzen unterdrückt, die durch ein nicht rein sinusförmiges Lokaloszillatorsignal eingeführt werden können.
US 6 049 573 offenbart einen mehrphasigen Quadraturdigitaltuner, der Eingangssignale in Basisband-In-Phasen- und -Quadratur-Signalkomponenten konvertiert. Der Tuner umfasst einen Signalempfänger, der die Eingangssignale empfängt, die eine Frequenz aufweisen, die um eine vorbestimmte Trägerfrequenz zentriert ist. Ein Signalprozessor tastet die Eingangssignale kontinuierlich ab und multipliziert ausgewählte Teile der Eingangssignale mit einem Wert von 1 oder -1, um diskrete Sequenzen von N Eingangsabtastungen zu erzeugen, wobei N ein Integer ist. Ein in-phase-Signalkanal umfasst einen ersten Satz von N Filtern in einer ersten Filterstufe, von denen jede einen entsprechenden Filterkoeffizienten aufweist, wobei der erste Satz Filter zum Empfang der diskreten Sequenzen angeordnet ist und ein erster Signalsummierer, der die Ausgänge des ersten Satzes der N Filter aufsummiert, um die in Phasen Signalkomponente zu erzeugen.
Die Druckschrift „A CMOS Switched Transconductor Mixer“ (DOI 10.1109/JSSC.2004.831797; IEEE) beschreibt eine neue CMOS-Aktivmischer-Topologie, die mit niedrigen Versorgungsspannungen unter der Verwendung von Schaltern arbeiten kann, die mit den Versorgungsspannungen verbunden sind. Solche Schalter erfordern weniger Spannungsspielraum und vermeiden Gate-Oxid-Zuverlässigkeitsprobleme. Das Mischen wird durch Nutzen von zwei Transkonduktoren mit kreuzgekoppelten Ausgängen erreicht, die abwechselnd von den Schaltern aktiviert werden. Für ideales Schalten entspricht der Betrieb dem eines herkömmlichen Aktivmischers. In der Druckschrift wird die Leistungsfähigkeit des geschalteten Transkonduktor-Mischers im Vergleich zum herkömmlichen Mischer analysiert, wodurch eine konkurrenzfähige Leistungsfähigkeit bei einer niedrigen Versorgungsspannung demonstriert wird. Darüber hinaus hat der neue Mischer einen fundamentalen Rauschvorteil, da das durch die Schalttransistoren und den LO-Port erzeugte Rauschen Gleichtaktrauschen ist, das an dem differentiellen Ausgang zurückgewiesen wird.
EP 1 376 851 A2 beschreibt einen Oszillator (10) der einen dielektrischen Resonator (20), eine Leiterplatte (40; 40a) und einen Einstellmechanismus umfasst, zum Ändern der relativen Positionsbeziehung des dielektrischen Resonators (20) und der Leiterplatte (40; 40a). Der dielektrische Resonator (20) umfasst ein dielektrisches Substrat (21), Elektroden (22), die auf zwei gegenüberliegenden Seiten des dielektrischen Substrats (21) vorgesehen sind, und elektrodenlose Abschnitte (23), die an vorbestimmten Positionen auf dem Substrat (22) vorgesehen sind. Der Einstellmechanismus umfasst eine Struktur (31; 31a), die ein Bewegung des dielektrischen Resonators (20) unter Verwendung einer Kraftausübungsvorrichtung (34, 3; 37 ermöglicht. Die Struktur, die eine Bewegung des dielektrischen Resonators (20) ermöglicht, ist ein konkaver Abschnitt (31; 31a), der größer als der dielektrische Resonator (20) ist, und der in einem Gehäuse (30; 30a) zum Speichern des dielektrischen Resonators vorgesehen ist, wobei der konkave Abschnitt eine zwei-level Struktur aufweist, zum Bereitstellen eines freien Abschnitts (31; 31a) um die elektrodenlosen Abschnitte (23) des dielektrischen Resonators (20).
Die vorliegende Erfindung stellt ein Mischsystem nach dem Gegenstand des unabhängigen Anspruches 1 bereit. Weitere Aspekte der Erfindung betreffen eine Vorrichtung nach dem unabhängigen Anspruch 7, ein System nach dem unabhängigen Anspruch 12 und ein Verfahren nach dem unabhängigen Anspruch 18. Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen, der nachfolgenden Beschreibung und der Zeichnung.
Gemäß einem Aspekt ist die vorliegende Erfindung auf einen Mischer gerichtet, der eine Mischerschaltung zum Empfangen eines Funkfrequenz (englisch: radio frequency, RF)-Signals und eines Mastertaktsignals und Erzeugen eines gemischten Signals daraus, eine Schaltstufe, die mit einem Ausgang der Mischerschaltung verbunden ist, um das gemischte Signal rotierend zu mehreren Verstärkungsstufen, die mit der Schaltstufe verbunden sind, zu schalten, und einen Kombinierer (englisch: combiner) zum Kombinieren einer Ausgabe der Verstärkungsstufen umfasst. Bei einigen Implementierungen kann der Mischer ein Quadraturmischer sein, der einen gleichphasigen Teil (englisch: in-phase portion) und einen Quadratur-Teil (englisch: quadrature portion) aufweist, und die Verstärkungsstufen können gemäß vorgegebenen Werten gewichtet sein, und Ausgänge der Verstärkungsstufen können aufaddiert werden, um ein gemischtes Signal zu erhalten. Bei der Verwendung eines solchen Mischers kann in einigen Ausführungsformen eine Oberwellen-Unterdrückung reduziert oder verhindert werden.
Ein anderer Aspekt der vorliegenden Erfindung ist auf ein Verfahren zum Betreiben eines Oberwellen-Unterdrückungs-Mischers gerichtet. Das Verfahren kann das Empfangen eines RF-Signals und das Mischen des RF-Signals mit einem Mastertakt zum Erhalten eines gemischten Signals, das zyklische Rotieren des gemischten Signals zu jeder von N Verstärkungsstufen für wenigstens einen Zyklus des Mastertakts (der während eines Zyklus eines LO auftreten kann) und das Aufsummieren der Ausgänge der N Verstärkungsstufen zum Bereitstellen eines Ausgangssignals umfassen. Die zyklische Rotation des gemischten Signals von einer ersten zu einer zweiten der Verstärkungsstufen kann beispielsweise stattfinden, wenn sich der Mastertakt bei einem Niedrig-Wert befindet, und kann außerdem derart stattfinden, dass jede der Verstärkungsstufen das gemischte Signal für einen Teil des LO-Zyklus empfängt. Bei einigen Implementierungen kann die Rotation zu weniger als allen der Verstärkungsstufen stattfinden, basierend wenigstens teilweise auf einer Frequenz des RF-Signals.
Ein weiterer Aspekt der vorliegenden Erfindung ist auf eine Vorrichtung gerichtet, die ein Master-RF-Gerät zum Empfangen eines eingehenden RF-Signals und zum Bereitstellen eines RF-Stroms umfasst, wobei das Master-RF-Gerät wenigstens einen Transconductor (englisch: transconductor) umfasst. Die Vorrichtung kann außerdem ein Master-LO-Gerät umfassen, das mit einem Ausgang des Master-RF-Geräts verbunden ist, wobei das Master-LO-Gerät den RF-Strom empfängt und ihn mit einem Mastertaktsignal mischt, um ein gemischtes Signal zu erhalten, sowie ein rotierendes Schaltgerät, das mit dem Master-LO-Gerät verbunden ist, um das gemischte Signal zyklisch auf einen von mehreren Ausgangsanschlüssen des rotierenden Schaltgeräts zu schalten. Mit diesen Ausgangsanschlüssen verbunden sind entsprechende Mischerlasten (englisch: mixer loads) zum Durchführen von Verstärken und Filtern des gemischten Signals, und mehrere Verstärkungsstufen, die jeweils mit einer der Mischerlasten verbunden sind, um den Ausgang der entsprechenden Mischerlast zu gewichten und eine Ausgabe an einen Summierer bereitzustellen. In verschiedenen Implementierungen umfassen die Verstärkungsstufen angepasste passive Komponenten und nicht angepasste aktive Komponenten, während das Master-LO-Gerät nicht angepasste aktive Komponenten umfasst.
Ein anderer Aspekt der vorliegenden Erfindung ist auf ein System gerichtet, das einen rauscharmen Verstärker (RAV) zum Empfangen eines RF-Signals umfasst, einen spannungsgesteuerten Oszillator (SGO) zum Erzeugen einer SGO-Frequenz, einen Frequenzteiler zum Teilen der SGO-Frequenz zum Erhalten eines Mastertaktsignals, einen mit einem Ausgang des RAV verbundenen Mischer zum Mischen des RF-Signals mit dem Mastertaktsignal zum Erhalten eines gemischten Signals und einen mit einem Ausgang des Mischers verbundenen Schalter zum Schalten des gemischten Signals zu mehreren Verstärkungsstufen. In einer Ausführungsform kann das System außerdem einen Summierer zum Kombinieren von Ausgängen der Verstärkungsstufen, einen Tiefpassfilter (TPF), der mit einem Ausgang des Summierers verbunden ist, einen Analog-Digital-Wandler (ADW), der mit einem Ausgang des TPF verbunden ist, und einen mit einem Ausgang des ADW verbundenen Demodulator umfassen.
Ein weiterer Aspekt der vorliegenden Erfindung ist auf ein Verfahren gerichtet zum Empfangen einer Anforderung nach einem Kanal bei einer ersten Frequenz, Ermitteln einer Anzahl von Stufen, die in einem Mischer aktiviert werden sollen, basierend wenigstens teilweise auf der ersten Frequenz, Auswählen einer Mastertaktfrequenz, die einer multiplizierten Version einer Lokaloszillator (LO)-Frequenz entspricht, Bereitstellen der Mastertaktfrequenz an einen Mischer und Mischen eines RF-Signals, das den Kanal umfasst, mit der Mastertaktfrequenz und Bereitstellen eines gemischten Signals individuell an jede der aktivierten Stufen für einen Teil jedes LO-Zyklus. Die Anzahl aktivierter Stufen kann kleiner sein als die Gesamtzahl aller verfügbaren Stufen, wenn der Kanal in einem Band unterhalb der vorgegebenen Frequenz liegt. Zu beachten ist, dass, wenn eine Anforderung nach einem zweiten Kanal bei einer zweiten Frequenz empfangen wird, die Anzahl von zu aktivierenden Stufen basierend auf der zweiten Frequenz aktualisiert werden kann.
Figurenliste

1 ist ein Blockdiagramm eines Mischers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung auf einer hohen Abstraktionsebene.
2 ist ein Blockdiagramm einer Implementierung eines Mischers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
3 ist ein schematisches Diagramm eines rotierenden Schalters gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
4 ist ein Zeitablaufdiagramm von Steuersignalen für einen rotierenden Schalter gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
5 ist ein Zeitablaufdiagramm von komplementären Steuersignalen für einen rotierenden Schalter gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
6 ist eine Beispielimplementierung einer Verstärkungsstufe eines Zwischenfrequenzabschnitts gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
7 ist ein schematisches Diagramm eines Quadraturmischers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
8 ist ein Blockdiagramm eines Teils eines rotierenden Oberwellen-Unterdrückungs-Mischers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
9 ist ein Zeitablaufdiagramm eines ZF-Stroms einer einzelnen ZF-Stufe gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
10 ist das Zeitablaufdiagramm von 9 bei Vorhandensein von Fehlanpassungen gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
11 ist ein Zeitablaufdiagramm eines ZF-Stroms einer einzelnen ZF-Stufe bei Vorhandensein von Rauschen gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
12 ist ein Blockdiagramm eines Systems gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
13 ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.

Detaillierte Beschreibung
Bei verschiedenen Ausführungsformen kann ein rotierender Oberwellen-Unterdrückungs-Mischer bereitgestellt werden, um eine verbesserte Oberwellen-Unterdrückung für eine Mischoperation zwischen einem eingehenden Funkfrequenz (RF)-Signal und einem Taktfrequenzsignal, beispielsweise einem Mastertakt, der ein Rechteckwellensignal sein kann, dessen Frequenz eine multiplizierte Version einer Lokaloszillator (LO)-Frequenz ist, zu ermöglichen. Bei verschiedenen Ausführungsformen kann der rotierende Oberwellen-Unterdrückungs-Mischer gesteuert werden, um einige oder alle mehrerer Verstärkungsstufen einer Zwischenfrequenz (ZF) zu aktivieren, die dann aufsummiert werden, um ein Ausgangs-ZF-Signal für eine weitere Verarbeitung in einem vorgegebenen Empfänger bereitzustellen. Der Begriff „rotierend“, wie er hierin verwendet wird, bedeutet, dass ein Ausgang einer Mischoperation während einer vorgegebenen Zeitperiode zyklisch zu verschiedenen ZF-Verstärkungsstufen rotiert wird.
Aufgrund des Designs des Mischers, in welchem das eingehende RF-Signal beispielsweise auf eine ZF-Frequenz abwärts gemischt wird, wonach dieses ZF-Signal mittels Verstärkung, Filterung usw. verarbeitet wird, werden Anpassungsfehler verursachende Geräte nicht bei hohen Frequenzen betrieben. Entsprechend können besser angepasste passive Komponenten verwendet werden, und auch eine Rückkopplung um aktive Geräte herum wird implementiert, um eine Oberwellen-Unterdrückung bei signifikant verringertem Energie- und Flächenverbrauch zu verbessern. Außerdem kann ein Mischer bei verschiedenen Implementierungen ein einzelnes RF-Gerät umfassen, beispielsweise einen einzelnen differenzieller Transconductor (englisch: differential transconductor), der von einem einzelnen Schaltpaar gesteuert wird. Weil nur ein einzelnes RF-Gerät vorhanden ist, treten keine Fehlanpassungen im RF-Abschnitt auf.
Außerdem können diese Eingangsstufengeräte, das heißt, im RF-Bereich und einem Lokaloszillatorzweig, aus Geräten minimaler Größe gebildet werden, was zu verbesserter Energie- und Flächenreduktion führt. Durch die Verwendung solcher Geräte geringerer Größe kann auch die Bandbreite eines Eingangsstufenverstärkers, der dem Mischer Signale bereitstellt, beispielsweise ein rauscharmer Verstärker (RAV), vergrößert werden, da die Mischereingangskapazität signifikant verringert werden kann. Auf diese Weise kann eine RAV-Verlustleistung verringert werden, während eine größere Flexibilität für die Auswahl und den Entwurf eines RAVs geboten wird. Bei einigen Implementierungen können Widerstandsflächen in einem ZF-Abschnitt optimiert werden, so dass Widerstände, die den Scheitelpunkt einer Sinuswelle implementieren, welche die Phasen der individuellen ZF-Bereiche implementiert, breiter sein können als diejenigen beim ansteigenden Bereich der Sinuswelle.
Während der Bereich der vorliegenden Erfindung in dieser Beziehung nicht beschränkt ist, kann ein solcher Mischer in verschiedene Empfänger integriert sein, beispielsweise in einen Fernsehempfänger, einen Funkempfänger oder andere Empfänger von eingehenden RF-Signalen. Weil die Anzahl solcher Verstärkungsstufen dynamisch gesteuert werden kann, können einige Ausführungsformen für eine Steuerung eines Umfangs einer bereitgestellten Oberwellen-Unterdrückung sorgen, der angesichts einer Frequenz, bei welcher die eingehenden Signale empfangen werden, variieren kann. Beispielsweise können im Zusammenhang mit einem Fernsehempfänger Eingangssignale mittels Rundfunk von per Antenne übertragenen Signalen (englisch: over-the-air signals) bei VHF- oder UHF-Frequenzen oder mittels eines Breitbandkabels bei einer höheren Frequenz empfangen werden. In Abhängigkeit von der Frequenz, bei welcher der Tuner arbeitet, können Verstärkungsstufen in abweichendem Umfang bereitgestellt werden, um einen steuerbaren Umfang einer zu realisierenden Oberwellen-Unterdrückung zu ermöglichen, während gleichzeitig Funkel-Rauschen (englisch: flicker noise) im Mischer vermieden werden kann. Indem die Anzahl von während des Betriebs bei bestimmten Frequenzen aktivierten Verstärkungsstufen reduziert wird, kann außerdem ein reduzierter Energieverbrauch realisiert werden.
Nun in Bezug auf 1, ist ein Blockdiagramm eines Mischersystems gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt. Wie in 1 gezeigt, ist das Mischersystem 10 verbunden, um ein eingehendes RF-Signal an einem Mischer 20 zu empfangen, welcher das eingehende Signal mit einem Mastertaktsignal mischt. Der Mastertakt kann eine Frequenz von NxLO aufweisen, wobei N eine Ganzzahl ist, welche der Anzahl von Verstärkungsstufen (unten erläutert) im Mischersystem 10 entspricht, und LO eine Ausgangsfrequenz eines LO (in 1 nicht gezeigt). In verschiedenen Ausführungsformen kann der LO einen spannungsgesteuerten Oszillator (SGO) umfassen, welcher eine Sinuswelle generiert, die wiederum entlang eines LO-Zweigs (beispielsweise mittels eines Frequenzteilers) in ein Rechteckwellensignal modifiziert werden kann, so dass der am Mischer 20 bereitgestellte Mastertakt ein Rechteckwellensignal ist. Der Mischer 20 kann somit das eingehende RF-Signal mit dem Mastertakt multiplizieren, und das Ergebnis wird dann zwischen mehreren individuellen Verstärkungsstufen 30₀-30_N-1 (allgemein Verstärkungsstufe 30) rotiert. Wie unten weiter beschrieben, weist jede Verstärkungsstufe 30 einen unterschiedlichen, ihr zugeordneten Verstärkungsfaktor a₀-a_N-1 auf.
Ein Schalter 25 kann gesteuert werden, um den Ausgang von Mischer 20 zyklisch zu jeder der Verstärkungsstufen 30 zu rotieren. Die Rotationswinkelgeschwindigkeit setzt die effektive LO-Frequenz. Wenn der Schalter 25 beispielsweise eine Rotation in N Zyklen des Mastertakts beendet hat, ist der effektive LO gleich der Mastertaktfrequenz geteilt durch N. In verschiedenen Implementierungen kann der Schalter 25 gesteuert werden, um mit einer vorgegebenen Verstärkungsstufe 30 verbunden zu werden, wenn der LO sich auf einem hohen Pegel befindet (das heißt, wenn ein Signal durch Schalter 25 vorhanden ist). Wenn kein Signal durch Schalter 25 vorhanden ist (das heißt, wenn sich der LO in einem niedrigen Zustand befindet), kann er zur nächsten Verstärkungsstufe 30 rotiert werden. Auf diese Weise trägt der Schalter 25 nicht zu einem Rauschen bei, und jegliche Verschiebung (offset) im Betrieb von Schalter 25 trägt nicht zu einer Verschlechterung der Unterdrückung von Oberwellen bei.
Immer noch in Bezug auf 1, weist jede Verstärkungsstufe 30 einen Eingangs-ZF-Anschluss (ZF₀-ZF_N-1) auf, der zum Empfangen der Ausgabe von Mischer 20 verbunden ist, wenn der Schalter 25 eine Verbindung mit dem vorgegebenen ZF-Anschluss aktiviert. Jede Verstärkungsstufe 30 skaliert ein Signal an den ZF-Anschlüssen (ZF0 bis ZFn-1) um einen unterschiedlichen Faktor, oder Grad, um ein resultierendes Signal zu erzeugen, welches an einem Summierblock 40 bereitgestellt wird, welcher die Ausgänge aller solcher Verstärkungsstufen 30 zum Erzeugen eines ZF-Ausgangs kombiniert, welcher der weiteren Schaltungsanordnung eines Tuners zum Verarbeiten des empfangenen Signals zur Verfügung gestellt werden kann. Zu beachten ist, dass in 1 ZF-Filter, welche hierin auch als Mischerlasten bezeichnet werden können, die an jedem der ZF-Anschlüsse vorhanden sind, um das Verstärken, Filtern und Umwandeln von Strom in Spannung zu ermöglichen, und die zwischen den Schalter 25 und eine entsprechende Verstärkungsstufe geschaltet sind, aus Gründen der Einfachheit der Darstellung nicht gezeigt sind.
Jede Verstärkungsstufe 30 kann einen unterschiedlichen Koeffizienten a₀-a_N-1 aufweisen, welcher ausgewählt werden kann, um Oberwellen im Eingangssignal auszulöschen. Insbesondere können in einigen Ausführungsformen die a_k Koeffizienten, wobei k gleich Null bis N-1 ist, basierend auf der folgenden periodischen Funktion der Rechteckwellenphase ausgewählt werden: $a_{k} = sin (\frac{2 π}{N} k) .$
Durch Auswählen eines vorgegebenen Werts von N können die Oberwellen, welche durch das Mischersystem 10 ausgelöscht werden, gesteuert werden. Wie oben beschrieben, kann die Gesamtsumme aller individueller Verstärkungsblocks 30 (das heißt, Phasen) im Summierblock 40 aufsummiert werden und an eine zusätzliche Empfängerschaltanordnung bereitgestellt werden.
Implementierungen eines Mischers zum Ermöglichen einer steuerbaren Oberwellen-Unterdrückung sowie Rauschunempfindlichkeit können verschiedene Formen annehmen. Nunmehr in Bezug auf 2, ist ein Blockdiagramm einer Implementierung eines Mischers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt. Wie in 2 gezeigt, ist ein Mischer 100 eine Beispielimplementierung, bei welcher ein eingehendes RF-Signal mit positiven und negativen Komponenten RF_N und RF_P an Master-RF-Geräten 102 bereitgestellt wird. Wie in 2 gezeigt, können Master-RF-Geräte 102 n-Kanal-Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (nMOSFETs) 105 und 106 umfassen, welche als Transconductoren betrieben werden, die mit den RF-Signalen RF_P bzw. RF_N verbundene Gateanschlüsse aufweisen und einen RF-Strom durch einen Drainanschluss bereitstellen. Daher ist nur ein einzelner differenzieller Transconductor vorhanden, was jede Fehlanpassung vermeidet.
Die Ausgänge der Master-RF-Geräte 102 werden an Master-LO-Geräte 110 bereitgestellt. Master-LO-Geräte 110 können zum Mischen des eingehenden RF-Signals mit der Mastertaktfrequenz betrieben werden. Insbesondere können, wie in 2 gezeigt ist, die Master-LO-Geräte 110 mehrere nMOSFETs 112-118 aufweisen, deren Source-Anschlüsse zum Empfangen eines RF-Ausgangs der Master-RF-Geräte 102 verbunden sind, deren Gateanschlüsse zum Empfangen des Mastertaktsignals (NxLO_P bzw. NxLO_N ) verbunden sind und deren Drainanschlüsse einen ZF-Ausgang an mehrere rotierende Schalter 120-126 (allgemein rotierender Schalter 120) bereitstellen. Die rotierenden Schalter 120 können jeweils durch Steuersignale LO_a+b <N-1:0> (zu beachten ist, dass LO_a und LO_b unterschiedliche Signale sind) gesteuert werden, um den Ausgang der Mastertaktgeräte zyklisch zu jedem mehrerer ZF-Ausgangsanschlüsse ZF<N-1:0> zu schalten, welche wiederum an mehreren ZF-Eingangsanschlüssen (beispielsweise ZF_N-1-ZF₀) mehrerer Mischerlasten 130-136 (allgemein Mischerlast 130) bereitgestellt werden.
Zu beachten ist, dass die rotierenden Schalter im Mischer, welcher das negative RF-Signal, nämlich RF_n , verarbeitet, unterschiedlich mit den ZF-Anschlüssen, ZF₀ bis ZF_n-1 , verbunden sind. Da RF_n gegenüber seinem Gegenstück RF_p um 180 Grad phasenversetzt ist, sollten die Ausgänge der rotierenden Schalter ebenfalls um 180 Grad phasenversetzt sein. Da eine Rotation durch N Stufen eine Phasenverschiebung von 360 Grad impliziert, wird eine Phasenverschiebung von 180 Grad durch zyklisches Verschieben durch N/2 Stufen erreicht. Wenn daher ein rotierender Schalter in dem Mischer, der RF_p verarbeitet, mit dem ZF-Anschluss, IF_k , verbunden wäre, dann würde der entsprechende rotierende Schalter in dem Mischer, der RF_n verarbeitet, mit einem ZF-Anschluss ZF_(k+N/2) oder ZF_(k-N/2) verbunden werden, in Abhängigkeit davon, ob k kleiner als N/2 wäre oder nicht (daher ist der gruppierte Ausgang der rotierenden Schalter, die mit dem RF_n verarbeitenden Mischer verbunden sind, in 2 als ZF<N/2-1:0> (gefolgt durch), ZF<N-1, N/2> dargestellt, wohingegen der gruppierte Ausgang der rotierenden Schalter, die mit dem RF_p verarbeitenden Mischer verbunden sind, als ZF<N-1, 0> dargestellt ist). Die Mischerlasten 130 können das Verstärken und Filtern der ZF-Signale durchführen, und können in einigen Ausführungsformen RC-Filter sein. In einigen Implementierungen kann jede solche Mischerlast 130 dieselbe RC-Gewichtung aufweisen. Der Ausgang der jeweiligen Mischerlasten 130 kann durch zusätzliche Verstärkungsstufen bereitgestellt werden, die Puffer und Impedanzen aufweisen können, und dann weiter an Summierblöcken (in 2 nicht gezeigt), welche die jeweiligen Phasen aufsummieren und den ZF-Ausgang an einem gewünschten Ort bereitstellen.
Rotierende Schalter, beispielsweise die in 2 gezeigten Schalter 120, können auf vielerlei Arten implementiert werden. Nunmehr in Bezug auf 3, ist ein schematisches Diagramm einer Beispielimplementierung für einen rotierenden Schalter gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt. Wie in 3 gezeigt, kann ein rotierender Schalter 120 mehrere nMOSFETs 121_N-121₀ (allgemein MOSFET 121) aufweisen. Wie gezeigt, weist jeder MOSFET 121 einen Source-Anschluss auf, der zum Empfangen eines Stromeingangs von einem Master-LO-Gerät 110 verbunden ist. Außerdem kann jeder MOSFET 121 einen Gateanschluss aufweisen, der durch ein unterschiedliches mehrerer Steuersignale LO<0:N-1> gesteuert wird. Wie oben beschrieben, kann jeder MOSFET 121 zyklisch angesteuert werden, um jeden MOSFET 121 zu befähigen, über seinen Drainanschluss das Stromeingangssignal für einen vorgegebenen Bruchteil des LO-Zyklus auszugeben. Daher können die Ausgänge der rotierenden Schalter 120 an mehreren Ausgangs-ZF-Anschlüssen ZF<0:N-1> bereitgestellt werden, welche wiederum zu entsprechenden ZF-Eingangsanschlüssen von beispielsweise Mischerlasten 130 aus 2 verbinden.
Um den rotierenden Schalter 120 zum Rotieren des Eingangsstroms zwischen seinen verschiedenen Ausgängen zu befähigen, können die Anschlüsse der MOSFETs 121 in einer Ausführungsform gemäß dem in 4 gezeigten Zeitablaufdiagramm angesteuert werden. 4 zeigt die Mastertaktfrequenz für einen positiven Eingangsstrom (das heißt, NxLO_P ), der ein Rechteckwellensignal ist. Wie in 4 gezeigt, können für eine vorgegebene Periode des LO N Zyklen des Mastertakts erzeugt werden. Jeder MOSFET der rotierenden Schalter kann der Reihe nach zyklisch durch ein vorgegebenes Steuersignal LO_a<N-1:0> angesteuert werden. Zu beachten ist, dass diese Steuersignale auch Rechteckwellensignale sind, welche eine Pulsweite aufweisen können, welche ungefähr einer Zeitperiode des Mastertakts entspricht. Außerdem ist zu beachten, dass die Steuersignale individuell während eines Niedrig-Bereichs des Mastertakts in einen Hochpegel-Zustand gesetzt werden. Während ein Umschalten bei ungefähr der Hälfte eines Niedrig-Zustand der Mastertaktfrequenz gezeigt ist, ist der Bereich der vorliegenden Erfindung in dieser Beziehung nicht beschränkt. Durch abwechselnde Aktivierung jedes MOSFETs kann während einer einzelnen Periode des LO jeder MOSFET für eine Zeitperiode des LO geteilt durch N aktiviert sein.
Wie in 5 gezeigt, kann ein ähnlicher Zeitablaufmechanismus für die negativen Mastertaktsignale, das heißt N_X LO_N , aktiviert werden. Zu beachten ist, dass die positiven und negativen Mastertaktfrequenzen komplementäre Versionen voneinander sind. Die Übergänge in den Steuersignalen LO_a <K> und LO_b <K>, wobei K gleich 0 bis N-1 ist, treten auf, wenn der Mastertakt sich in einem Niedrig-Zustand befindet. Daher ist kein Strom in den rotierenden Schaltern vorhanden, wenn die Gates der MOSFETs hin- und hergeschaltet werden, und zufällige Abweichungen zwischen den MOSFETs in den rotierenden Schaltern beeinflussen ihren Ausgang nicht Zu beachten ist, dass dasselbe für ein Rauschen in den Schaltern gilt, Wenn sich der Mastertakt auf einem Hochpegel befindet, werden die MOSFETs der rotierenden Schalter außerdem einfach als Kaskadenschaltungen (englisch: cascodes) betrieben, so dass ihr Rauschen nicht wichtig ist Als Ergebnis beeinflussen Fehlanpassungen in den Master-LO-Geräten alle Ausgänge der rotierenden Schalter gleichermaßen. Außerdem beeinflussen Fehlanpassungen in den Master-RF-Geräten alle Ausgänge der rotierenden Schalter gleichermaßen, weil derselbe RF-Strom zyklisch zwischen den verschiedenen Mischerausgängen rotiert wird. Entsprechend verursachen Fehlanpassungen in den RF- und LO-Geräten keine Verschlechterung der Oberwellen-Unterdrückung. Stattdessen sind die einzigen Komponenten, die eine solche Verschlechterung der Oberwellen-Unterdrückung verursachen könnten, Geräte in den ZF-Bereichen (das heißt, die Mischerlasten 130 aus 2). Für einen Abwärtsmischer, wie er in verschiedenen Empfängerarchitekturen verwendet wird, können, weil die ZF bei einer viel niedrigeren Frequenz als das empfangene RF-Signal liegt, negative Rückkopplungsstufen bereitgestellt werden, und etwaige Verstärkungs-/Phasenfehler, die von diesen Stufen verursacht werden, hängen zum großen Teil von passiven Komponenten wie beispielsweise Widerständen und Kondensatoren ab, und nicht von aktiven Komponenten wie beispielsweise Transistoren. Weil für einen typischen IC-Vorgang, wie beispielsweise einen CMOS-Vorgang, passive Komponenten viel besser angepasst sind als ihre aktiven Gegenstücke, kann das Ermöglichen von Fehlanpassungsfehlern zwischen passiven Komponenten eine Verschlechterung der Oberwellen-Unterdrückung beträchtlich verringern.
Ein Mischer gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung verschiebt daher das Geräteanpassungsproblem der Oberwellen-Unterdrückung von Hochfrequenz-RF-/LO-Geräten zu Niederfrequenz-ZF-Geräten, und verschiebt außerdem Geräteanpassungsprobleme von schlecht angepassten aktiven Geräten zu besser angepassten passiven Geräten. Ein solcher Mischer kann eine verbesserte Oberwellen-Unterdrückung erreichen, während sowohl der Energieverbrauch als auch die vom Mischer eingenommene Plattenfläche verringert wird.
Wie oben beschrieben, können in einigen Ausführungsformen die Mischerlasten 130 aus 2 als RC-Filter implementiert sein. Nunmehr in Bezug auf 6, ist eine Beispielimplementierung einer Verstärkungsstufe eines ZF-Abschnitts gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt. Wie in 6 gezeigt, umfasst ein ZF-Abschnitt 200 mehrere ZF-Eingangsanschlüsse, ZF<N-1>-ZF<0>, um den Ausgang der Master-RF- und LO-Geräte und der Mischerlasten aus 2 zu empfangen (allgemein 202). Jeder Eingangsanschluss ist mit einem jeweiligen Einheitsverstärkungspuffer (englisch: unity gain buffer) 210_N-1-210₀ verbunden. Während der Bereich der vorliegenden Erfindung in dieser Beziehung nicht beschränkt ist, kann in einer Ausführungsform ein Einheitsverstärkungspuffer durch ein Paar von MOSFETs implementiert werden, insbesondere einen pMOSFET, der zum Empfangen einer Eingangsspannung an einem Gateanschluss verbunden ist und einen Source- und Drainanschluss aufweist, die jeweils mit verschiedenen Stromquellen verbunden sind. Ein zweiter MOSFET wiederum, der ein nMOSFET sein kann, kann einen Gateanschluss aufweisen, der mit einem Drainanschluss des ersten MOSFETs verbunden ist, sowie einen Source-Anschluss, der mit Erde verbunden ist, und einen Drainanschluss, der mit einem Ausgangsanschluss verbunden ist (der auch mit dem Source-Anschluss des ersten MOSFETs verbunden ist). Ein solcher Verstärkungspuffer kann eine Verstärkung aufweisen, die gemäß der folgenden Gleichung gesetzt ist: $\frac{V o u t}{V i n} = \frac{A}{1 + A},$
wobei A die Leerlaufverstärkung (englisch: open loop gain) des Einheitsverstärkungspuffers ist. Zu beachten ist, dass ein großer Wert für A bei einer Verringerung von Fehlanpassungen bei Verstärkungen helfen kann.

Immer noch in Bezug auf 6, sind die Einheitsverstärkungspuffer 210 jeweils mit einem entsprechenden Widerstand 220_N-1-220₀ verbunden. In verschiedenen Ausführungsformen kann jeder Widerstand 220 einen unterschiedlichen Wert aufweisen. Insbesondere, in einer Ausführungsform:

R_{I} < k > = \frac{R_{E i n h e i t}}{sin (\frac{2 π}{N} k)}, für k = 0 bis N - 1,

wobei R_Einhert ein einheitlicher oder normalisierter Widerstandswert ist. In einigen Implementierungen kann der einheitliche Widerstandswert auf einem Widerstandsverhältnis basieren, so dass die unterschiedlichen Widerstände so gut wie möglich eine Sinusfunktion approximieren, um eine Oberwellen-Unterdrückung zu verbessern. In einigen Ausführungsformen können die ganzzahligen Verhältnisse mit für jeden der R_I<k> parallel verbundenen Widerständen implementiert werden, wobei jeder Widerstand eine einheitliche Länge/Breite aufweist. Diese Widerstandsverhältnisse können in einigen Ausführungsformen ganzzahlige Annäherungen einer Sinuswelle sein. Beispielsweise können in einer Implementierung für 16 Sinuswellenkoeffizienten mehrere Ganzzahlwerte ausgewählt werden, um eine Unterdrückung einer Harmonischen dritter Ordnung von ungefähr 56 dB zu erreichen, bei einer Unterdrückung einer Harmonischen fünfter Ordnung von ungefähr 53 dB und einer Unterdrückung einer Harmonischen siebter Ordnung von ungefähr 48 dB. Wie in der unten stehenden Tabelle 1 gezeigt, können verschiedene ganzzahlige Anpassungen an eine Sinuswelle in verschiedenen Ausführungsformen verwendet werden, welche in einer Ausführungsform für verschiedene Grade einer Oberwellen-Unterdrückung sorgen. Tabelle 1

								dB	dB	dB	dB
Sinuswellenkoeffizent (N=16)								S/3	S/5	S/7	S/9
9	17	22	24	22	17	9	0	56	53	48	51
2	12	20	25	26	23	17	8	47	56	42	54
8	17	23	26	25	20	12	2	47	56	52	54
3	13	21	26	27	24	17	8	52	50	48	51
8	17	24	27	26	21	13	3	52	50	48	51
4	14	22	27	28	24	17	7	45	46	51	53
4	15	24	29	30	26	18	8	51	49	48	51
8	18	26	30	29	24	15	4	51	49	49	51

Wenn Viertelsinuswellenkoeffizienten verwendet werden, können außerdem ganzzahlige Verhältnisse von 0, 9^1/5, 17, 22^1/5 und 24 für eine Viertelsinuswelle realisiert werden, was für eine Oberwellen-Unterdrückung von mehr als 65 dB sorgt. Durch die Verwendung von Ganzzahlen zum Annähern einer Sinuswelle kann eine Unempfindlichkeit gegenüber Endeffekten (englisch: end effects) und Modellierfehlem realisiert werden. Zu beachten ist außerdem, dass die unterschiedlichen verwendeten Gewichtungswerte in einer gegenüber der oben gezeigten unterschiedlichen Reihenfolge auf die Phasen angewendet werden können.
Immer noch in Bezug auf 6, werden die Ausgänge jedes Widerstands 220 an einem differenziellen Verstärker 240 bereitgestellt, welcher zum Aufsummieren aller der Signale dient und einen differenziellen Spannungsausgang I_Ausgang bei einer gewünschten ZF-Frequenz bereitstellt. Zu beachten ist, dass Rückkopplungswiderstände, R_{Rückkopplung} , zwischen die jeweiligen Ausgangs- und Eingangsanschlüsse des Differenzialverstärkers 240 geschaltet sind. Während in der Ausführungsform von 6 diese spezielle Implementierung gezeigt ist, ist der Bereich der vorliegenden Erfindung in dieser Beziehung nicht beschränkt. In anderen Implementierungen können beispielsweise anstelle der Einheitsverstärkungspuffer gefolgt von den Widerständen aus 6 Transconductoren verwendet werden.
6 zeigt somit eine Implementierung, welche ein differentielles ZF-Signal (englisch: differential IF signal) bereitstellt. Bei anderen Implementierungen können Quadratursignale unter Verwendung einer unterschiedlichen Implementierung erhalten werden, indem ein anderer Satz von Einheitsverstärkungspuffem bereitgestellt wird, die wiederum mit einem anderen Satz von Widerständen verbunden sind, deren Werte eine „Kosinus“-Welle anstelle einer „Sinus“-Welle nachbilden. Bei einer solchen Implementierung können die Quadraturphasenwiderstände der folgenden Gleichung entsprechen: $R_{Q} < k > = \frac{R_{E i n h e i t}}{cos (\frac{2 π}{N} k)}, für k = 0 bis N - 1 .$
Nunmehr in Bezug auf 7, ist ein schematisches Diagramm eines Quadraturmischers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt. Wie in 7 gezeigt, kann ein Mischer 300 zum Empfangen eines eingehenden RF-Signals (das heißt, von RF_N und RF_P ) sowie positiver und negativer Mastertakte (das heißt, NxLO_N und NxLO_P ) und zum Mischen dieser Signale in einem Mischerbereich 310 verbunden sein, welcher dann die ZF-Ausgänge an einen gleichphasigen ZF-Teil 320 und einen Quadraturphasen-ZF-Teil 330 bereitstellt. Wie oben beschrieben, kann der gleichphasige ZF-Teil 320 mehrere Einheitsverstärkungspuffer 322_N-1-322₀ umfassen, die wiederum mit Widerständen 324_N-1-324₀ verbunden sind, deren Ausgänge wiederum an einen Differentialverstärker 325 bereitgestellt werden. Gleichermaßen kann der Quadraturphasen-ZF-Teil 330 mehrere Einheitsverstärkungspuffer 332_N-1-332₀ umfassen, die wiederum mit Widerständen 334_N-1-334₀ verbunden sind, deren Ausgänge an einen Differentialverstärker 335 bereitgestellt werden. Auf diese Weise stellt der Mischer 300 I- und Q-ZF-Ausgänge zur Verfügung.
In verschiedenen Ausführungsformen kann in einem Quadraturmischer eine verbesserte Spiegelfrequenzunterdrückung realisiert werden. Dies ist so, weil aus den oben erläuterten Gründen eine Anpassung zwischen den I- und Q-Ausgängen ausschließlich durch die Anpassung im ZF-Abschnitt festgelegt wird. Das heißt, dass die von diesen ZF-Ausgängen erhaltenen Quadratursignale eine verbesserte Spiegelfrequenzunterdrückung aufweisen, weil Fehlanpassungen sowie die Master-LO-Geräte und die Master-RF-Geräte keine Verstärkungs-/Phasenfehler zwischen den verschiedenen ZF<k>-Ausgängen verursachen.
Zusätzlich zu der durch die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung bereitgestellten verbesserten Unterdrückung von Oberwellen und Spiegelfrequenzen können auch Intermodulationsprodukte zweiter Ordnung (IP₂ ) erreicht werden.
Nunmehr in Bezug auf 8, ist ein Blockdiagramm gezeigt, welches einen Teil eines rotierenden Oberwellen-Unterdrückungs-Mischers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Zu beachten ist, dass Mischer 100 aus 8 dem positiven Teil des Mischers 100 aus 2 entsprechen kann. Daher durchläuft ein eingehendes RF-Signal einen Transconductor 105, was positive und negative Stromteile I_P und I_N durch MOSFETs 112 und 114 ergibt. Diese Ströme werden wiederum durch rotierende Schalter 120 und 122 geschaltet. Nur ein einzelner der Schalterausgänge der rotierenden Schalter 120 und 122 ist gezeigt, nämlich ZF₀ . Dieser Strom I_ZF <0> ist somit eine Kombination der individuellen positiven und negativen Ströme von den rotierenden Schaltern 120 und 122.
Nunmehr in Bezug auf 9, ist eine Zeitbereichsanalyse des ZF-Stroms gezeigt, der durch einen einzelnen der ZF-Ausgangsanschlüsse bereitgestellt wird (das heißt, I_ZF <k> für ein beliebiges k), der eine Kombination des positiven und des negativen Stroms ist, die von den Master-LO-Geräten 112 und 114 für die Dauer einer NxLO-Zeitperiode bereitgestellt werden. Wie in 9 gezeigt, sind sowohl der positive als auch der negative Eingangsstrom (Ip und In) Rechteckwellen, die einander ergänzen, so dass der kombinierte Strom in einem ZF-Anschluss eine Pulsweite gleich der Summe der Pulsweiten von Ip und In aufweist. Daher ist die Pulsweite des Strompulses in einem ZF-Anschluss gleich einer Periode des NxLO-Takts.
Bei Vorhandensein von Fehlanpassungen in den aktiven Geräten, beispielsweise in den Master-LO-Geräten, kann der Zeitbereich aus 9 in den Zeitbereich aus 10 übergehen, in welchem die gestrichelten Linien die entsprechenden Wellenformen bei Vorhandensein von Fehlanpassungen in den aktiven Komponenten der Master-LO-Geräte zeigen. Aufgrund der komplementären Natur der Signale ändern Fehlanpassungen in diesen Master-LO-Geräten die Pulsweite des ZF-Ausgangsstroms, I_ZF <k> für ein beliebiges k, nicht, wie in 10 gezeigt. Entsprechend erscheint die niederfrequente IM₂ -Komponente auf dieselbe Weise in jedem der ZF-Ausgänge und wird letztendlich in der ZF-Stufe ausgelöscht, da: $ZF = \sum_{K = 0}^{N - I} a_{k} \times ZF < k >,$
wobei $a_{k} = sin (\frac{2 π k}{N})$
für k = 0 bis N-1, weil für jedes k, a_K = -a_K+N/2. Entsprechend tragen Fehlanpassungen in den Master-LO-Geräten nicht zu einer IP₂ -Verschlechterung bei, und stattdessen wird eine IP₂ -Verschlechterung ausschließlich durch eine Niederfrequenzanpassung im ZF-Abschnitt bestimmt, ähnlich zu derjenigen, die oben in Bezug auf die Verschlechterung der Oberwellen-Unterdrückung beschrieben wurde.
Zusätzlich zu Fehlanpassungen, die zwischen den MOSFETs der Master-LO-Geräte vorhanden sein können, kann auch Funkelrauschen vorhanden sein. Nunmehr in Bezug auf 11, ist ein Zeitablaufdiagramm eines Stroms in einen vorgegebenen ZF-Anschluss ZF<k> gezeigt, welcher durch Aufsummieren der positiven und negativen Ströme IN und I_P erhalten wird. Wie in 11 gezeigt, stellen die gestrichelten Linien Stromwellenformen bei Vorhandensein von Funkelrauschen in den MOSFETs der Master-LO-Geräte dar. Zu beachten ist, dass die Pulsweite von ZF<k>, und daher die Gleichstromkomponente, durch dieses Funkelrauschen nicht beeinflusst wird. Entsprechend ist Funkelrauschen der LO-Schaltgeräte sogar in den unsymmetrischen Ausgängen von ZF<k> nicht vorhanden.
Entsprechend besteht keine Notwendigkeit, sich auf eine Anpassung zwischen positiven und negativen Seiten zu stützen, um ein differentielles geringes Funkelrauschen zu erhalten.
Außerdem sorgen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung für ein niedrigeres eingangsbezogenes thermisches Rauschen (englisch: input referred thermal noise) im Vergleich zu einem konventionellen Quadratwellenmischer. Das heißt, dass bei Vorgabe desselben Gesamttransconductorstroms das eingangsbezogene Rauschen eines Mischers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung signifikant geringer sein kann, beispielsweise in der Größenordnung von 2(π²/8), da Rausch-Abwärtsmischungen von LO-Oberwellen, die bei einem konventionellen Mischer vorhanden sein können, in Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung fehlen.
Ausführungsformen können in vielen verschiedenen Systemarten implementiert werden. Wie oben beschrieben, können Anwendungen Mischsignalschaltungen umfassen, die sowohl analoge als auch digitale Schaltungen umfassen. Nunmehr in Bezug auf 12, ist ein Blockdiagramm eines Systems gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt. Wie in 12 gezeigt, kann ein System 1000 ein Fernseher sein, welcher zum Empfangen eines RF-Signals von einer Antennenquelle, Kabelverteilung oder einer anderen Quelle verbunden sein kann. Das eingehende RF-Signal kann an einen Fernsehtuner 1005 bereitgestellt werden, welcher in einer Ausführungsform ein Einchipmischsignalgerät sein kann. Der Fernsehtuner 1005 kann Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung einbinden, um eine verbesserte Unterdrückung von Oberwellen und Spiegelfrequenzen bereitzustellen, während weniger Energie und weniger Platz verbraucht wird.
Immer noch in Bezug auf 12, umfasst ein Tuner 1005 einen Bandpassfilter 1110 mit einem mit einem rauscharmen Verstärker (RAV) 1115 verbundenen Ausgang zum Empfangen und Verstärken des RF-Signals von einer Antenne 1001. Der Ausgang des RAVs 1115 wird an einen weiteren Bandpassfilter 1120 bereitgestellt, welcher wiederum mit einem Mischer 1125 verbunden ist, welcher ein rotierender Mischer gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sein kann. Wie in 12 gezeigt, empfängt der Mischer 1125 ein Mastertaktsignal mit einer Frequenz von NxLO von einem Frequenzteiler 1135, welcher wiederum zum Empfangen einer SGO-Frequenz von einem spannungsgesteuerten Oszillator (SGO) 1130 verbunden ist. Während der Bereich der vorliegenden Erfindung in dieser Beziehung nicht beschränkt ist, kann die SGO-Frequenz bei einer relativ hohen Frequenz liegen, beispielsweise bei wenigstens einigen GHz. Der Frequenzteiler 1135 erzeugt wiederum eine geteilte Frequenz, welche beim Mastertaktwert bereitgestellt wird, welcher bei einer Frequenz von zwischen ungefähr 1000 und 2000 MHz liegen kann. Der Mischer 1125 wiederum mischt das eingehende RF-Signal mit dem Mastertaktsignal abwärts, um einen komplexen ZF-Ausgang bei einer Frequenz von weniger als ungefähr 10 MHz zu erzeugen. Die komplexen I- und Q-ZF-Signale, die vom Mischer 1125 ausgegeben werden, werden an Einheitsverstärkungspuffer 1140a und 1140b bereitgestellt und durch Tiefpassfilter 1 145a und 1145b gefiltert und können danach durch ADWs 1150a und 1150b digitalisiert werden.
Immer noch in Bezug auf 12, kann der digitalisierte Ausgang von Tuner 1005 an weitere Verarbeitungs-Schaltungsanordnungen im Fernseher 1000 bereitgestellt werden, beispielsweise an einen Demodulator 1170 und zugehörige Schaltkreise, um ein Darstellen eines verarbeiteten Fernsehsignals auf einem Bildschirm 1175 zu ermöglichen. Während in der Ausführungsform von 12 diese spezielle Implementierung gezeigt ist, ist es klar, dass der Bereich der vorliegenden Erfindung nicht darauf beschränkt ist. Es ist außerdem klar, dass Ausführungsformen in vielen verschiedenen Geräten implementiert werden können, beispielsweise Empfängern, Sendern usw. Außerdem kann Steuerlogik, ein Programmspeicher oder ein anderes computerlesbares Medium vorhanden sein, um Befehle zu speichern, welche, wenn sie in einem Prozessor des Tuners 1000 ausgeführt werden, eine Steuerung einer Anzahl von Verstärkungsstufen, von Mastertaktfrequenzen und daher der bereitgestellten Oberwellen-Unterdrückung durchführt.
Nunmehr in Bezug auf 13, ist ein Flussdiagramm eines Verfahrens gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gezeigt. Wie in 13 gezeigt, kann ein Verfahren 500 zum dynamischen Einstellen einer Anzahl von Verstärkungsstufen in einem Mischer verwendet werden. Hierdurch kann ein verringerter Energieverbrauch realisiert werden, während ein gewünschtes Niveau einer Oberwellen-Unterdrückung, Spiegelfrequenzunterdrückung usw. für Eingangssignale einer vorgegebenen Frequenz erreicht wird. Wie in 13 gezeigt, kann das Verfahren 500 mit dem Empfangen einer Anforderung für einen Kanal bei einer vorgegebenen Frequenz beginnen (Block 510). Beispielsweise kann ein Tuner, der Teil eines Fernsehempfängers ist, eine Anforderung von einem Bediener für das Programmieren auf einen bestimmten Kanal empfangen. Basierend auf dieser Frequenz, welche bei einer vorgegebenen Frequenz basierend auf dem Band liegt, in welchem der Kanal umfasst ist, kann die Anzahl der zu aktivierenden Stufen N in einem Mischer festgelegt werden (Block 520). Beispielsweise zeigt die folgende Tabelle die Anzahl der Stufen im Mischer (N) für unterschiedliche Eingangsfrequenzbereiche. Das Aufweisen verschiedener Werte von N für verschiedene Eingangsfrequenzbereiche ermöglicht es einem Mischer, nur eine gewünschte Anzahl von Oberwellen zu unterdrücken, während Energie in den Eingangsstufenteilern (zum Beispiel 1135 in 12) eingespart wird. Der Wert von N kann durch Programmieren von Software gesteuert werden, beispielsweise während einer Einbindung eines Tuners in ein vorgegebenes System.

Eingangsfrequenzbereich Mischerstufen (N)

40 MHz - 125 MHz 16

105 MHz - 170 MHz 12

155 MHz-255 MHz 8

210 MHz - 337 MHz 6
Immer noch in Bezug auf 13, kann danach eine Mastertaktfrequenz basierend auf dieser vorgegebenen Anzahl von Stufen N ausgewählt werden (Block 530). Das heißt, eine LO-Frequenz kann an einem Taktmultiplizierer, Frequenzteiler oder ähnlichem bereitgestellt werden, welcher eine Mastertaktfrequenz von NxLO erzeugt. Diese Mastertaktfrequenz kann daher dem rotierenden Mischer zur Verfügung gestellt werden (Block 540). Bei der Verwendung dieses Signals und eines eingehenden RF-Signals, welches den gewünschten Kanal enthält, kann eine Mischoperation stattfinden, so dass ein gemischtes Signal entsprechend einem ZF-Signal während jedes Mastertaktzyklus zu jeder der N ZF-Stufen geschaltet werden kann (Block 550). Die Summe dieser ZF-Ausgänge für jeden Taktzyklus kann aufsummiert werden und für eine weitere Verarbeitung weitergesendet werden (Block 560). Während in der Ausführungsform von 13 diese spezielle Implementierung gezeigt ist, ist der Bereich der vorliegenden Erfindung nicht darauf beschränkt. Wie oben beschrieben, können in einigen Ausführungsformen maschinenlesbare Befehle das Verfahren aus 13 implementieren.
Während die vorliegende Erfindung in Bezug auf eine beschränkte Anzahl von Ausführungsformen beschrieben wurde, wird der Fachmann zahlreiche Modifikationen und Variationen davon erkennen. Es ist beabsichtigt, dass die beigefügten Ansprüche alle diese Modifikationen und Variationen abdecken, die in den wahren Geist und Bereich der vorliegenden Erfindung fallen.

Claims

Mischersystem (10), umfassend: einen Mischer (20) zum Empfangen und Erzeugen eines gemischten Signals aus einem eingehenden Funkfrequenz (RF)-Signal und einem Mastertaktsignal, das einer Lokaloszillator (LO)-Frequenz multipliziert mit einer Stufenzahl N entspricht; einen mit einem Ausgang des Mischers (20) verbundenen Schalter (25) zum rotierenden Schalten des gemischten Signals zu mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1), die mit dem Schalter (25) verbunden sind; und einen Kombinierer (40) zum Kombinieren eines Ausgangs der mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1); wobei N zum Einstellen einer Anzahl der mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) dynamisch steuerbar ist, basierend auf dem Band, in welchem ein Kanal umfasst ist, der von einem Bediener angefordert wird, und wobei N der Anzahl der zu aktivierenden mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) entspricht.
Mischersystem (10) nach Anspruch 1, bei dem der Schalter (25) ausgelegt ist zum zyklischen Rotieren des gemischten Signals zu jeder der mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) während eines einzelnen Zyklus der LO-Frequenz und zum Rotieren des gemischten Signals, wenn kein Signal durch den Schalter (25) vorhanden ist.
Mischersystem (10) nach Anspruch 1, bei dem die mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) gemäß einem vorgegebenen Wert gewichtet sind, und bei dem die Ausgänge der mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) aufaddiert werden.
Mischersystem (10) nach Anspruch 3, bei dem ein gleichphasiger Teil der Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) entsprechend einer abgetasteten Sinusstufe gewichtet ist, und ein Quadratur-Teil der Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) entsprechend einer abgetasteten Kosinuswelle gewichtet ist.
Mischersystem (10) nach Anspruch 1, bei wenigstens ein erster Teil der Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) jeweils eine Impedanz umfasst, die einen einem Verhältnis eines einheitlichen Impedanzwerts und eines vorgegebenen Werts entsprechenden Wert aufweist, wobei der vorgegebene Wert gleich $sin (\frac{2 π}{N})$
ist, wobei k gleich 0 bis N-1 ist.
Mischersystem (10) nach Anspruch 5, bei dem ein zweiter Teil der Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) jeweils eine Impedanz umfasst, die einen einem Verhältnis des einheitlichen Impedanzwerts und eines zweiten vorgegebenen Werts entsprechenden Wert aufweist, wobei der zweite vorgegebene Wert gleich $cos (\frac{2 π}{N} k)$
ist, wobei k gleich 0 bis N-1 ist, und wobei der erste Teil der Verstärkungsstufen einem gleichphasigen Teil und der zweite Teil der Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) einem Quadratur-Teil entspricht.
Vorrichtung (100), umfassend: ein Masterfunkfrequenz(RF)-Gerät (102) zum Empfangen eines eingehenden RF-Signals und zum Bereitstellen eines RF-Stroms, wobei das Master-RF-Gerät (102) wenigstens einen Transconductor umfasst; ein Master-Lokaloszillatorgerät (110), verbunden mit einem Ausgang des Master-RF-Geräts (102), wobei das Master-LO-Gerät (110) zum Empfangen des RF-Stroms und zum Mischen des RF-Stroms mit einem Mastertaktsignal zum Erhalten eines gemischten Signals ausgelegt ist; ein rotierendes Schaltgerät (120-126), verbunden mit dem Master-LO-Gerät (110), zum zyklischen Schalten des gemischten Signals auf einen von mehreren Ausgangsanschlüssen des rotierenden Schaltgeräts; mehrere Mischerlasten (130-136), jeweils verbunden mit einem der mehreren Ausgangsanschlüsse, wobei jede der mehreren Mischerlasten (130-136) zum Durchführen einer Verstärkung und Filterung des gemischten Signals ausgelegt ist; und mehrere Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1), jeweils verbunden mit einer der mehreren Mischerlasten (130-136), zum Gewichten des Ausgangs der entsprechenden Mischerlast (130-136) und zum Bereitstellen eines Ausgangs an einen Summierer (40); wobei es N der mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) gibt, N zum Einstellen einer Anzahl der mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) dynamisch steuerbar ist, basierend auf dem Band, in welchem ein Kanal umfasst ist, der von einem Bediener angefordert ist, und der Anzahl der zu aktivierenden mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) entspricht.
Vorrichtung (100) nach Anspruch 7, bei der wenigstens ein Transconductor durch das eingehende RF-Signal durchgeschaltet werden soll und den RF-Strom zum Master-LO-Gerät (110) weitergeben soll, wobei der wenigstens eine Transconductor eine einzelne differentielle Transkonduktanz umfasst.
Vorrichtung (100) nach Anspruch 8, bei der das Master-LO-Gerät (110) mehrere Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFETs) (102_N - 102₀) umfasst, die jeweils einen ersten Anschluss zum Empfangen des RF-Stroms vom Master-RF-Gerät (102), einen Gateanschluss zum Empfangen des Mastertaktsignals und einen zweiten Anschluss zum Ausgeben des gemischten Signals umfassen.
Vorrichtung (100) nach Anspruch 9, bei der das rotierende Schaltgerät (120-126) mehrere rotierende Schalter (120-126) umfasst, die jeweils einen Transistor zum Empfangen des gemischten Signals vom zweiten Anschluss des entsprechenden MOSFETs (102_N - 102₀) und zum Ausgeben des gemischten Signals, wenn der Transistor durch ein Steuersignal aktiviert ist, umfassen, wobei ein Wert des Steuersignals geändert wird, wenn ein Wert des Mastertaktsignals sich in einem Niedrig-Zustand befindet.
Vorrichtung (100) nach Anspruch 7, bei der wenigstens einige der mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) einen Wert gemäß $sin (\frac{2 π}{N} k)$
aufweisen, wobei k gleich 0 bis N-1 ist und N einer Anzahl der mehreren Mischerlasten (130-136) entspricht.
System (1000), umfassend: einen rauscharmen Verstärker (RAV) (1115) zum Empfangen eines Funkfrequenz(RF)-Signals; einen spannungsgesteuerten Oszillator (SGO) (1130) zum Erzeugen einer SGO-Frequenz; einen Frequenzteiler (1135) zum Teilen der SGO-Frequenz zum Erhalten eines Mastertaktsignals entsprechend einem Lokaloszillator (LO) multipliziert mit N; ein Master-RF-Gerät (102), verbunden mit dem RAV (1115), zum Empfangen des RF-Signals und zum Bereitstellen eines RF-Stroms, wobei das Master-RF-Gerät (102) wenigstens einen Transconductor aufweist; ein Master-LO-Gerät (110), verbunden mit einem Ausgang des Master-RF-Geräts (102), wobei das Master-LO-Gerät (110) zum Empfangen des RF-Stroms und zum Mischen des RF-Stroms mit dem Mastertaktsignal zum Erhalten eines gemischten Signals dient; ein rotierendes Schaltgerät (120-126), verbunden mit dem Master-LO-Gerät (110), zum zyklischen Schalten des gemischten Signals zu einem von mehreren Ausgangsanschlüssen des rotierenden Schaltgeräts (120-126); mehrere Mischerlasten (130-136), jeweils verbunden mit einem der mehreren Ausgangsanschlüsse, wobei jede der mehreren Mischerlasten (130-136) zum Durchführen von Verstärken und Filtern des gemischten Signals ausgelegt ist; mehrere Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1), jeweils verbunden mit einer der mehreren Mischerlasten (130-136), zum Gewichten des Ausgangs der entsprechenden Mischerlast (130-136) und zum Bereitstellen eines Ausgangs an einen Summierer (40); und den Summierer (40), zum Kombinieren der Ausgänge der mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1); wobei es N der mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) gibt, N zum Einstellen einer Anzahl der mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) dynamisch steuerbar ist, basierend auf dem Band, in welchem ein Kanal umfasst ist, der von einem Bediener angefordert ist, und der Anzahl der zu aktivierenden mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) entspricht.
System (1000) nach Anspruch 12, bei dem das rotierende Schaltgerät (120-126) mehrere rotierende Schalter (120-126) umfasst, die jeweils einen Transistor zum Empfangen des gemischten Signals und zum Ausgeben des gemischten Signals, wenn der Transistor durch ein Steuersignal aktiviert ist, umfassen, wobei ein Wert des Steuersignals geändert wird, wenn sich ein Wert des Mastertaktsignals in einem Niedrig-Zustand befindet.
System (1000) nach Anspruch 13, bei dem die mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) in einen gleichphasigen Teil und einen Quadratur-Teil aufgeteilt sind.
System (1000) nach Anspruch 14, bei dem der gleichphasige Teil der mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) jeweils eine Impedanz umfasst, die einen Wert aufweist, welcher einem Verhältnis eines einheitlichen Impedanzwerts und eines vorgegebenen Werts, der gleich $sin (\frac{2 π}{N} k)$
ist, entspricht, wobei k gleich 0 bis N-1 ist, sowie einen Einheitsverstärkungspuffer (1140a; 1140b) mit einem mit der Impedanz verbundenen Ausgang.
System (1000) nach Anspruch 15, bei dem der Quadratur-Teil der mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) jeweils eine Impedanz aufweist, die einen zweiten Wert aufweist, welcher einem Verhältnis des einheitlichen Impedanzwerts und eines zweiten vorgegebenen Werts, der gleich $cos (\frac{2 π}{N} k)$
ist, entspricht, wobei k gleich 0 bis N-1 ist, sowie einen Einheitsverstärkungspuffer (1140a; 1140b) mit einem mit der Impedanz verbundenen Ausgang.
System (1000) nach Anspruch 14, außerdem umfassend: einen Tiefpassfilter (TPF) (1145a; 1145b), verbunden mit einem Ausgang des Summierers; einen Analog-Digital-Wandler (ADW) (1150a; 1150b), verbunden mit einem Ausgang des TPF (1145a; 1145b); und einen mit einem Ausgang des ADWs (1150a; 1150b) verbundenen Demodulator (1170).
Verfahren (500), umfassend: Empfangen (510) eines eingehenden Funkfrequenz(RF)-Signals und Mischen des eingehenden RF-Signals mit einem Mastertakt, wobei der Mastertakt einer multiplizierten Version einer Lokaloszillator(LO)-Frequenz entspricht, um ein gemischtes Signal zu erhalten; zyklisches Rotieren des gemischten Signals zu jeder einer Vielzahl von N Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) für wenigstens einen Zyklus des Mastertakts während eines Zyklus des LO; und Summieren (560) der Ausgänge der Vielzahl von N Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) zum Bereitstellen eines Ausgangssignals; wobei N zum Einstellen einer Anzahl der mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) dynamisch gesteuert wird, basierend auf dem Band, in welchem ein Kanal umfasst ist, der von einem Bediener angefordert wird, und wobei N der Anzahl der zu aktivierenden mehreren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) entspricht.
Verfahren (500) nach Anspruch 18, außerdem umfassend zyklisches Rotieren des gemischten Signals von einer ersten zu einer zweiten der Vielzahl von N Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1), wenn der Mastertakt bei einem Niedrig-Wert ist.
Verfahren (500) nach Anspruch 18, außerdem umfassend zyklisches Rotieren des gemischten Signals, so dass jede der Vielzahl von N Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) das gemischte Signal für einen vorgegebenen Teil des LO-Zyklus empfängt.
Verfahren (500) nach Anspruch 20, außerdem umfassend zyklisches Rotieren des gemischten Signals zu weniger als allen der Vielzahl von N Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1), basierend wenigstens teilweise auf einer Frequenz des eingehenden RF-Signals.
Verfahren (500) nach Anspruch 18, außerdem umfassend Reduzieren oder Verhindern einer Oberwellen-Unterdrückung durch angepasste passive Komponenten in der Vielzahl von N Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1), wobei ein RF-Mischer, der das eingehende RF-Signal mischt, einen einzelnen differenziellen Transconductor umfasst.
Verfahren (500) nach Anspruch 17, außerdem umfassend zyklisches Rotieren positiver und negativer Teile des gemischten Signals auf eine komplementäre Weise zu jedem eines ersten und eines zweiten Satzes der Vielzahl von N Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1).
Verfahren (500) nach Anspruch 18, außerdem umfassend Empfangen (510) einer Anforderung nach einem Kanal bei einer ersten Frequenz, Festlegen (520) einer Anzahl der N Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1), die wenigstens teilweise basierend auf der ersten Frequenz zu aktivieren sind, und Auswählen des NxLO entsprechenden Mastertakts.
Verfahren (500) nach Anspruch 24, außerdem umfassend Festlegen (520) von N auf weniger als alle verfügbaren Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1), wenn sich der Kanal in einem Band unterhalb einer vorgegebenen Frequenz befindet.
Verfahren (500) nach Anspruch 24, außerdem umfassend: Empfangen einer zweiten Anforderung nach einem zweiten Kanal auf einer zweiten Frequenz; und dynamisches Aktualisieren einer Anzahl der N Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1), die basierend auf der zweiten Frequenz zu aktivieren sind.
Verfahren (500) nach Anspruch 26, außerdem umfassend Festlegen (520) der Anzahl der N Verstärkungsstufen (30₀ - 30_N-1) basierend wenigstens teilweise auf einem Energieverbrauchsniveau und einem Oberwellen-Unterdrückungsniveau für einen Empfänger.