DE102005005332A1

DE102005005332A1 - Mischstufe und Verfahren zur Mischung von Signalen verschiedener Frequenzen

Info

Publication number: DE102005005332A1
Application number: DE102005005332A
Authority: DE
Inventors: Andreas Leistner; Herman Jalli Ng; Hans Prof. Dr. Sapotta
Original assignee: Atmel Germany GmbH
Current assignee: Microchip Technology Munich GmbH
Priority date: 2005-01-28
Filing date: 2005-01-28
Publication date: 2006-08-10
Also published as: US20060172718A1

Abstract

Vorgestellt wird eine Mischstufe (10), die ein differentielles Eingangssignal mit einem differentiellen Rechtecksignal eines Oszillators (12) mischt, mit einem ersten Verstärkerelement (22) und einem zweiten Verstärkerelement (24), die jeweils einen ersten Stromanschluss (34, 36), einen zweiten Stromanschluss (40, 42) und einen Anschluss (14, 16) für das differentielle Eingangssignal aufweisen, vier Steuerelementen (26, 28, 30, 32) sowie einem ersten Ausgang (18) und einem zweiten Ausgang (20), wobei die vier Steuerelemente (26, 28, 30, 32) paarweise durch das differentielle Rechtecksignal ausgesteuert werden und dabei jeden zweiten Stromanschluss (40, 42) abwechselnd und jeweils einzeln mit einem der beiden Ausgänge (18, 20) verbinden. Die Mischstufe (10) zeichnet sich dadurch aus, dass die Feldeffekttransistoren als Verstärkerelemente (22, 24) aufweist, deren erste Stromanschlüsse (34, 36) an ein konstantes Bezugspotential (38) angeschlossen sind. Ferner wird ein Verfahren zur Mischung von Frequenzen vorgestellt, dass diese Mischstufe (10) nutzt.

Description

Die Erfindung betrifft eine Mischstufe, die ein differentielles Eingangssignal mit einem differentiellen Rechtecksignal eines Oszillators mischt, mit einem ersten Verstärkerelement und einem zweiten Verstärkerelement, die jeweils einen ersten Stromanschluss, einen zweiten Stromanschluss und einen Eingang für das differentielle Eingangssignal aufweisen, vier Steuerelementen sowie einem ersten Ausgang und einem zweiten Ausgang, wobei die vier Steuerelemente paarweise durch das differentielle Rechtecksignal ausgesteuert werden und dabei jeden zweiten Stromanschluss abwechselnd und jeweils einzeln mit einem der beiden Ausgänge verbinden.
Die Erfindung betrifft ferner ein Verfahren der Mischung eines ersten Signals, das eine erste Frequenz besitzt, mit einem zweiten Signal, das eine zweite Frequenz besitzt, mit den Schritten: Zuführen des ersten Signals in differentieller Form an einen ersten und einen zweiten Eingang einer Mischstufe mit einem ersten Verstärkerelement und einem zweiten Verstärkerelement, die jeweils einen ersten Stromanschluss, einen zweiten Stromanschluss und einen Eingang für das differentielle Eingangssignal aufweisen, vier Steuerelementen sowie einem ersten Ausgang und einem zweiten Ausgang, wobei die vier Steuerelemente paarweise durch das differentielle Rechtecksignal ausgesteuert werden und dabei jeden zweiten Stromanschluss abwechselnd und jeweils einzeln mit einem der beiden Ausgänge verbinden.

Dabei versteht es sich, dass eine ideale Rechteckform bei technischen Realisierungen immer nur näherungsweise erreichbar ist. Der Begriff des Rechtecksignals richtet sich daher auf alle technisch möglichen Annäherungen an ein Rechtecksignal und umfasst daher auch näherungsweise rechteckförmige Signale, wie sie zum Beispiel bei einer Fouriersynthese eines Rechteckecksignals unter Verwendung endlich vieler Signalkomponenten erzeugt werden.

Eine Mischstufe mit diesen Merkmalen und einer zusätzlichen Stromquelle, die an die ersten Stromanschlüsse der beiden Feldeffekttransistoren angeschlossen ist, ist als Gilbert-Zelle bekannt und wird zum Beispiel in der Veröffentlichung „Eine neue HF-Mischstufe" von Prof. Dr.-Ing Hans A. Sapotta, FH Karlsruhe, MPC-Workshop Februar 2004, erläutert. Ferner ist ein Verfahren mit diesen Merkmalen aus dieser Veröffentlichung bekannt, wobei die Möglichkeit der Verwendung eines Rechtecksignals zwar erwähnt wird, aber wegen nachteiliger Effekte (unerwünschte Oberwellenmischung) für die Gilbert-Zelle abgelehnt wird.

Die Mischstufe ist eine Schaltung von zentraler Bedeutung in der heutigen drahtlosen Kommunikation. Seit der Erfindung des Superhet-Prinzips gegen Ende der Zwanziger Jahre in den USA findet man weltweit Mischstufen in nahezu jedem Empfänger. Ausnahmen bilden nur Funkuhren mit Geradeausempfängern und einfache Fernbedienungen in den USA, die mit Pendelempfängern arbeiten. Daher kann man eine untere Schranke für die Zahl der verwendeten Mischstufen mit der Zahl der weltweit betriebsfähigen Empfänger angeben. Das sind rund 5 Milliarden Radios mit mindestens einer Mischstufe (tatsächlich in der Regel deren 3), 2 Milliarden Fernsehgeräte und nochmals etwa 1 Milliarde Mobiltelefone. Es sind also mindestens 8 Milliarden Mischstufen weltweit im Einsatz. Diese Zahlen belegen die Bedeutung, die Mischstufen in der Praxis zukommt.

Die grundsätzliche Aufgabe einer Mischstufe besteht in einer analog erfolgenden Multiplikation zweier Signale im Hochfrequenzbereich. Setzt man jeweils eine Cosinus-Schwingung für die zwei miteinander zu multiplizierenden Signale an, so erhält man Uout = k·U1·U2 ≈ cosω1t·cosω2t = 0,5·(cos(ω1 – ω2)t + cos(ω1 + ω2)t)

Durch ein nachgeschaltetes Filter kann eine der beiden Frequenzen (ω₁ – ω₂) oder (ω₁ + ω₂) herausgefiltert werden, deren Amplitude proportional zu einer der Eingangsspannungen des Produktes U₁·U₂ ist. Die andere Eingangsspannung kann dabei normiert werden. Prinzipiell wird bei Mischer-Schaltungen eine formal korrekte, analoge Multiplikation zweier Eingangsspannungen gewünscht.

Die genannte Gilbert-Zelle kommt der formal korrekten analogen Multiplikation bereits recht nahe. Bei der Gilbert-Zelle bilden die beiden Feldeffekttransistoren zusammen mit der Stromquelle einen Differenzverstärker, der ein an seinen Eingängen anliegendes Eingangssignal Vin1 verstärkt.

Mit Blick auf mobile Anwendungen ist dabei zunächst der Spannungsbedarf des Differenzverstärkers nachteilig. Mit dem Quartett von vier Schaltertransistoren als Steuerelementen wird der Ausgangsstrom des Differenzverstärkers in Abhängigkeit von einer zweiten Eingangsspannung invertiert. Dabei wird dem Differenzverstärker der Gilbert-Zelle in Superhet-Strukturen als Eingangssignal ein verstärktes und bandbegrenztes Antennensignal angeboten, während das Oszillatorsignal die vier Steuertransistoren steuert.

Vorteile der Gilbert-Zelle gegenüber anderen bekannten Mischerstrukturen liegen darin, dass die gesamte Struktur in einer Technologie (auch in MOS) integrierbar ist, dass nur geringe Oszillatorpegel notwendig sind, dass die Oszillatorabstrahlung in Richtung Antenne beherrschbar wird, und dass das Oszillatorsignal auf der Grundwelle sowohl in Richtung Antenne als auch in Richtung Zwischenfrequenz (ZF)-Verstärker unterdrückt wird, auf der doppelten Oszillatorfrequenz jedoch als Gleichtaktsignal in Richtung Eingang und Ausgang abgegeben wird. Die Gilbert-Zelle ermöglicht damit eine hohe Verstärkung und unterdrückt somit das Nachrauschen des Zwischenfrequenzverstärkers, beziehungsweise ermöglicht die Verwendung von ZF-Filtern mit hoher Einfügedämpfung (SAW-Filter). Vorteilhaft ist auch, dass die Gilbert-Zelle ein sogenannter 4-Quadranten-Mischer ist. Das heißt, dass die beiden Eingangssignale sowohl positive als auch negative Werte annehmen dürfen.

Aufgrund dieser Vorteile bildet die Gilbert-Zelle einen Standard für Mischerschaltungen, der auch als Benchmark bei Vorstellung neuer Technologien verwendet wird. Diesen Vorteilen stehen jedoch auch Nachteile gegenüber, die mangels Alternativen bisher hingenommen wurden. Da die Gilbert-Zelle die Basis eines jeden Superhet-Empfängers ist, muss die Gilbert-Zelle primär die Dynamik-Anforderungen, die an den Empfänger gestellt werden, erfüllen. Unter Dynamik wird dabei zum einen ein geringes Rauschen, zum anderen ein hoher Intercept-Punkt verstanden. Ein Empfang auf der gewünschten Frequenz ist dabei weniger wichtig als das Verhindern eines Empfangs auf anderen, nicht gewünschten Frequenzen. In heutigen Empfängerkonzepten stellt die Mischstufe in Bezug auf die gewünschte Dynamik den Flaschenhals der Signalverarbeitung dar.

Da das Antennensignal den Steueranschlüssen der Transistoren des Differenzverstärkers zugeführt wird, bildet der Differenzverstärker das Verstärkungselement der Gilbert-Zelle. Folglich bestimmt auch das bekannte Intermodulationsverhalten des Differenzverstärkers die Großsignalfestigkeit. Dabei ist der lineare Bereich der Kennlinie meist auf wenige mV um den Wert des Eingangssignals des Differenzverstärkers beschränkt. Durch Einfügen von Emitterwiderständen im Differenzverstärker ist es möglich, den linearen Bereich auszudehnen. Dadurch verschiebt sich allerdings der optimale Generatorwiderstand für minimale Rauschzahlen zu Werten, die in Hochfrequenzschaltungen meist nicht mehr realisiert werden können.

Prinzipiell ist es möglich, die Verstärkung der Gilbert-Zelle durch Variation der zweiten Eingangsspannung, die die vier Steuertransistoren steuert, zu variieren. Da die einzelnen Transistoren jeweils statistisch unkorrelierte Rauschquellen darstellen, geht das Ausgangsrauschen der Schaltung für eine gegen Null gehende zweite Eingangsspannung jedoch nicht im gleichen Maße wie die Verstärkung gegen Null. Daher tendiert die Rauschzahl in den Momenten des Nulldurchgangs der zweiten Eingangsspannung gegen unendlich.

In der genannten Veröffentlichung wird in diesem Zusammenhang die Möglichkeit erwähnt, die Dauer des Nulldurchgangs zu minimieren und die Dauer der maximalen Verstärkung der Mischstufe zu maximieren, indem eine Rechteckspannung als Steuerspannung für die vier Steuertransistoren verwendet wird. Diese Möglichkeit wird aber in demselben Dokument als nachteilig dargestellt, da die Oberschwingungen des Rechtecksignals dann ebenfalls einen Mischvorgang einleiten, was letztlich die Rauschzahl der Gilbert-Zelle erhöht.

Als neue Mischerschaltung schlägt das genannte Dokument eine Schaltung aus drei in Serie geschalteten Blöcken vor. In einem ersten Block werden zwei Feldeffekttransistoren mit einer identischen Drain-Source-Spannung in ihrem Widerstandsbereich betrieben. Grundsätzlich werden bei Feldeffekttransistoren mit einem Sperrbereich, dem Widerstandsbereich und einem auch als Pentodenbereich bezeichneten Sättigungsbereich drei Bereiche voneinander unterschieden, wobei die Transistoren des Feldeffekttransistors einer Gilbert-Zelle im Sättigungsbereich betrieben werden. Im Widerstandsbereich wird der Feldeffekttransistor mit einer Spannung zwischen Gate und Drain betrieben, die größer als die Schwellenspannung des Feldeffekttransistors ist. Dabei stellt sich eine zumindest abschnittsweise näherungsweise lineare Abhängigkeit des Drainstroms von der Gate-Source-Spannungsdifferenz ein. Der Pentodenbereich zeichnet sich dagegen durch eine Spannung zwischen Gate und Drain aus, die kleiner als die Schwellenspannung ist. Dann ergibt sich näherungsweise eine quadratische Funktion für die Abhängigkeit des Drainstroms von der Gate-Source-Spannung.

Beim Betrieb der in dem genannten Dokument vorgeschlagenen Schaltung im Widerstandsbereich ergibt ein zu dem Produkt aus der für beide Feldeffekttransistoren gleichen Drain-Source-Spannung (Vin1) und der Differenz ihrer Gate-Source-Spannungen (Vin2) proportionaler Wert der Differenz der Drainströme. Als Spannungsfolger geschaltete Transistoren einer zweiten Stufe leiten die Drain-Ströme der Feld effekttransistoren in eine dritte Stufe, die zur Stromdifferenzbildung dient und die zum Beispiel einen Stromspiegel aufweisen kann. Eine solche Schaltung zeichnet sich bereits durch eine verbesserte Dynamik und einen verringerten Stromverbrauch aus, ist jedoch nur als 2-Quadranten-Mischer geeignet.

Für den Fall, dass ein 4-Quadranten-Mischer mit einer gegenüber der Dynamik einer Gilbert-Zelle verbesserten Dynamik gewünscht ist, schlägt das genannte Dokument eine Abwandlung dieser mit Feldeffekttransistoren im Widerstandsbereich betriebenen Schaltung vor, bei der ein dritter Feldeffekttransistor und ein vierter Feldeffekttransistor ebenfalls im Widerstandsbereich betrieben wird und an jeweils einen eigenen Spannungsfolger der zweiten Stufe angeschlossen ist. Nachteilig ist hier der durch die beiden zusätzlichen Feldeffekttransistoren erhöhte Flächenbedarf der Schaltung.

Vor diesem Hintergrund besteht die Aufgabe der Erfindung in der Angabe einer Schaltung, die wie eine Gilbert-Zelle als 4-Quadranten-Mischer verwendbar ist, eine erhöhte Dynamik bei erhöhter Spannung aufweist und keinen erhöhten Flächenbedarf der Schaltung aufweist.

Diese Aufgabe wird bei einer Mischstufe der eingangs genannten Art dadurch gelöst, dass die Mischstufe Feldeffekttransistoren als Verstärkerelemente aufweist, deren erste Stromanschlüsse an ein konstantes Bezugspotential angeschlossen sind.

Ferner wird diese Aufgabe bei einem Verfahren der eingangs genannten Art dadurch gelöst, dass als Verstärkerelemente Feldeffekttransistoren verwendet werden, deren erste Stromanschlüsse an ein konstantes Bezugspotential angeschlossen sind und die durch das differentielle Eingangssignal in ihrem Widerstandsbereich ausgesteuert werden.

Von der Gilbert-Zelle unterscheidet sich diese Schaltung strukturell dadurch, dass die Stromquelle des Differenzverstärkers wegfällt. Bei der hier vorgeschlagenen Mischstufe werden die Steuertransistoren der Gilbert-Zelle gleichzeitig als Schalter für den Mischer und als Kaskodentransistoren für die Feldeffekttransistoren verwendet. Durch diese Maßnahmen wird die benötigte Versorgungsspannung reduziert. Gegenüber der anderen in der genannten Veröffentlichung genannten Alternative mit vier im Widerstandsbereich betriebenen Transistoren wird durch die Einsparung des dritten und des vierten Feldeffekttransistors Chipfläche gespart.

Durch die Verwendung eines lokalen Oszillators, der ein Rechtecksignal liefert und Steuerelemente mit einem Rechtecksignal aussteuert, liegt an den Feldeffekttransistoren eine konstante Drain-Spannung, was die Abstrahlung des lokalen Oszillators am Mischereingang reduziert und das Rauschverhalten verbessert. Ein besonderer Vorteil der neuen Schaltung liegt darin, dass die Feldeffekttransistoren im Widerstandsbereich betrieben werden können, weil dies zu einer formal korrekten Multiplikation der Oszillatorfrequenz und der Frequenz des Eingangssignals führt. Die Transistoren des Differenzverstärkers der Gilbert-Zelle werden dagegen im Pentodenbereich betrieben.

Mit Blick auf Ausgestaltungen der Mischstufe ist bevorzugt, dass der erste Stromanschluss des ersten Verstärkerelements über ein erstes Steuerelement mit dem ersten Ausgang und über ein zweites Steuerelement mit dem zweiten Ausgang verbunden ist, der erste Stromanschluss des zweiten Verstärkerelements über ein drittes Steuerelement mit dem ersten Ausgang und über ein viertes Steuerelement mit dem zweiten Ausgang verbunden ist, und dass das differentielle Rechtecksignal das erste Steuerelement zusammen mit dem vierten Steuerelement und das zweite Steuerelement zusammen mit dem dritten Steuerelement differentiell aussteuert.

Diese konkrete schaltungstechnische Ausgestaltung erlaubt eine Aussteuerung der vier Steuerelemente durch das differentielle Rechtecksignal so, dass jeder Stromanschluss abwechselnd und jeweils einzeln mit einem der beiden Ausgänge verbunden wird.

Bevorzugt ist auch, dass der erste Feldeffekttransistor und der zweite Feldeffekttransistor jeweils als NMOS-Transistor und die vier Steuerelemente als bipolare NPN-Transistoren realisiert sind.

Ferner ist bevorzugt, dass der erste Feldeffekttransistor und der zweite Feldeffekttransistor jeweils als NMOS-Transistor und die vier Steuerelemente als NMOS-Transistoren realisiert sind.

Alternativ ist bevorzugt, dass der erste Feldeffekttransistor und der zweite Feldeffekttransistor jeweils als PMOS-Transistor und die vier Steuerelemente als bipolare PNP-Transistoren realisiert sind.

Eine weitere Alternative sieht vor, dass der erste Feldeffekttransistor und der zweite Feldeffekttransistor jeweils als PMOS-Transistor und die vier Steuerelemente als PMOS-Transistoren realisiert sind.

Diese Ausgestaltungen belegen die vielfältige Realisierbarkeit der Vorrichtungsaspekte der Erfindung in Form Integrierter Schaltungen. Dabei ist die Ausgestaltung mit NMOS-Feldeffekttransistoren vom Enhancement-Typ mit bipolaren NPN-Transistoren besonders bevorzugt, weil diese Feldeffekttransistoren die besten Transistoreigenschaften aufweisen und bipolare Transistoren keinen störenden Body-Effekt aufweisen.

Ferner ist bevorzugt, dass der erste Feldeffekttransistor und der zweite Feldeffekttransistor jeweils einen gleichen Transkonduktanzwert und einen gleichen Schwellenspannungswert besitzen.

In Verbindung mit der Aussteuerung der Steuerelemente mit dem Rechtecksignal ergibt sich durch diese Ausgestaltung eine identische, im Idealfall konstante Drain-Source-Spannung der Feldeffekttransistoren, was letztlich eine formal korrekte Mischung durch Multiplikation des Oszillatorsignals mit dem Eingangssignal erlaubt.

Mit Blick auf Ausgestaltungen des Verfahrens ist bevorzugt, dass eine Verstärkung der Mischstufe über eine Arbeitspunktspannung an Steueranschlüssen der Feldeffekttransistoren und/oder an Steueranschlüssen der Steuerelemente eingestellt wird.

Dadurch eignet sich die Mischstufe zum Beispiel als kontinuierlich einstellbares Verstärkungselement in einer Automatic-Gain-Control (AGC) Regelschleife.

Ferner wird die Mischstufe bevorzugt in einer mobilen Anwendung verwendet, weil sich bei dieser Anwendung der durch den Wegfall der Stromquelle der Gilbert-Zelle verringerte Spannungsbedarf besonders vorteilhaft in einer Verringerung der Leistungsaufnahme auswirkt.

Weitere Vorteile ergeben sich aus der Beschreibung und der beigefügten Figur.

Es versteht sich, dass die vorstehend genannten und die nachstehend noch zu erläuternden Merkmale nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar sind, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.

Zeichnungen
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der beiliegenden Zeichnung dargestellt und werden in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Dabei zeigt die 1 in schematischer Form explizit eine erste Ausgestaltung einer Mischstufe mit NMOS-Transistoren als Feldeffekttransistoren und bipolaren Transistoren als Steuerelementen.
Im Einzelnen zeigt die 1 eine Mischstufe 10 mit einem Oszillator 12, einem ersten Eingang 14, einem zweiten Eingang 16, einem ersten Ausgang 18, einem zweiten Ausgang 20, einem ersten Feldeffekttransistor 22, einem zweiten Feldeffekttransistor 24, und vier Steuerelementen 26, 28, 30 und 32. Die Feldeffekttransistoren dienen dabei als die eingangs genannten Verstärkerelemente. Ein erster Stromanschluss 34 des ersten Feldeffekttransistors 22 ist mit einem ersten Stromanschluss 36 des zweiten Feldeffekttransistors und einem Bezugspotential 38 verbunden. Ein zweiter Stromanschluss 40 des ersten Feldeffekttransistors 22 ist über ein erstes Steuerelement 26 mit dem ersten Ausgang 18 und über ein zweites Steuerelement 28 mit dem zweiten Ausgang 20 verbunden. Ein zweiter Stromanschluss 42 des zweiten Feldeffekttransistors 24 ist über ein drittes Steuerelement 30 mit dem ersten Ausgang 18 und über ein viertes Steuerelement 32 mit dem zweiten Ausgang 20 verbunden. Die beiden Ausgänge 18 und 20 führen zum Beispiel in einen Ausgangsschaltkreis 19, in dem über die Ausgänge 18, 20 fließende Ströme in Spannungen umgewandelt und Signale demoduliert werden.
Ein Steueranschluss 44 des ersten Steuerelements 26 ist mit einem Steueranschluss 46 des vierten Steuerelements 32 und einem ersten Oszillatorausgang 48 verbunden. Entsprechend ist ein Steueranschluss 50 des zweiten Steuerelements 28 mit einem Steueranschluss 52 des dritten Steuerelements 30 und einem zweiten Oszillatorausgang 54 verbunden. Der Oszillator 12 stellt zwischen seinen Oszillatorausgängen 48, 54 das Rechtecksignal in differentieller Form bereit, so dass ein Signalpegel am Oszillatorausgang 48 hoch (niedrig) ist, wenn ein Signalpegel am Oszillatorausgang 54 niedrig (hoch) ist. Das Rechtecksignal kann zum Beispiel um jeweils +/– 0,5 Volt digital um einen Gleichtaktaussteuerwert von 1 Volt schwingen. Das Signal zwischen den Eingängen 14 und 16 kann zum Beispiel ein analoges Signal einer Empfangsantenne 21 sein, das durch einen Eingangsschaltkreis 23 aufbereitet und/oder verstärkt worden ist. Für ein Verständnis der Mischstufe 10 kann man von einem Sinussignal oder Cosinussignal zwischen den Eingängen 14 und 16 ausgehen.
Die Feldeffekttransistoren 22 und 24 können sowohl als Junction FET als auch als MOSFET realisiert sein. In der dargestellten Ausgestaltung sind die Feldeffekttransistoren 22 und 24 als N-Kanal-MOSFET und die vier Steuerelemente 26, 28, 30, 32 als bipolare NPN-Transistoren realisiert. Entsprechend sind die der ersten Stromanschlüsse 34 und 36 Sourceanschlüsse und die zweiten Stromanschlüsse 40 und 42 Drainanschlüsse.
Solche Feldeffekttransistoren 22, 24 besitzen bekanntlich drei Arbeitsbereiche, den Sperrbereich, den Widerstandsbereich und den Sättigungsbereich. Im Widerstandsbereich folgt der Feldeffekttransistor der Beziehung ID = B0(VGS – VTH – VDS/2)VDS
Dabei kennzeichnet B0 den sogenannten Transkonduktanzfaktor, in den die Gateoxiddicke und die Beweglichkeit der Ladungsträger eingeht. VTH ist die Schwellenspannung des Transistors. In der dargestellten Schaltung fließt in den zweiten Stromanschluss 40 des ersten Feldeffekttransistors 22 ein Drainstrom ID1 und in den zweiten Stromanschluss 42 des zweiten Feldeffekttransistors 24 fließt ein Drainstrom ID2.
Im Rahmen einer bevorzugten Ausgestaltung besitzen die beiden Feldeffekttransistoren 22, 24 jeweils gleich Transkonduktanzfaktoren B01, B02 und gleiche Schwellenspannungen VTH1 und VTH2. Wenn die Steuerelemente 26, 28, 30 und 32 durch das Rechtecksignal digital zwischen Zuständen „leitend" und „nichtleitend" umgesteuert werden, ergibt sich für beide Feldeffekttransistoren eine identische konstante Drain-Source-Spannung VDS zwischen ihren Anschlüssen 40 und 34, beziehungsweise 42 und 36.
Wegen der identischen Drain-Source-Spannung VDS kann man für die Drain-Ströme schreiben: ID1 = B0(VGS1 – VTH – VDS/2) VDS und ID2 = B0(VGS2 – VTH – VDS/2) VDS.
Bildet man die Differenz beider Drain-Ströme ID1, ID2, so erhält man den linearen Zusammenhang zwischen Drainstromdifferenz und Gatespannungsdifferenz ID1 – ID2 = B0VDS(VGS1 – VGS2).
Jeder dieser Drainströme ID1 und ID2 wird über die vier Steuertransistoren 26, 28, 30, 32 abwechselnd auf den ersten Ausgang 18 und den zweiten Ausgang 20 geschaltet, was wegen der Ansteuerung der vier als Steuerelemente dienenden Steuertransistoren 16, 28, 30, 31 mit einem differentiellen Rechtecksignal einer Multiplikation jedes Drainstroms ID1, ID2 mit einem periodisch wechselnden Vorzeichen entspricht. Das resultierende Produkt der Ausgangsströme, also der Ströme zu/von den Ausgängen 18, 20 enthält dann Terme mit den Frequenzen (ω₁ – ω₂), (ω₁ + ω₂), wobei die Indices 1 und 2 in dieser Reihenfolge dem Eingangssignal und dem Oszillatorsignal zugeordnet sind. Der Summenterm und der Differenzterm ergibt sich dabei jeweils durch die Multiplikation des Eingangssignals, das in differentieller Form zwischen den Eingängen 14 und 16 anliegt, mit der ersten Fourierkomponente des Rechtecksignals, also einer Winkelfunktion in deren Argument die Oszillatorfrequenz steht.
Wieder kann durch ein nachgeschaltetes Filter im Ausgangsschaltkreis 19 eine der beiden Frequenzen (ω₁ – ω₂) oder (ω₁ + ω₂) herausgefiltert werden, deren Amplitude proportional zu einer der Eingangsspannungen des Produktes U₁·U₂ ist. Die andere Eingangsspannung kann dabei normiert werden.
Weitere Terme höherer Ordnung, wie sie bei der Multiplikation mit weiteren Fourierkomponenten mit dem dreifachen, fünffachen, siebenfachen usw. der Oszillatorfrequenz erzeugt werden, werden durch die Filterung ebenfalls ausgeblendet.
Wie bereits erwähnt wurde, zeigt die 1 explizit eine Mischstufe 10, bei der die Feldeffekttransistoren 22 und 24 jeweils als NMOS-Transistor und die vier Steuerelemente 26, 28, 30, 32 als bipolare NPN-Transistoren realisiert sind. Es versteht sich aber, dass der erste Feldeffekttransistor 22 und der zweite Feldeffekttransistor 24 jeweils als NMOS-Transistor und die vier Steuerelemente 26, 28, 30, 32 als NMOS-Transistoren realisiert sein können, oder dass der erste Feldeffekttransistor 22 und der zweite Feldeffekttransistor 24 jeweils als PMOS-Transistor realisiert und die vier Steuerelemente 26, 28, 30, 32 als bipolare PNP-Transistoren realisiert sein können, oder dass der erste Feldeffekttransistor 22 und der zweite Feldeffekttransistor 24 jeweils als PMOS-Transistor realisiert sind und die vier Steuerelemente 26, 28, 30, 32 als PMOS-Transistoren realisiert sein können.
Ausgangsschaltkreis 19 und Eigangsschaltkreis 23 können über eine Verbindung 25 miteinander verbunden sein, um zum Beispiel eine Regelschleife zur Regelung der Verstärkung der Feldeffekttransistoren über eine Regelung des Gleichtaktwerts ihrer Aussteuerung zu realisieren. Ähnlich kann der Ausgangsschaltkreis 19 auch über eine Verbindung 27 mit dem Oszillator 12 verbunden sein, um dessen Frequenz so abzustimmen, dass eine gewünschte Empfangsfrequenz auf eine vorbestimmte Zwischenfrequenz verlagert wird und/oder um einen Gleichtaktwert des differentiellen Oszillatorsignals für eine Arbeitspunkteinstellung der Steuerelemente 26, 28, 30, 32 einzustellen.
Die Spannungen an der Basis der als Steuerelemente 26, 28, 30, 32 dienenden Bipolartransistoren ergeben sich durch eine Überlagerung einer Arbeitspunktgleichspannung V_DC2 und einer differentiellen Wechselspannung V_in2 : V_DC2 ± ½V_in2. Die Spannungen an den Eingängen 14 und 16, also an Gate-Anschlüssen der Feldeffekttransistoren 22 und 24, ergeben sich aus einer Überlagerung einer Arbeitspunktgleichspannung V_DC1 und einer differentiellen Wechselspannung V_in1 : V_DC1 ± ½V_in1. Über die Arbeitspunktspannungen V_DC2 an der Basis der Steuerelemente 26, 28, 30, 32 und V_DC1 am Gate der Feldeffekttransistoren 22 und 24 kann die Verstärkung der Mischstufe 10 kontinuierlich eingestellt werden. Insbesondere die Source-Drain Arbeitspunktspannung der Feldeffekttransistoren 22 und 24, die über die Spannung V_DC2 an der Basis der Steuerelemente 26, 28, 30, 32 eingestellt wird, hat einen direkten Einfluss auf die Transkonduktanz der MOS-Verstärkerstufe aus den Feldeffekttransistoren 22, 24 dieser Mischstufe 10. Dadurch ist es möglich, die Mischstufe 10 als kontinuierlich einstellbares Verstärkungselement in der AGC Regelschleife einzusetzen.
Für eine Realisierung der AGC-Regelschleife weist der Ausgangsschaltkreis 19 einen Signalhöhendetektor (level detector), einen Vergleicher, einen Signalhöhensollwertgeber, einen Integrator und ein Steuerelement auf, das über die Verbindung 25 zum Eingangsschaltkreis 23 die Arbeitspunktspannung der Feldeffekttransistoren 22, 24 und über die Verbindung 27 zum Oszillator 12 die Arbeitspunktspannung der Steuerelemente 26, 28, 30, 32 steuert. Die vom Signalhöhendetektor detektierte Signalhöhe des zwischen den Ausgängen 18 und 20 liegenden Ausgangssignals der Mischstufe 10 wird vom Vergleicher mit einem Sollwert aus dem Sollwertgeber vergleichen, was zum Beispiel durch eine Differenzbildung erfolgen kann. Die Differenz wird dann integriert und steuert über den durch das Steuerelement geschlossenen Regelkreis die genannten Arbeitspunktspannungen.

Claims

Mischstufe (10), die ein differentielles Eingangssignal mit einem differentiellen Rechtecksignal eines Oszillators (12) mischt, mit einem ersten Verstärkerelement (22) und einem zweiten Verstärkerelement (24), die jeweils einen ersten Stromanschluss (34, 36), einen zweiten Stromanschluss (40, 42) und einen Anschluss (14, 16) für das differentielle Eingangssignal aufweisen, vier Steuerelementen (26, 28, 30, 32) sowie einem ersten Ausgang (18) und einem zweiten Ausgang (20), wobei die vier Steuerelemente (26, 28, 30, 32) paarweise durch das differentielle Rechtecksignal ausgesteuert werden und dabei jeden zweiten Stromanschluss (40, 42) abwechselnd und jeweils einzeln mit einem der beiden Ausgänge (18, 20) verbinden, dadurch gekennzeichnet dass die Mischstufe (10) Feldeffekttransistoren als Verstärkerelemente (22, 24) aufweist, deren erste Stromanschlüsse (34, 36) an ein konstantes Bezugspotential (38) angeschlossen sind.
Mischstufe (10) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Stromanschluss (40) des ersten Verstärkerelements (22) über ein erstes Steuerelement (26) mit dem ersten Ausgang (18) und über ein zweites Steuerelement (28) mit dem zweiten Ausgang (20) verbunden ist, der zweite Stromanschluss (42) des zweiten Verstärkerelements (24) über ein drittes Steuerelement (30) mit dem ersten Ausgang (18) und über ein viertes Steuerelement (32) mit dem zweiten Ausgang (20) verbunden ist, und dass das differentielle Rechtecksignal das erste Steuerelement (26) zusammen mit dem vierten Steuerelement (32) und das zweite Steuerelement (28) zusammen mit dem dritten Steuerelement (30) differentiell aussteuert.
Mischstufe (10) nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Feldeffekttransistor (22) und der zweite Feldeffekttransistor (24) jeweils als NMOS-Transistor und die vier Steuerelemente (26, 28, 30, 32) als bipolare NPN-Transistoren realisiert sind.
Mischstufe (10) nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Feldeffekttransistor (22) und der zweite Feldeffekttransistor (24) jeweils als NMOS-Transistor und die vier Steuerelemente (26, 28, 30, 32) als NMOS-Transistoren realisiert sind.
Mischstufe (10) nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Feldeffekttransistor (22) und der zweite Feldeffekttransistor (24) jeweils als PMOS-Transistor realisiert und die vier Steuerelemente (26, 28, 30, 32) als bipolare PNP-Transistoren realisiert sind.
Mischstufe (10) nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Feldeffekttransistor (22) und der zweite Feldeffekttransistor (24) jeweils als PMOS-Transistor realisiert sind und die vier Steuerelemente (26, 28, 30, 32) als PMOS-Transistoren realisiert sind.
Mischstufe (10) nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Feldeffekttransistor (22) und der zweite Feldeffekttransistor (24) jeweils einen gleichen Transkonduktanzwert und einen gleichen Schwellenspannungswert besitzen.
Verfahren der Mischung eines ersten Signals, das eine erste Frequenz besitzt, mit einem zweiten Signal, das eine zweite Frequenz besitzt, mit den Schritten: Zuführen des ersten Signals in differentieller Form an einen ersten Eingang (14) und einen zweiten Eingang (16) einer Mischstufe (10) mit einem ersten Verstärkerelement (22) und einem zweiten Verstärkerelement (24), die jeweils einen ersten Stromanschluss (34, 36), einen zweiten Stromanschluss (40, 42) und einen Anschluss (14, 16) für das differentielle Eingangssignal aufweisen, vier Steuerelementen (26, 28, 30, 32) sowie einem ersten Ausgang (18) und einem zweiten Ausgang (20), wobei die vier Steuerelemente (26, 28, 30, 32) paarweise durch das differentielle Rechtecksignal ausgesteuert werden und dabei jeden zweiten Stromanschluss (40, 42) abwechselnd und jeweils einzeln mit einem der beiden Ausgänge (16, 18) verbinden, dadurch gekennzeichnet, dadurch gekennzeichnet, dass als Verstärkerelemente (22, 24) Feldeffekttransistoren verwendet werden, deren erste Stromanschlüsse (34, 36) an ein konstantes Bezugspotential (38) angeschlossen sind und die durch das differentielle Eingangssignal in ihrem Widerstandsbereich ausgesteuert werden.
Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass eine Verstärkung der Mischstufe (10) über eine Arbeitspunktspannung an Steueranschlüssen (14, 16) der Feldeffekttransistoren (22, 24) und/oder an Steueranschlüssen (44, 46, 50, 52) der Steuerelemente (26, 32, 28, 30) eingestellt wird.
Verwendung einer Mischstufe (10) nach wenigstens einem der Ansprüche 1 bis 6 in einer mobilen Anwendung.