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Technisches
Gebiet
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Die
vorliegende Erfindung in dem in den beiliegenden Ansprüchen definierten
Umfang bezieht sich auf einen rauscharmen Modulator für die I-Q-Phasenquadratur.
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Insbesondere
bezieht sich die Erfindung auf die rauscharme I-Q-Phasenquadratur
für Anwendungen bei
Radio- bzw. Funkfrequenz-Signalempfängern von der Art, die ein
Paar von Eingangsstufen mit Gilbert-Zellen aufweist, die von einer
Spannungsversorgungsleitung gespeist werden, welche als Eingang
jeweilige Befehlssignale mit Rechteckwellen empfangen, die von einem
lokalen Oszillator kommen
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Stand der
Technik
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Wie
allgemein bekannt, haben wir in den vergangenen Jahren beträchtlichen
Fortschritt und erhebliche Veränderungen
auf dem Gebiet der Telekommunikationstechnik erlebt. Insbesondere
hat die Entwicklung neuer integrierter elektronischer Bauelemente
auf Halbleitern zu einer großen
Zahl dieser Veränderungen
beigetragen.
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Unter
den Verbesserungen, die wir erlebt haben, stellen wir zweifellos
die Verringerung des Energieverbrauchs bei vielen tragbaren elektronischen
Geräten
fest. Diese Verringerung des Energieverbrauchs hat eine Gewichtsreduzierung
und kleinere Abmessungen bei diesen elektronischen Geräten möglich gemach, wobei
gleichzeitig deren Lebensdauer verlängert wurde.
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Dies
bedeutete auch eine starke Senkung der Kosten, ein Faktum, das tragbare
elektronische Geräte dieser
Art für
breite Bevölkerungskreise
zugänglich
machte, zum Beispiel bei Mobilfunktelefonen und tragbaren Computern.
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Die
unternommenen Bemühungen
im Bestreben, die Größe elektronischer
Schaltungen immer weiter zu verringern, gehen immer noch weiter.
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Beispielsweise
laufen derzeit verschiedene Untersuchungen zu einer neuen Art von
Funkfrequenzempfängern
auf HF-Frequenzen, die sehr kompakt ausgebildet sein könnten.
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Zur
Zeit arbeiten viele Konstrukteure an Empfängern, die auf einer Architektur
aufbauen, die einen Bildmischer vom Sperrtyp umfasst, welcher die
Reduzierung der strengen Spezifikationen für ein nachgeschaltetes HF-Bandpassfilter
gestattet, wodurch es möglich
wird, eine deutliche Senkung der jeweiligen Kosten zu erzielen.
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Von
Hatley wurde eine Architektur für
einen Mischer vom Empfänger-Typ
für das
Bildbank der bekannten Art angeregt, die in 1 dargestellt ist. Diese Architektur
gestattet die Umsetzung auf die HF-Frequenz in einem gewünschten
Band Sw(f) des HF-Signals,
wobei das Bildbank Su(f) unterdrückt
wird.
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In
der britischen Patentschrift GB-A-2 187 860 wird ein Beispiel für einen
solchen Mischer offenbart.
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Dabei
wird ein Signal 20, das von einer Quelle LO eines lokalen
Oszillators kommt, an ein Netzwerk 21 von zwei Signalen 22, 23 angelegt,
welche eine Quadratur erzeugen und um 90° gegeneinander phasenverschoben
sind. Solche Signale werden an einen I-Q-Modulator 24 angelegt. Der
Modulator 24 erzeugt zwei Ausgangssignale 25, 26,
die noch weiter in der Phase geschnitten werden, damit sie an den
Eingang eines Kombinierknotens 27 angelegt werden, wobei
man phasengleiche Nutzsignale und Bildsignale in entgegengesetzter
Phase erhält.
Wenn zwischen den beiden getrennten Signalpfaden keine Fehler vorliegen,
wird das Bildsignal des Bandes IS auf Zwischenfrequenz vollständig eliminiert.
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Bei
einem realen Mischer bestimmt dennoch das Vorliegen von Modul- und
Phasenfehlern bei der jeweiligen Verstärkung der beiden Signalpfade
eine unvollständige
Unterdrückung
des Bildes auf der Zwischenfrequenz fest. Die Voraussetzung für die Abweisung
des Bildes von 30 dBc erfordert beispielsweise gleichzeitig einen
Phasenfehler, der weniger als 3° beträgt, sowie
einen Amplitudenfehler, der unter 0,3 dB (3,5%) liegt.
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Die
technische Aufgabenstellung, welche die Grundlage der vorliegenden
Erfindung bildet, besteht darin, den Versuch zu unternehmen, eine
neue Art eines I-Q-Modulators mit strukturellen und funktionsbezogenen
Merkmalen zu finden, welche den Einsatz eines Mischers von dem Typ
ermöglichen
könnte,
der mit Bildabweisung arbeitet, und zwar bei einer Einleitung von
Störungen
auf sehr niedrigem Pegel, verglichen mit den aus dem Stand der Technik
bekannten Typen.
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Kurzdarstellung
der Erfindung
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Der
Lösungsgedanke,
welcher der vorliegenden Erfindung zugrunde liegt, besteht darin,
eine neue Art von Modulator herzustellen, welcher beim Empfang in
der Weise funktionieren kann, als ob es eine „Fusion" der von den Gilbert-Zellen gebildeten
Eingangsstufen gäbe,
weshalb gleichzeitig das Polarisationsrauschen jeder Eingangsstufe
reduziert wird.
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Die
Merkmale und Vorteile des Modulators gemäß der Erfindung ergeben sich
deutlich aus der nachstehenden Beschreibung eines Beispiels für ein Ausführungsbeispiel, das
nur als Hinweis auf die Erfindung und nicht als Einschränkung derselben
erläutert
wird, wobei auf die beiliegenden Zeichnungen Bezug genommen wird.
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Kurzbeschreibung
der Zeichnungen
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1 stellt eine schematisierte
Ansicht eines I-Q-Modulators dar, der gemäß dem Stand der Technik realisiert
wurde;
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2 zeigt eine schematische
Ansicht eines Schaltungsdetails des Modulators aus 1; und
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3 ist eine schematisierte
Ansicht eines I-Q-Modulators gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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Beschreibung
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Anhand
dieser Figuren und insbesondere des in 3 dargestellten Beispiels ist mit dem
Bezugszeichen 1 ein rauscharmer Modulator vollständig und
in schematisierter Form angegeben, der gemäß der vorliegenden Erfindung
realisiert.
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Der
Modulator 1 zur Phasenquadratur gemäß der Erfindung besitzt von
seiner Struktur her eine Spiegelsymmetrie auf, die durch die Buchstaben
A und B betont wird, welche jeweils Schaltungsstufen bezeichnen, die
sich auf phasengleiche Signale beziehen, die mit I angegeben sind,
sowie auf Quadratursignale, die mit Q bezeichnet werden.
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Der
Modulator 1 jedoch auch unter einem anderen Gesichtspunkt
betrachtet werden kann, insbesondere auch als Schaltungselement,
das im Wesentlichen zwei Funktionsblöcke 2, 3 aufweist.
Der erste Block 2 ist dazu bestimmt, eine Spannungs-Strom-Umsetzung
vorzunehmen, wohingegen der andere Block 3 dazu vorgesehen
ist, eine Frequenzwandlung auszuführen.
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Der
Block 2 zur Spannungs-Strom-Umsetzung weist ein doppeltes
Paar Transistoren Q1a, Q2a sowie Q1b, Q2b auf, ferner einen Degenerationswiderstand
RE1 und ein Paar Stromgeneratoren IB1.
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Die
Transistoren Q1a, Q2a, sowie Q1b, Q2b sind alle vom NMOS-Typ, auch
wenn überhaupt
nichts gegen eine Ausbildung einer Schaltung mit Doppelstromkreis
mit eingebauten Transistoren vom PMOS-Typ spricht. Die Transistoren
Q1a und Q1b weisen jeweils Source-Anschlüsse auf. Zwischen solchen Source-Anschlüssen und
der Vee-Spannungsreferenz befindet sich einer der Stromgeneratoren
IB1.
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Die
Transistoren Q2a und Q2b weisen außerdem jeweilige gemeinsame
Gate-Anschlüsse
auf, ebenso wie sie auch jeweilige Source-Anschlüsse besitzen. Zwischen solche
Source-Anschlüsse
und die Vee-Spannungsreferenz ist der andere Stromgenerator IB1 geschaltet.
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Der
Degenerationswiderstand ist mit den Source-Anschlüssen der
Transistoren Q1a, Q1b sowie Q2a, Q2b verbunden.
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Der
Block 3, welcher die Frequenzwandlung vornimmt, weist ein
Paar Gilbert-Zellen 4 und 5 auf.
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Bei
den Gilbert-Zellen handelt es sich im Wesentlichen um Differentialzellen
mit einem speziellen Aufbau, doch sind sie vom bekannten Typ. Zum
Beispiel sind Gilbert-Zellen, die jenen bei dem erfindungsgemäßen Modulator ähnlich
sind, auch in den in 2 dargestellten
Modulator vom bekannten Typ einbezogen.
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Die
erste Zelle 4 weist die Transistoren von Q3a und Q6a bis
Q6b auf. Jede Zelle 4, 5 empfängt als Eingang ein jeweiliges
Signal VLO,I; VLO,Q in
Form eines Rechtecksignals, das von einem lokalen Oszillator LO wie
jenem erzeugt wird, der in 1 dargestellt
ist.
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Die
Zellen 4 und 5 werden von einer Leitung 6 mit
einer Vcc-Versorgungsspannung gespeist. Außerdem sind zwischen der Leitung 6 und
jedem Zweig der Zellen 4, 5 Ladewiderstände Rc vorgesehen,
um die in den Zellen selbst eingebauten Transistoren korrekt zu
polarisieren. Die erste Zelle 4 weist zwei Schaltungsknoten
A1, A2 zur Verbindung mit dem Block 2 zur Spannungs-Strom-Umsetzung
auf. Der erste Knoten A1 ist mit einem Leitungsanschluss, und zwar
einem Drain-Anschluss, des Transistors Q1a verbunden, während der zweite
Knoten A2 mit dem Drain-Anschluss des Transistors Q2a verbunden
ist. Die zweite Zelle 5 weist zwei Schaltungsknoten B1,
B2 zur Verbindung mit dem Block 2 zur Spannungs-Strom-Umsetzung
auf. Der erste Knoten B1 der zweiten Zelle ist mit einem Leitungsanschluss,
und zwar einem Drain-Anschluss, des Transistors Q1b verbunden, während der
zweite Knoten 32 mit dem Drainanschluss des Transistors
Q2b verbunden ist. Erfindungsgemäß ist es
von Vorteil, dass der Modulator 1 auch einige Senkenwiderstände aufweist.
Insbesondere ist ein Widerstand RB zwischen
jedem der Knoten A1, A2, B1, B2 und der VCC-Versorgungsspannungs-Referenz
vorgesehen. Zur einfacheren Darstellung wird nun die Funktionsweise
eines erfindungsgemäßen Modulators
beschrieben, auch wenn hier nur auf den Abschnitt A Bezug genommen
wird, da die Abschnitte A und B völlig spiegelbildlich ausgebildet
sind. Dabei wird ein Spannungssignal VRF auf Funkfrequenz durch den
Spannungs-Strom-Umsetzer 2 in Strom umgesetzt, welcher
die Transistoren Q1a, Q2a und den Widerstand RE1 umfasst. Der auf
diese Weise erzeugte Strom bezieht sich auf die Gilbert-Zelle 4,
welche die Transistoren Q3a– Q6a
aufweist, welche entsprechend dem Befehl in der Spannung VLO,I, die von dem lokalen Oszillator empfangen
wird, die Phase des Signals invertieren oder auch nicht. Das Signal
mit dem aus der Zelle 4 ausgehenden Strom wird deshalb über die
Ladewiderstände
Rc in ein Spannungssignal umgewandelt. Bei der sich daraus ergebenden
Operation handelt es sich um eine analoge Multiplikation der Signale
VRF auf Funkfrequenz für
das Signal VLO,I in Form einer Rechteckwelle.
Das sich dabei ergebende Signal VIF,1 wird
von verschiedenen harmonischen Anteilen gebildet und wird im Allgemeinen
gefiltert, um die gewünschte
Zwischenfrequenz-Komponente zu extrahieren, welche die Differenz
zwischen den Grundfrequenzen der Signale VRF und
VLO,I darstellt. Die Anordnung der Senkenwiderstände R3 ermöglicht die
Verringerung des Polarisierungsstroms der Zelle 4, wie
nachstehend noch erläutert
wird, mit dem Ziel, das Rauschen zu verringern, das dieser verursacht.
Um die Vorteile der hier angeregten Lösung herauszustellen, ist es
günstig,
diese mit einem herkömmlichen
I-Q-Modulator mit separaten Spannungs-Strom-Umsetzern zu vergleichen,
wie dies in 3 dargestellt
ist. Aus diesem Grund ist es günstig,
diesen Vergleich mit einer gleichen Leistungsverteilung vorzunehmen,
welche zwingend voraussetzt, dass die Stromgeneratoren die Beziehung
IB1 = 2 IB2 erfüllen. Unter solchen
Voraussetzungen sind die Beziehungen der jeweiligen Verstärkungsfaktoren
bei der Umsetzung für die
in 2 und 3 dargestellten Schaltungen wie folgt:
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Jede
der Beziehungen (1) und (2) zeigt einen Term, abhängig von
dem Gegenwirkleitwert gm, bei welcher eine
nicht-ideale Übertragung
des Spannungs-Strom-Wandlers berücksichtigt
wird. Das Erfordernis der Linearität der Schaltung hängt von
einem solchen Term ab. Unter Bedingungen mit einem reichlich bemessenen
Signal schwankt der Gegenwirkleitwert gm wegen der starken Schwankung
des Stroms in den Transistoren erheblich und erzeugt so eine Abhängigkeit
des Umwandlungsfaktors von der Amplitude des Signals selbst.
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Wie
sich aus den Ausdrücken
(1) und (2) ableiten lässt,
zeigen unter der Bedingung RE1 = (1/2)RE2 die beiden Modulatoren das gleiche Erfordernis
der Linearität
und des gleichen Umwandlungsfaktors.
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Deshalb
besitzt der gemäß der vorliegenden
Erfindung vorgesehene Modulator bei gleicher Leistungsabstrahlung
und bei einem Degenerationswiderstand RE1 =
(1/2)RE2 die gleiche Linearität und den
gleichen Spannungsverstärkungsfaktor
wie der herkömmliche
Modulator.
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Jedenfalls
bietet die vorgeschlagene Lösung
im Vergleich zu einem herkömmlichen
Lösungsansatz größere Vorteile
hinsichtlich eines verringerten Rauschens. Unter diesem Gesichtspunkt
sind mit dem Gedanken, die beiden Lösungen miteinander zu vergleichen,
die mathematischen Beziehungen für
den äquivalenten Widerstand
des Eingangsrauschens der in den
3 und
2 dargestellten Schaltungen
nachstehend wiedergegeben:
bei welchen
die folgenden Symbole gelten:
f
b Grundwiderstand
der Transistoren des Spannungs-Strom-Wandlers
gm Gegenwirkleitwert
der Transistoren des Spannungs-Strom-Wandlers
RS Widerstand
der Befehlsquelle des Spannungs-Strom-Wandlers
Stromverstärkungsfaktor
der Transistoren
Koeffizient abhängig von der Umschaltgeschwindigkeit
der Vierer
g
mq Gegenwirkleitwert der
Transistoren der Vierer
r
bq Grundwiderstand
der Transistoren der Vierer
R
sq Widerstand
der Befehlsquelle der Vierer.
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Vergleicht
man die beiden Ausdrücke
und hat RE1 = (1/2)RE2 gesetzt,
um so die gleichen Bedingungen für
die Linearität
wieder herzustellen, ist ein Merkmal der in 3 dargestellten Schaltung im Vergleich
zur herkömmlichen
Topologie ein Rauschbeitrag wegen des Degenerationswiderstands des
Spannungs-Strom-Wandlers (RE1), dividiert
durch zwei, sowie ein Rauschbeitrag infolge des Ladewiderstands
(Rc), verringert um einen Faktor ¼. Des
Weiteren ist dank des vorhandenen Senkenwiderstands R3,
der den Polarisationsstrom von der Gilbert-Zelle subtrahiert und
den Wert des Gegenwirkleitwerts Gmc verringert,
auch der Rauschbeitrag wegen der Zelle 4 geringer als der Beitrag
der Schaltung in 2.
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Ganz
eindeutig erzeugt der Senkenwiderstand RB selbst
einen Rauschbeitrag, der in jedem Fall wegen der üblicherweise
eingesetzten Werte von RB (bei RB << RE1)
vernachlässigbar
klein.
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Zum
besseren Verständnis
der Vorteile der erfindungsgemäßen Lösung könnte es
günstig
sein, die numerischen Werte zu ermitteln, die man mit den Ausdrücken (3)
und (4) für
eine typische Schaltung erhält.
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Nach
dem Einsetzen von IB1 = 3 mA; RB =
30 Ω; RB = 4 kΩ;
RC = 500 Ω; RS =
100 Ω;
Rsq = 30 Ω; β = 70 und γ = 0 aus den Ausdrücken (3)
und (4) erhalten wir REQ = 376 Ω und REQ1 = 2,4 kΩ.
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Äquivalent
bedeutet dies auch Rauschfiguren F1 =
6,8 DB und F2 = 14 dB.
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Deshalb
führt bei
gleicher Abstrahlung und Linearität der hier angeregte Modulator
im Vergleich zu der herkömmlich
verwendeten Schaltung einen deutlich geringeren Rauschpegel ein.
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Die
Schaltungslösung,
die nach der vorliegenden Erfindung angeregt wird, findet bei Anwendungen Verwendung,
bei denen ein geringer Rauschpegel notwendig ist, wie zum Beispiel
bei Empfängern
mit einer Passivantenne und ganz allgemein bei Empfängern mit
besonders strengen Spezifikationen hinsichtlich des Rauschverhaltens.
Wie vorstehend bereits ausführlich
erläutert
wurde, bietet die hier vorgeschlagene Lösung tatsächlich den Vorteil, dass im
Vergleich zu den üblicherweise
verwendeten Schaltungslösungen
unter gleichen Arbeitsbedingungen ein deutlich niedrigerer Rauschpegel
einbracht wird.
