DE602004003145T2

DE602004003145T2 - Mischerschaltung, empfänger mit einer mischerschaltung, drahtlose kommunikationsvorrichtung mit einem empfänger, methode zur erzeugung eines ausgangssignals durch mischen eines eingangssignals mit einem oszillatorsignal

Info

Publication number: DE602004003145T2
Application number: DE602004003145T
Authority: DE
Inventors: A. Eric KLUMPERINK; M. Simon LOUWSMA; F. Eduard STIKVOORT
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 2003-06-10
Filing date: 2004-06-01
Publication date: 2007-08-23
Anticipated expiration: 2024-06-02
Also published as: US7319851B2; EP1636901B1; JP4510013B2; JP2006527565A; CN100533951C; DE602004003145D1; CN1802786A; ATE344984T1; WO2004109904A1; EP1636901A1; US20060135109A1

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Mischerschaltung mit einem Eingangsknoten zum Empfangen eines Eingangssignals, mit einem ersten Ausgangsknoten und einem zweiten Ausgangsknoten, mit Spannung-Strom-Umwandlungsmitteln und mit Umschaltmitteln, die miteinander und mit dem Eingangsknoten wirksam gekoppelt sind, wobei der erste Ausgangsknoten und der zweite Ausgangsknoten ein gemischtes Ausgangssignal an dem ersten Ausgangsknoten und dem zweiten Ausgangsknoten erzeugen, und zwar in Reaktion auf ein Oszillatorsignal.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich weiterhin auf einen Empfänger zum Empfangen von Funkfrequenzsignalen mit einem Antennenteil, der mit einem Empfängerteil mit einem örtlichen Oszillator gekoppelt ist zum Erzeugen einer Oszillatorfrequenz, vorgesehen zum Liefern eines Signals mit einer anderen Frequenz.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich ferner auf eine drahtlose Kommunikationsanordnung, die einen Empfänger aufweist, der mit einem Signalverarbeitungsteil gekoppelt ist zum Verarbeiten des Signals mit einer niedrigeren Frequenz, die von dem Empfänger erzeugt wird.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich ebenfalls auf ein Verfahren zum Erzeugen eins Ausgangssignals durch Mischung eines Eingangssignals mit einem Oszillatorsignal, wobei das Ausgangssignal einen ersten Ausgangsstrom und einen zweiten Ausgangsstrom aufweist, in einer Mischerschaltung, die einen Eingangsknoten zum Empfangen des Eingangssignals hat, einen ersten Ausgangsknoten zum Liefern des ersten Ausgangsstroms, und einen zweiten Ausgangsknoten zum Liefern des zweiten Ausgangsstroms, Spannung-Strom-Umwandlungsmittel und Schaltmittel, die miteinander und mit dem Eingangsknoten, dem ersten Ausgangsknoten und dem zweiten Ausgangsknoten wirksam gekoppelt sind, zum Erzeugen des Ausgangssignals an dem ersten Ausgangsknoten und dem zweiten Ausgangsknoten, und zwar in Reaktion auf das Oszillatorsignal.
Eine bekannte Mischerschaltung der eingangs beschriebenen Art (siehe beispielsweise das Dokument US 2003/078026A), umfasst einen ersten Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor vom N-Kanaltyp (N-MOSFET) zum Umwandeln eines HF-Signals, das einem Vorspannungssignal, das der Gate-Elektrode zugeführt wird, überlagert ist, in einen Drain-Strom an der Drain-Elektrode, während die Source-Elektrode mit einer negativen Speisespannungsschiene verbunden ist. Die bekannte Mischerschaltung umfasst weiterhin einen zweiten und dritte N-MOSFET, deren Source-Elektroden mit der Drain-Elektrode des ersten N-MOSFETs verbunden sind, wobei die Drain-Elektrode des zweiten N-MOSFETs ein erster Stromausgangsknoten ist, und die Drain-Elektrode des dritten N-MOSFETs ein zweiter Stromausgangsknoten ist. Der zweite und dritte N-MOSFET werden als Schalter betrieben. Während einer ersten Phase eines Ortsoszillatorsignals wird der zweite N-MOSFET leitend, wodurch der Drain-Strom des ersten N-MOSFETs der Drain-Elektrode des zweiten N-MOSFETs als ein erster Ausgangsstrom zugeführt wird. Während der zweiten Phase des Ortsoszillatorsignals wird der dritte N-MOSFET leitend, wodurch der Drain-Strom des ersten N-MOSFETs der Drain-Elektrode des dritten N-MOSFETs als zweiter Ausgangsstrom zugeführt wird.
Mischer werden allgemein zur Frequenzübersetzung in HF-Kommunikationssystemen verwendet. Die Frequenzübersetzung rührt von der Multiplikation des HF-Eingangssignals mit einem Ortsoszillatorsignal her. In der Praxis werden Mischer vorzugsweise unter Anwendung sog. "Harter Umschaltung" über ein großes Ortsoszillatorsignal implementiert, das mathematisch der Multiplikation mit einer Rechteckwelle statt mit einer Sinuswelle entspricht. Dies macht eine höhere Umwandlungsverstärkung (2/π statt 1/2) und einen niedrigeren Rauschanteil. Insbesondere in komplementären Metall-Oxid-Halbleiter (CMOS) und bipolaren Metall-Oxid-Halbleiter (BiCMOS) integrierten Schaltungsprozesstechnologien benutzen die meisten Mischerschaltungen das Umschalten.
Ein bekanntes Problem zur Verwirklichung analoger Schaltungsanordnungen in aktuellen und künftigen CMOS und BiCMOS Technologien ist ein sicht fortsetzender Trend in Reduktion der Speisespannung. Dies führt zu gesperrten oder schlecht leitenden Schaltern in dem sog. "Mittenspannungsbereich", der irgendwo zwischen den positiven und den negativen Speisespannungen liegt und wesentlich anders ist als diese Speisespannungen. Dieses Problem drück sich selber in analogen und gemischten analog-digitalen Schaltungen mit Schaltern, wie Analog-Digital-Wandlern, Digital-Analog-Wandlern aus, aber auch in der bekannten Mischerschaltung.
Im Betrieb des ersten N-MOSFETs in der bekannten Mischerschaltung zur Linearität der Spannung-Strom-Umwandlung ist es erforderlich, dass es genügend Gate- Source- und Drain-Source-Kopffreiheit gibt um in starker Inversion und Sättigung zu arbeiten. Andererseits ist es erforderlich, dass die Gate-Source-Spannungen des zweiten und dritten N-MOSFETs groß genug sind um zwischen der Drain-Elektrode des ersten N-MOSFETs und dem ersten und zweiten Stromausgangsknoten eine niederohmige Stromstrecke zu bilden, wenn der zweite bzw. dritte N-MOSFET eingeschaltet wird. Dies kann auch dadurch erreicht werden, dass die ganze Mischerschaltung mit einer ausreichend hohen Speisespannung betrieben wird oder dadurch, dass die Mischerschaltung mit einer niedrigeren Speisespannung betrieben wird und dass die Gate-Elektroden des zweiten und dritten N-MOSFETs separat mit Spannungen betrieben werden, die weit über der Speisespannung liegen.
Die erste Annäherung ist ungünstig, da diese Speisespannungen erfordern kann, die höher liegen als aus dem Gesichtspunkt der IC-Verarbeitungstechnologie erlaubt, wodurch die Zuverlässigkeit des N-MOSFETs verschlechtert wird, was zu einer reduzierten Lebensdauer der Mischerschaltung führt. Die zweite Annäherung ist ungünstig, da die erforderlichen Treiberschaltung den Schaltungsentwurf kompliziert machen, insbesondere bei hohen Frequenzen in dem GHz-Bereich. Weiterhin kann auch in dieser Annäherung die Zuverlässigkeit ein Punkt sein, weil die erforderlichen Treiberspannungen über die Speisespannung liegen.
Es ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Mischerschaltung zu erhalten, ohne dass eine höhere Speisespannung oder eine Treiberschaltung zur Lieferung von Spannungen außerhalb des Speisespannungsbereichs erforderlich sind.
Dazu schafft die vorliegende Erfindung eine Mischerschaltung der eingangs definierten Art, die das Kennzeichen aufweist, dass

– die Spannung-Strom-Umwandlungsmittel Folgendes umfassen: – einen ersten Spannung-Stromwandler, von dem eine erste Steuerelektrode mit dem Eingangsknoten gekoppelt ist, und eine erste leitende Hauptstrecke, von der eine erste Ausgangselektrode mit dem ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist, und eine erste Umschaltelektrode mit den Umschaltmitteln gekoppelt ist; – einen zweiten Spannung-Stromwandler, von dem eine zweite Steuerelektrode mit dem Eingangsknoten gekoppelt ist, und eine zweite leitende Hauptstrecke, von der eine zweite Ausgangselektrode mit dem zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist, und eine zweite Umschaltelektrode, die mit dem Umschaltmitteln gekoppelt ist; und
– die Umschaltmittel dazu vorgesehen sind, folgende Elemente zu koppeln: – die erste Umschaltelektrode mit einer ersten Speisespannung und die zweite Umschaltelektrode mit einer zweiten Speisespannung, und zwar während einer ersten Phase des Oszillatorsignals, und – die erste Umschaltelektrode mit der zweiten Speisespannung und die zweite Umschaltelektrode mit der ersten Speisespannung, und zwar während einer zweiten Phase des Oszillatorsignals.

Im Betrieb sollen die Schaltknoten der ersten und der zweiten umschaltbaren Spannung-Strom-Wandler entweder zu der ersten Speisespannung oder zu der zweiten Speisespannung gezogen werden. Dies erfordert, dass die Umschaltmittel niederohmige Leitungsstrecken aufbauen, und zwar in der Nähe der ersten oder der zweiten Speisespannung, stattdessen, dass die Umschaltmittel neiderohmige Leitungsstrecken mit einer Spannung in dem Mittenspannungsbereich aufbauen. Dies umgeht die Notwendigkeit, dass die Mischerschaltung mit einer Speisespannung arbeitet, die aus dem Gesichtspunkt der Zuverlässigkeit höher ist als die gewünschte Spannung. Es ist auch nicht notwendig, eine Treiberschaltung vorzusehen zum Erhalten von Spannungen außerhalb des Speisespannungsbereichs zum Betreiben der Umschaltmittel.
Ein Empfänger der oben beschriebenen Art weist das Kennzeichen auf, dass der Empfangsteil eine Mischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung umfasst zum Mischen des Oszillatorsignals mit den HF-Signalen.
Eine drahtlose Kommunikationsanordnung der oben beschriebenen Art weist das Kennzeichen auf, dass der Empfänger ein Empfänger nach der vorliegenden Erfindung ist.
Ein Verfahren zum Erzeugen eines Ausgangssignals durch Mischung eines Eingangssignals mit einem Oszillatorsignal der oben beschriebenen Art, weist das Kennzeichen auf, dass

– die Spannung-Strom-Umwandlungsmittel die nachfolgenden Elemente aufweisen: – einen ersten Spannung-Stromwandler, von dem eine erste Steuerelektrode mit dem Eingangsknoten gekoppelt ist, und eine erste leitende Hauptstrecke, von der eine erste Ausgangselektrode mit dem ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist, und eine erste Schaltelektrode mit den Schaltmitteln gekoppelt ist; – einen zweiten Spannung-Stromwandler, von dem eine zweite Steuerelektrode mit dem

Eingangsknoten gekoppelt ist, und eine zweite leitende Hauptstrecke, von der eine zweite Ausgangselektrode mit dem zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist und eine zweite Schaltelektrode mit den Schaltmitteln gekoppelt ist; und

– die Schaltmittel die nachfolgenden Elemente koppeln: – die erste Schaltelektrode mit der ersten Speisespannung und die zweite Schaltelektrode mit einer zweiten Speisespannung, und zwar während einer ersten Phase des Oszillatorsignals, und – die erste Schaltelektrode mit der zweiten Speisespannung und die zweite Schaltelektrode mit der ersten Speisespannung, und zwar während einer zweiten Phase des Oszillatorsignals.

Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
1A eine schematische Darstellung einer bekannten Mischerschaltung,
1B eine schematische funktionelle Darstellung der bekannten Mischerschaltung nach 1A,
2A eine schematische funktionelle Darstellung einer Ausführungsform einer Mischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung,
2B eine schematische funktionelle Darstellung einer anderen Ausführungsform einer Mischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung,
2C eine schematische funktionelle Darstellung noch einer anderen Ausführungsform einer Mischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung,
3 Graphiken mit simulierter thermischer Ausgangsrauschstromdichte gegenüber einer Ortsoszillatorfrequenz für eine Mischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung und für eine bekannte Mischerschaltung,
4 ein schematisches Schaltbild einer Ausführungsform einer Mischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung, verwirklicht als integrierte Schaltung,
5 Graphiken mit einer gemessenen Umwandlungsverstärkung gegenüber einer Ortsoszillatorfrequenz für eine Mischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung, wie in 4 dargestellt,
6 Graphiken mit gemessener Linearität gegenüber einer Ortsoszillatorfrequenz für die Mischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung, dargestellt in 4,
7 Graphiken mit gemessenem Ausgangsrauschen gegenüber einer Ortsoszillatorfrequenz für die Mischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung, dargestellt in 4; und
8 eine schematische Darstellung eines Empfängers mit einer Mischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung.
In diesen Figuren sind identische Elemente durch entsprechende Bezugszeichen angegeben.
1A zeigt eine schematische Darstellung einer bekannten Mischerschaltung. Es ist ein allgemein bekannter aktiver Mischer. Er besteht aus einem ersten N-MOSFET M1, einem zweiten N-MOSFET M2, einem dritten N-MOSFET M3 und einem Ladenetzwerk LOAD. Die Source-Elektrode des ersten N-MOSFETs M1 ist mit der negativen Speisespannungsschiene VSS verbunden, die Drain-Elektrode ist mit einem inneren Knoten N1 verbunden, während ein Eingangssignal VB+VRF an der Gate-Elektrode vorgesehen ist. Die Source-Elektrode des zweiten N-MOSFETs ist mit dem internen Knoten N1 verbunden, die Drain-Elektrode ist mit dem Ladenetzwerk LOAD verbunden, während ein erstes Ortsoszillatorsignal LO+ an der Gate-Elektrode vorgesehen wird. Die Source-Elektrode des dritten N-MOSFETs ist mit dem internen Knoten N1 verbunden, die Drain-Elektrode ist mit dem Ladenetzwerk LOAD verbunden, während ein zweites Ortsoszillatorsignal LO– an der Gate-Elektrode vorgesehen wird. Weiterhin ist das Ladenetzwerk LOAD mit der positiven Speisespannungsschiene VDD verbunden. Der erste N-MOSFET M1 bildet eine Transkonduktanzstufe oder einen Spannung-Strom-Wandler. Der zweite N-MOSFET M2 und der dritte N-MOSFET M3 sind Schalter.
Die Transkonduktanzstufe M1 wird um eine Vorspannung VB vorgespannt und ist entworfen zum Implementieren einer linearen Spannung-Strom-Umwandlung eines Eingangsspannungssignals VRF, das der Vorspannung VB überlagert ist, in die Variation des Drain-Stromes des ersten N-MOSFETs M1. Für Linearisierungszwecke kann ein Source-Degenerationswiderstand zwischen die Source-Elektrode des N-MOSFETs M1 und die negative Speisespannungsschiene VSS eingefügt werden.
Die Schalter M1 und M3 werden von dem ersten Ortsoszillatorsignal LO+ und dem zweiten Ortsoszillatorsignal LO– betrieben, die zueinander in Gegenphase sind. Die beiden Oszillatorsignale werden um eine Vorspannung VBLO ausgeglichen, was in 1A nicht angegeben ist. Zum Nachahmen der Multiplikation mit einem Rechtecksignal mit der Ortsoszillatorfrequenz muss die Amplitude der beiden Ortsoszillatorsignale LO– und LO+ hoch genug gewählt werden um den Transkonduktorstrom völlig umzuschalten, der an der Drain-Elektrode der Transkonduktanzstufe M1 geliefert wird, um den Strom IOUT1, den Drain-Strom des N-MOSFETs M1, oder IOUT2, den Drain-Strom des N-MOSFETs M2 zu liefern.
Die N-MOSFETen M2 und M3 werden vorzugsweise in gesättigtem Zustand betrieben um abwechselnd als Kaskadenanordnung für den N-MOSFET M1 zu arbeiten, wodurch der Ausgangswiderstand und die Linearität der Mischerschaltung verbessert wird. Je nach der Applikation kann das Ladenetzwerk LOAD verschieden sein. So kann es beispielsweise aus zwei Widerständen bestehen, welche die Drain-Elektroden der N-MOSFETen M2 und M3 mit der positiven Speiseschiene VDD verbinden. Dies schafft eine Breitband-Spannungsumwandlungsverstärkung. Auf alternative Weise kann das Ladenetzwerk LOAD ein abgestimmtes LC Netzwerk sein zum Schaffen von Verstärkung nur in einem schmalen Frequenzband. In anderen Fällen ist das Arbeitsprinzip der Mischerschaltung das gleiche.
Um Im Betrieb eine gute Linearität zu schaffen, muss der N-MOSFET M1 in der Mischerschaltung aus 1A genügend Gate-Source- und Drain-Source-Spannungskopfraum haben: nur dann, wenn N-MOSFET M1 in starker Inversion sowie in Sättigung ist, erreicht die Transkonduktanzstufe eine gute Linearität. Bei einem IPP3 gut über 0 dBm liegen typische minimale Drain-Source-Spannungswerte für einen 0,18 μm CMOS-Prozess in dem Bereich von 0,5 Volt oder mehr. Bei Schwellenspannungen um 0,5 Volt herum bedeutet dies, dass die minimale Spannung der Gate-Elektroden der N-MOSFETen M2 und M3, zum Einschalten dieser Anordnungen, typischerweise höher ist als 1 Volt. Weiterhin ist für die Schalter M2 und M3 eine große Übersteuerspannung erforderlich um niedrige Schaltwiderstände zu erreichen.
Dazu sind entweder eine Speisespannung weit über 1 Volt erforderlich, oder eine Schaltertreiberschaltung, welche die Gate-Elektroden der Schalter M2 und M3 weit über VDD treibt. Derartige Treiberschaltungen werden bei Arbeitsfrequenzen in dem GHz-Bereich nicht leicht implementiert, insbesondere, wenn eine Breitbandbreite erforderlich ist und LC Behälter unpraktisch sind. Weiterhin nimmt die maximal erlaubte Gate-Spannung für neue Technologien ab, und zwar wegen der erforderlichen Zuverlässigkeit der Gate-Oxids der MOSFETen.
Um diese Probleme anzufassen wurden gefaltete Topologien vorgeschlagen, beispielsweise P-MOSFET Schalter hinter einer N-MOSFET Transkonduktanzstufe. Eine derartige Mischerschaltung aber erfordert die Hinzufügung einer Vorspannungsstromquelle, die wesentliche Rauschanteile hinzufügt, es sei denn, dass wesentlicher Spannungskopfraum reserviert wird (aber dann wird der Schalter wieder das Problem). Bei anderen beliebten Mischern, wie dem passiven Mischer, treten ähnliche Probleme auf, insbesondere bei Abwärtsmischern, wobei AC Kopplung oft nicht möglich ist (beispielsweise Null ZF Architektur) oder sehr große Kondensatoren erforderlich sind (niedrige ZF Architektur). Das Wesentliche des Problems ist das gleiche: das Erreichen eines niedrigen Umschaltwiderstandes bei Spannungspegeln in dem Mittenbereich zwischen den Speisespannungen ist ohne Treibergates außerhalb der Speisung nicht möglich. Dieses Problem wird noch schlimmer in künftigen Prozessen mit noch dünneren Gate-Oxiden und niedrigeren Speisespannungen, während die Schwellenspannung nur langsam herunter geht. Alternative Mischerarchitekturen, die imstande sind, mit einer niedrigen Speisespannung zu arbeiten, und die mit digitaler CMOS Technologie direkt kompatibel sind, sind deswegen erwünscht.
1B zeigt schematisch eine funktionelle Darstellung der bekannten Mischerschaltung nach 1A. Es ist eine vereinfachte Darstellung der in 1A dargestellten Mischerschaltung. Die Transkonduktanzstufe M1 wird durch einen Spannung-Strom-Wandler dargestellt, Spannungscontroller Stromquelle, GM, wobei eine erste Klemme mit dem internen Knoten N1 verbunden ist und eine zweite Klemme mit der negativen Speisespannung VSS verbunden ist, der unter Ansteuerung des Eingangssignals VB+VRF, das einem Steuerknoten zugeführt wird, einen Strom I(C) erzeugt. Die Schalter M2 und M3 werden durch einen Schalter dargestellt, der von den logischen Signalen LO betrieben wird, die das Ortsoszillatorsignal LO+ darstellen, und die Inverse LO, der das Ortsoszillatorsignal LO– darstellt, wobei die Schalter den Strom umschalten, der von dem Spannung-Strom-Wandler GM erzeugt zu einem ersten Ausgangsknoten OUT1 als erster Ausgangsstrom IOUT1 und zu einem zweiten Ausgangsknoten OUT2 als ein zweiter Ausgangsstrom IOUT2.
2A zeigt eine schematische funktionelle Darstellung einer Ausführungsform einer Mischerschaltung 200 nach der vorliegenden Erfindung. Die dargestellte Mischerschaltung 200 ist ein sog. "single balanced" geschalteter Transkonduktanzmischer. Dieser umfasst zwei angepasste Transkonduktoren oder Spannung-Strom-Wandler GM1 und GM2. Den Steuerklemmen 201, 211 der beiden Transkonduktoren GM1 und GM2 wird ein Eingangssignal VB+VRF zugeführt. An der Ausgangsklemme 202 des Transkonduktors GM1 wird ein Ausgangsstrom IOUT1 geliefert und eine Umschaltklemme 203 ist mit einem ersten Schaltknoten 221 gekoppelt. An der Ausgangsklemme 212 des Transkonduktors GM2 wird ein Ausgangsstrom IOUT2 geliefert und eine Umschaltklemme 213 ist mit einem zweiten Schaltknoten 222 gekoppelt. Mit Hilfe der Schalter Stichwörter wird der erste Schaltknoten 221 während einer ersten Phase LO eines Ortsoszillatorsignals an die negative Speisespannung VSS geschaltet, während gleichzeitig der zweite Schaltknoten 222 an die positive Speisespannung VDD geschaltet wird. Während einer zweiten Phase LO des Ortsoszillatorsignals wird der erste Schaltknoten 221 an die positive Speisespannung VDD geschaltet, während gleichzeitig der zweite Schaltknoten 222 an die negative Speisespannung VSS geschaltet wird.
Der Schlüssel zu der Mischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung ist die Erkenntnis, dass die Probleme bei der bekannten Mischerschaltung, wie in 1a und 1b dargestellt, sich beziehen auf die Anforderung eines leitenden Kanals mit einem Spannungspegel in dem Mittelbereich zwischen den Speisespannungen VSS und VDD. Es ist aber auf einfache Art und Weise möglich, niederohmige Schalter zu machen, unter der Voraussetzung aber, dass ihr leitender Kanal mit VSS (N-MODFET) oder VDD(P-MOSFET) verbunden ist. Darauf kann man sich auch bei künftigen CMOS Technologien verlassen, und zwar aus dem einfachen Grund, dass digitale logische Schaltungen sich auf diese Funktionalität (Inverter) verlassen.
Die Mischerschaltung 200 aus 2A zeigt wie eine Schaltungsanordnung nach der vorliegenden Erfindung unter Verwendung zweier angepasster Transkonduktoren GM1 und GM2 und Schalter Stichwörter, die nur mit Speisespannungen VSS und VDD verbunden sind, konstruiert werden können. Die Transkonduktoren GM1 und GM2 werden abwechselnd eingeschaltet, und zwar dadurch, dass ihre betreffenden Schaltklemmen 203, 213 an die negative Speisespannung VSS geschaltet werden, und dadurch abgeschaltet, dass ihre betreffenden Schaltklemmen 203, 213 an die positive Speisespannung VDD geschaltet werden. Wie bereits erläutert ist GM1 eingeschaltet, wenn GM2 abgeschaltet ist und umgekehrt. Für angepasste Transkonduktoren und für ein ideales sofortiges Umschalten ist entweder IOUT1 oder IOUT2 gleich dem Produkt Gm Vrf, wie bei der bekannten Mischerschaltung aus 1A und 1B, wobei Gm der Transkonduktanzfaktor der Transkonduktoren GM1 und GM2 darstellt und wobei VRF das Eingangsspannungssignal darstellt. In Wirklichkeit implementieren die genannte bekannte Mischerschaltung und die Mischerschaltung 200 dieselbe Mischerfunktion verschiedenartig: der genannte bekannte Mischer durch eine Spannung-Strom-Umwandlung mit nachfolgender Stromumschaltung, die Mischerschaltung 200 nach der vorliegenden Erfindung durch direkt umschaltende Transkonduktoren (aktivieren einen der beiden "geschalteten Transkonduktoren" GM1 und GM2).
2B zeigt eine schematische funktionelle Darstellung einer anderen Ausführungsform einer Mischerschaltung 250 nach der vorliegenden Erfindung. Die dargestellte Mischerschaltung 250 ist ein sog. "double-balanced" geschalteter Transkonduktanzmischer. Dieser umfasst vier angepasste Transkonduktoren oder Spannung-Strom-Wandler GM1a, GM1b, GM2a, GM2b. Ein Eingangssignal RF+ wird den Steuerklemmen 251, 261 der Transkonduktoren GM1a bzw. GM2a zugeführt. Ein Eingangssignal RF– wird den Steuerklemmen 254, 264 der Transkonduktoren GM1b bzw. GM2b zugeführt. Die Ausgangsklemmen 252, 265 des Transkonduktors GM1 bzw. GM2 sind mit dem ersten Ausgangsknoten 281 gekoppelt zum Liefern eines Ausgangsstroms IOUT1. Die Ausgangsklemmen 262, 255 der Transkonduktoren GM2a bzw. GM1b sind mit einem zweiten Ausgangsknoten 282 gekoppelt zum Liefern eines Ausgangsstroms IOUT2. Die Umschaltklemmen 252, 256 der Transkonduktoren GM1a und GM1b sind mit einem ersten Schaltknoten 271 gekoppelt. Die Umschaltklemmen 263, 266 der Transkonduktoren GM2a und GM2b sind mit einem zweiten Schaltknoten 272 gekoppelt. Mit Hilfe des Schalters Stichwörter wird der erste Schaltknoten 271 während einer ersten Phase LO eines Ortsoszillatorsignals an die negative Speisespannung VSS geschaltet, während gleichzeitig der zweite Schaltknoten 272 an die positive Speisespannung VDD geschaltet wird. Während einer zweiten Phase LO des Ortsoszillatorsignals wird der erste Schaltknoten 271 an die positive Speisespannung VDD geschaltet, während gleichzeitig der zweite Schaltknoten 272 an die negative Speisespannung VSS geschaltet wird.
2C zeigt eine schematische funktionelle Darstellung noch einer anderen Ausführungsform einer Mischerschaltung 290 nach der vorliegenden Erfindung. Wie bei der Mischerschaltung 250 aus 2B ist die Mischerschaltung 290 ein "double-balanced" geschalteter Transkonduktanzmischer. Dieser enthält vier angepasste Transkonduktoren oder Spannung-Strom-Wandler GM1a, GM1b, GM2a, GM2b. Ein Eingangssignal RF+ wird den Steuerklemmen 251, 261 der Transkonduktoren GM1a bzw. GM2a zugeführt. Ein Eingangssignal RF– wird den Steuerklemmen 254, 264 der Transkonduktoren GMb1 bzw. GMb2 zugeführt. Die Ausgangsklemmen 252, 265 der Transkonduktoren GM1a bzw. GM2b sind mit einem ersten Ausgangsknoten 281 gekoppelt zum Liefern eines Ausgangsstroms IOUT1. Die Ausgangsklemmen 262, 255 der Transkonduktoren GM2a bzw. GM1b sind mit einem zweiten Ausgangsknoten 282 gekoppelt zum Liefern eines Ausgangsstroms IOUT2. Die Umschaltklemme 253 des Transkonduktors GM1a und die Umschaltklemme 263 des Transkonduktors GM2a sind mit einem ersten Schalter SW1 gekoppelt. Die Umschaltklemme 256 des Transkonduktors GM1b und die Umschaltklemme 266 des Transkonduktors GM2b sind mit einem zweiten Schalter SW2 gekoppelt. Mit Hilfe der Schalter SW1 und SW2 werden die Umschaltklemmen der Transkonduktoren GM1a und GM1b während einer ersten Phase LO eines Ortsoszillatorsignals an die negative Speisespannung VSS geschaltet, während gleichzeitig die Umschaltklemmen der Transkonduktoren GM2a und GM2b werden an die positive Speisespannung VDD geschaltet. Während einer zweiten Phase LO des Ortsoszillatorsignals werden die Umschaltklemmen der Transkonduktoren GM1a und GM1b an die positive Speisespannung VDD geschaltet, während gleichzeitig die Umschaltklemmen der Transkonduktoren GM2a und GM2b an die negative Speisespannung VSS geschaltet werden.
Die "single-balanced" Mischerschaltung 200 aus 2A hat ein starkes Ausgangssignal mit der LO-Frequenz, das in der "double-balanced" Mischerschaltung 250 rückgängig gemacht werden kann. Durch Hinzufügung der Transkonduktoren GM1b und GM2b, betrieben von einem HF-Signal RF–, welche die Gegenphasenversion des HF-Signals RF+ ist, das die Transkonduktoren GM1a und GM2a antreibt, wird diese Mischerschaltung auf einfache Art und Weise implementiert. Die "double-balanced" geschaltete Transkonduktormischerschaltung 250 hat dieselbe Nenn-Umwandlungsverstärkung wie die "double-balanced" Version der bekannten Mischerschaltung aus 1A.
Trotz der funktionellen Gleichwertigkeit gibt es dennoch wesentliche Unterschiede. Vor allem gibt es bei der bekannten Mischerschaltung nach 1A einen internen Knoten N1 zwischen dem Transkonduktor GM und dem Ausgangsknoten, was Bandbreitenbegrenzungen herbeiführt, und zwar wegen Streukapazität und auch wegen Verzerrungs- und Rauscheffekte. Der interne Knoten fehlt in den geschalteten Transkonduktormischerschaltungen 200, 250 nach der vorliegenden Erfindung. Weiterhin bilden die Schalter Stichwörter zu der negativen Speisespannung VSS eine Gleichtakt-Stromstrecke für die zwei aktiven Transkonduktoren zu den Ausgangsknoten 281, 282. Dies macht auf ideale Art und Weise einen konstanten Gleichtakt-Ausgangsstrom für ideales sofortiges Schalten. In der Praxis treten Schaltübergänge auf, wobei die meiste Energie bei 2f_LO konsentriert ist, wobei 2f_LO die Frequenz des Ortsoszillatorsignals darstellt. Dies kann auf einfache Weise durch Kondensatoren, die nach Erde geschaltet sind, ausgefiltert werden. Diese Gleichtaktströme erscheinen zusammen mit Rauschanteilen, aber dies schädigt kaum die Rauschzahl der Mischerschaltungen 200, 250 nach der vorliegenden Erfindung.
Wie oben angegeben ist der durch die Schaltanordnungen SW eingeführte Störstrom ein Gleichtakt-Störstrom. Auf diese Weise löst dieser Störstrom in dem differentiellen Ausgangsstrom auf, der die Differenz IOUT1–IOUT2 des ersten Ausgangsstroms IOUT1 und des zweiten Ausgangsstroms IOUT2 ist. Für die bekannte Mischerschaltung aus 1A ist die Situation völlig anders. Dies ist, weil es zwischen des Ausgängen OUT1 und OUT2 eine direkte Störstromstrecke gibt: wenn die Ortsoszillatorsignale Lo+ und LO– etwa den gleichen Wert haben. Sind die beiden Schalttransistoren M1 und M3 leitend und haben einen wesentlichen Störstrom, was zu einer Störspitze um den Nulldurchgang herum führt. Auch das Rauschen des Ortsoszillators wird während dieses Zeitintervalls verstärkt. Dieses Rauschen kommt oben auf das Rauschen der Transkonduktanzstufe M1 und dominiert bei hohen Frequenzen, wobei das "Nulldurchgangsgebiet" einen großen Teil der Zykluszeit des Ortsoszillatorsignals bildet. Ein ähnlicher Effekt tritt in passiven Mischern auf. Im Gegensatz dazu zeigen die geschalteten Transkonduktormischer 200, 250 nach der vorliegenden Erfindung diesen Effekt nicht, da Rauschanteile, erzeugt von den Schaltern SW Gleichtaktrauschwerte sind.
3 zeigt Graphiken mit simulierter thermischer Ausgangsstörstromdichte gegenüber einer Ortsoszillatorfrequenz für eine Mischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung und für eine bekannte Mischerschaltung. Die vertikale Achse zeigt das Ausgangsrauschen in pA/sgrt(Hz), während die horizontale Achse die Ortsoszillatorfrequenz in GHz zeigt. Die Graphik 301 zeigt das simulierte thermische Ausgangsrauschen in Abhängigkeit von der Ortsoszillatorfrequenz einer bekannten Mischerschaltung, wie in 1A dargestellt. Die Graphik 302 zeigt das simulierte thermische Ausgangsrauschen in Abhängigkeit von der Ortsoszillatorfrequenz einer Mischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung, wie in 2A dargestellt.
In beiden Fällen ist der Transkonduktor unter Verwendung von N-MOSFETen mit W/L = 15/0,3, nominal vorgespannt bei V_GS = V_DS – 0,65 Volt (0,5 Volt Schwellenspannung) implementiert worden. Die Schalter haben W/L = 15/0,18 (NMOST) und 30/0,18 (PMOST) und werden mit einer 0dBm Ortsoszillatorleistung (50 Ohm Abschluss, "balanced" Signale um eine Gleichtaktspannung V_dd/2) betrieben. Die Umwandlungstranskonduktanz liegt um 1 ms herum und die Bandbreite der beiden Mischer beträgt etwa 4 GHz. 3 zeigt die simulierte thermische Ausgangsstörstromdichte mit einem niederohmigen Abschluss der geschalteten Transkonduktormischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung und der bekannten aktiven Mischerschaltung.
Es ist ersichtlich, dass das Ausgangsstörverhalten für die beiden Mischerschaltungen sehr verschieden ist: wobei das Ausgangsrauschen des geschalteten Transkonduktors nach der vorliegenden Erfindung, dargestellt in der Graphik 302, abnimmt (grob gesagt entsprechend dem Frequenz-Roll-Off der Umwandlungstranskonduktanz), und wobei das Ausgangsrauschen der bekannten Mischerschaltung, dargestellt in der Graphik 301, zunimmt. Die Geräuscharmut der geschalteten Transkonduktormischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung ist sehr erwünscht, weil geräuscharme Verstärker (LNA) meistens eine abnehmende Verstärkung bei hohen Frequenzen haben, wodurch auf diese Weise die Relevanz von geringem Mischer-Rauschen bei hohen Ortsoszillatorfrequenzen zunimmt.
4 zeigt ein schematisches Schaltbild einer Ausführungsform einer Mischerschaltung 400 nach der vorliegenden Erfindung, verwirklicht als integrierte Schaltung. Die Mischerschaltung 400 wird von einem differentiellen HF-Eingangssignal mit einem ersten Anteil RF+ und einem zweiten Anteil RF– betrieben. Das differentielle Ausgangssignal der Mischerschaltung 400 umfasst einen ersten Anteil Vout1 und einen zweiten Anteil Vout2. Die differentielle Oszillatorfrequenz, welche die Mischerschaltung 400 antreibt, umfasst einen ersten Anteil LO+ und einen zweiten Anteil LO–.
Die Mischerschaltung 400 umfasst vier Spannung-Strom-Wandler oder Transkonduktoren GM1a, GM1b, GM2a und GM2b, implementiert durch N-MOSFETen M5, M6, M7 bzw. M8. Der erste Anteil des Eingangssignals FR+ wird den Gate-Elektroden von M5 und M8 zugeführt, während der zweite Anteil des Eingangssignals RF– den Gate-Elektroden von M6 und M7 zugeführt wird. Die Source-Elektroden von M5 und M6 sind mit einem ersten Schaltknoten 420 verbunden, während die Source-Elektroden von M7 und M8 mit einem zweiten Schaltknoten 421 verbunden sind. Die Drain-Elektroden von M5 und M7 sind mit einem ersten Ausgangsknoten 410 verbunden. Die Drain-Elektroden von M6 und M8 sind mit einem zweiten Ausgangsknoten 411 verbunden.
Es sei bemerkt, dass die Transistoren M5–M8 eine Vorspannung erfordern, die den Gate-Elektroden zum einwandfreien Funktionieren zugeführt werden soll. Dazu umfasst der erste Anteil des Eingangssignals RF+ einen DC-Vorspannungsanteil, Vbias, und einen überlagerten AC-Anteil, +Vin, während der zweite Anteil des Eingangssignals RF– den DC-Vorspannungsanteil, Vbias, und einen überlagerten AC-Anteil, -Vin, aufweist, der eine Version in Gegenphase des Signals +Vin ist.
Die Schalter umfassen zwei N-MOSFETen M1 und M2 und zwei P-MOSFETen M3 und M4. Der erste Anteil LO+ des Oszillatorsignals wird den Gate-Elektroden von M1 und M3 zugeführt, während der zweite Anteil LO– des Oszillatorsignals den Gate-Elektroden von M2 und M4 zugeführt wird. Die Drain-Elektroden von M1 und M3 sind mit dem ersten Schaltknoten 420 verbunden, während die Drain-Elektroden von M2 und M4 mit dem zweiten Schaltknoten 421 verbunden sind. Die Source-Elektroden von M3 und M4 sind mit einer positiven Schaltspeisespannung VDD,SW verbunden. Die Source-Elektroden von M1 und M2 sind mit einer negativen Speisespannung VSS verbunden.
Die Mischerschaltung 400 umfasst weiterhin eine aktive Ladeschaltung zur Umwandlung von Strömen I1 und I2 in den ersten Anteil VOUT1 und zweiten Anteil VOUT2 des Ausgangssignals. Die Ströme I1 und I2 sind die kombinierten Drain-Ströme von M5 und M7, und die kombinierten Drain-Ströme von M6 bzw. M8. Die Ladeschaltung umfasst zwei P-MOSFETen M9 und M10. Die Source-Elektroden von M9 und M10 werden mit einer positiven Speisespannung VDD verbunden, welche die gleiche sein kann wie die Schaltspeisespannung VDD,SW. Die Drain-Elektrode von M9 ist mit dem ersten Ausgangsknoten 410 verbunden, während die Drain-Elektrode von M10 mit dem zweiten Ausgangsknoten 411 verbunden ist. Die Gate-Elektroden von M9 und M10 sind mit dem internen Knoten 430 verbunden. Die Gate-Elektroden von M9 und M10 werden mit Hilfe einer Vorspannstromquelle 431 vorgespannt, wobei eine erste Klemme mit dem internen Knoten 430 verbunden ist und wobei ein zweiten Knoten mit einer negativen Speisespannung verbunden ist, welche die negative Speisespannung VSS sein kann, die einen Vorspannstrom IB liefert. Ein erster Ausgangswiderstand ROUT1 ist zwischen dem internen Knoten 430 und dem ersten Ausgangsknoten 410 vorgesehen, während ein zweiter Ausgangswiderstand ROUT2 zwischen dem internen Knoten 430 und dem zweiten Ausgangsknoten 411 vorge sehen ist. Ein erster Ausgangskondensator COUT1 ist zwischen dem ersten Ausgangsknoten 410 und einer negativen Speisespannung vorgesehen, welche die Spannung VSS sein kann, während ein zweiter Ausgangskondensator COUT2 zwischen dem zweiten Ausgangsknoten 411 und einer negativen Speisespannung vorgesehen ist, welche die Spannung VSS sein kann.
Die Mischerschaltung 400 ist verwirklicht worden um die Mischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung versuchsweise zu prüfen. Es ist ein Abwärtsmischer, der entworfen wurde um mit 1 Volt Speisespannung zu arbeiten. Die Mischerschaltung 400 aus 4 zeigt das Schema, das auf dem Chip verwirklicht wurde: eine ganz einfache Implementierung des double-balanced geschalteten Transkonduktormischerkonzepts nach 3
Die Transkonduktoren sind in gestrichelten Boxen dargestellt (M5–M8). Etwas fakultativ wurde die Transkonduktanz um 1 ms herum gewählt. Die Transistoren M1 und M2 implementieren die Schalter zu VSS, während M3 und M4 die Schalter zu VDD implementieren. Sie werden von gegenphasigen Sinussignalen um eine gemeinsame Spannung gleich der Inverterschaltschwelle (nahe bei VDD/2) betrieben. Es sei bemerkt, dass Sinuswellen hier aus Versuchsgründen verwendet werden, aber digitale Signale können auch verwendet werden, was die Kompatibilität mit digitalem CMOS verbessert.
Zum Erzeugen eines differentielles Ausgangsspannungssignals VOUT1–VOUT2 muss ein Strom-Spannungswandler (I-V) hinzugefügt werden. Dieser wird von der Gleichtakt-Stromabsorptionsschaltung mit den zwei Widerständen, ROUT1 und ROUT2, und zwei P-MOSFETen M9 und M10, in dem oberen Teil der 4 implementiert. Aber an sich hat diese Schaltungsanordnung einen ziemlich niedrige Gleichtakt-Ausgangsspannung. Durch Hinzufügung der Vorspannungsstromquelle 431, die den Vorstrom IB liefert, wird die Gleichtakt-Ausgangsspannung zu einem Wert um 0,6 Volt herum aufwärts geschoben, um in die 1 Volt Speisespannung zu passen. Die Mischerschaltung 400 ist entworfen für eine maximale Umwandlungsverstärkung von etwa 20 dB (ROUT1 = ROUT2 = 10 kOhm), was verringert werden kann durch Hinzufügung eines zusätzlichen Widerstandes zwischen den ersten und den zweiten Ausgangsknoten 410 bzw. 411. Wie nachstehend noch beschrieben wird, wurde dieser Widerstand mitten in dem Verstärkungsbereich gewählt um eine Umwandlungsverstärkung von 12 dB zu erhalten. Der Mischer wurde in einem genormten industriellen 0,18 μm CMOS Prozess hergestellt.
Bei Messungen wurden zur Messfreundlichkeit dem Chip Abschlusswiderstände von 50 Ohm zugefügt um die HF-Eingangssignale RF+ und RF– und die Oszillatorsignale LO+ und LO– zuzuführen. Der Chip wurde über "Wafersondierung" gemessen, wobei Baluns zur Umwandlung an dem Eingang verwendet werden. Eine unterschiedliche Sonde wurde verwendet zum Messen der anderen Ausgangsspannung, die Differenz von VOUT1 und VOUT2. Die ZF-Bandbreite betrug 2 MHz, begrenzt durch die Eingangskapazität der Sonde (> 10 MHz kann mit einer "On-Chip" Belastung leicht erhalten werden).
5 zeigt Graphiken mit gemessener Umwandlungsverstärkung gegenüber einer Ortsoszillatorfrequenz für die Mischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung, dargestellt in 4. Die vertikale Achse zeigt die Umwandlungsverstärkung in dB, während die horizontale Achse die Ortsoszillatorfrequenz in GHz (LO) zeigt. Die Kurven 501 und 502 stellen die Umwandlungsverstärkung der Mischerschaltung 400 dar, und zwar in Abhängigkeit von der Ortsoszillatorfrequenz.
Die Umwandlungsverstärkung als eine Funktion der Frequenz wurde unter Verwendung von zwei Baluns mit Überlappung in dem Frequenzbereich gemessen: eins für das 300 MHz–3 GHz band, Kurve 501, und eins für 2–18 GHz, Kurve 502. Trotz Versuchsungenauigkeiten lässt sich folgern, dass der Mischer eine 12 dB Umwandlungsverstärkung und eine Bandbreite von etwa 4 GHz hat, was einer Simulation nahezu entspricht. Der Energieverbrauch des Mischers besteht aus einem mehr oder weniger konstanten Term von 180 μA für den Transkonduktorkern, und einen dynamischen Term, ermittelt durch das Schalten (etwa 200 μA/GHz). Es sei bemerkt, dass der Energieverbrauch niedrig ist, weil die Transkonduktanz ziemlich niedrig ist, was zu einem hohen gleichwertigen Eingangsstörwiderstandswert führt. Um eine Störzahl von weniger als 15 dB gegenüber 50 Ohm zu erreichen, ist eine etwa zehnfach höhere Transkonduktanz, d.h. ein zehnfacher Energieverbrauch, erforderlich. Bei 1 GHz wird dies zu einem Energieverbrauch von etwa 4 mW führen.
6 zeigt Graphiken mit einer gemessenen Linearität gegenüber einer Ortsoszillatorfrequenz für eine Mischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung, dargestellt in 4. Die vertikale Achse zeigt den eingangsbezogenen Schnittpunkt dritter Ordnung (IIP3), während die horizontale Achse die Ortsoszillatorfrequenz (LO) in GHz zeigt. Die Kurven 601 und 602 stellen den IIP3 der Mischerschaltung 400 in Abhängigkeit von der Ortsoszillatorfrequenz dar. 6 zeigt den üblichen IIP3, da dieser die Linearität der Mi scherschaltung mit Hilfe eines einzigen Parameters beschreibt, wobei die Notwendigkeit umgangen wird, beispielsweise den Ausgangsbereich und die Verzerrung zu beschreiben.
IIP3 als eine Funktion wurde unter Verwendung von zwei Baluns mit einer Überlappung in dem Frequenzbereich gemessen: eins für das 300 MHz–3 GHz Band, Kurve 601, und eins für 2–18 GHz, Kurve 602. Ein IIP3 besser als +44dBm wird typischerweise für 12 dB Umwandlungsverstärkung erreicht. Simulationen und Versuche mit variablem Ausgangswiderstand zeigten, dass diese Linearität durch den Ausgangshub begrenzt wird. In Wirklichkeit kann Umwandlungsverstärkung verhandelt werden. Simulationen zeigten, dass ein IIP3 über +10 dBm möglich ist, wenn der Ausgangsspannungshub reduziert wird.
7 zeigt Graphiken mit gemessenem Ausgangsrauschen gegenüber einer Ortsoszillatorfrequenz für die Mischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung, wie in 4 dargestellt. Die vertikale Achse zeigt das Ausgangsrauschen in dBμV/sgrt(Hz), während die horizontale Achse die Ortsoszillatorfrequenz (LO) in GHz zeigt. Die Kurven 701 und 702 stellen das Ausgangsrauschen der Mischerschaltung 400 in Abhängigkeit von der Ortsoszillatorfrequenz dar.
Das Ausgangsrauschen als eine Funktion der Frequenz wurde unter Ver wendung von zwei Baluns mit einer Überlappung in dem Frequenzbereich gemessen: eins für das 300 MHz-s GHz Band, Kurve 701, und eins für 2–18GHz, Kurve 702. 7 zeigt das Ausgangsrauschen als eine Funktion der Frequenz, gemessen bei einer IF-Frequenz von 1 MHz. Der Trend entspricht dem Umwandlungsverstärkungsabfall, übereinstimmend mit den Simulationsergebnissen, dargestellt in 3. Auch die Werte passen ungefähr zu dem erwarteten Störstrom von dem Transkonduktorkern entsprechend der Simulation. Die 1/f Eckfrequenz betrug etwa 1 MHz.
4, 5, 6 und 7 zusammenfassend ist ein 1 Volt geschalteter Transkonduktormischer in Standard 0,18 μm CMOS verwirklicht worden, mit 0,5 Volt Schwellenanordnungen. Er kann bei derart geringen Speisespannungen arbeiten, passend zu künftigen digitalen CMOS, weil nur Schalter verwendet werden, deren leitender Kanal entweder mit VSS oder VDD verbunden ist. Im Gegensatz zu herkömmlichen aktiven und passiven CMOS Mischern wird der Rauschwert, erzeugt von den Schalttransistoren ein Gleichtaktrauschen, das an dem differentiellen Ausgang rückgängig gemacht wird. Dadurch steigt das Ausgangsrauschen des geschalteten Transkonduktormischers nicht mit der LO Frequenz, dies im Gegensatz zu bekannten Mischerschaltungen.
Es dürfte einem Fachmann einleuchten, dass verschiedene Variationen der Mischerschaltung nach 4 möglich sind. Zum Beispiel:
Eine komplementäre Implementierung, wobei P-MOSFETen durch N-MOSFETen und umgekehrt ersetzt worden sind.
Die Verwendung von BJTen ("bipolar junction transistors") anstelle von M5–M8 (bevorzugte Implementierung in BiCMOS Prozess, da BJT viel weniger 1/f Rauschen haben).
Hinzufügung von Degenerationswiderständen in Reihe mit den Transkonduktoren (M5–M8) zur Steigerung der Linearität.
Kombination der Schaltungsanordnung nach 3 mit der komplementären Version, so dass Vorspannungsströme der N-leitenden Transkonduktoren in den P-leitenden Transkonduktoren neu verwendet werden. Um in diesem Fall die erforderliche minimale Speisung der N-leitenden Transkonduktanzstufe zu reduzieren kann Vbias gleich Vdd gewählt werden, während sie für die PMOSTen gleich Vss gewählt werden kann. DC-Vorspannung kann durch (hohe) Widerstände gegenüber Vss bzw. Vdd erfolgen, während Kondensatoren die Signalkopplung schaffen können. Die Ausgänge der komplementären Mischerhälften können DC-gekoppelt sein, was für Null-ZF-Abwärtsmischerapplikationen wichtig ist.
8 zeigt eine schematische Darstellung eines Empfängers mit einer Mischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung. Der Empfänger 800 umfasst einen Antennenteil 801 und einen Empfängerteil 802. Die Antenne 801 ist vorgesehen zum Empfangen von HF-Signalen. Der Zweck des Antennenteils 801 ist. Das HF-Signal zu empfangen und dieses zu dem Empfängerteil 802 weiter zu leiten. Er umfasst eine Antenne 811 und er kann ein Anpassungsnetzwerk 812 enthalten um die Impedanz der Antenne 811 an die Eingangsimpedanz des Empfängerteils 803 anzupassen. Der Empfängerteil umfasst eine Mischerschaltung 821 nach der vorliegenden Erfindung. Dies kann beispielsweise die Mischerschaltung aus 4 sein. Der Empfängerteil umfasst weiterhin einen Ortsoszillator 822 zum Erzeugen eines Ortsoszillatorsignals. Das empfangene HF-Signal wird mit dem Ortsoszillatorsignal gemischt zum Erzeugen eines Ausgangssignals 803 mit einer Zwischenfrequenz (IF). Es sei bemerkt, dass 8 ein Basiskonzept darstellt. Meistens umfasst ein Empfänger zusätzliche Elemente, wie beispielsweise einen geräuscharmen Verstärker (LNA) zur Verbesserung der Leistung.
Ein Empfänger, wie in 8 dargestellt, kann beispielsweise in einer drahtlosen Kommunikationsanordnung, wie einem Handgerät eins Mobiltelefons, verwendet werden, obschon es einleuchten dürfte, dass andere drahtlose Kommunikationsanordnungen auch möglich sind. In einer derartigen drahtlosen Kommunikationsanordnung kann das Ausgangssignal 803 in einer Verarbeitungseinheit weiter verarbeitet werden. Die Verarbeitungseinheit kann beispielsweise in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal 803 ein Audiosignal erzeugen.
Zusammenfassend hat die Mischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung eine Anzahl interessanter Merkmale.
So kann beispielsweise die Mischerschaltung bei sehr geringen Speisespannungen arbeiten, kompatibel mit digitalem CMOS, weil alle erforderlichen Schalter Knoten entweder mit Vss oder Vdd verbinden.
Weiterhin ist sie imstande im HF-Betrieb zu arbeiten, weil es eine direkte Verbindung der Transkonduktorausgangsknoten mit den Stromausgängen IOUT1 und IOUT2 gibt, ohne einen "internen" Knoten wie n1 in 1. In dem Mischer nach 1 ist die Kapazität von dem Knoten n1 nach Erde eine wichtige Bandbreitenbegrenzung.
Weiterhin ist der durch die Schalttransistoren eingeführte Rauschwert Gleichtaktrauschen für die zwei aktiven Transkonduktoren und führt zu Gleichtakt-Ausgangsstörströmen. Dieses Rauschen erlischt in dem differentiellen Ausgangsstrom IOUT1-IOUT2, was bedeutet, dass die Schalter einen Rauschbeitrag vernachlässigbar machen. Für den Mischer in 1 ist die Situation wesentlich anders. Die Schalter M2–M3 der Mischerschaltung nach 1 erzeugen große Spitzen in der PSD des Rauschwertes bei den Nulldurchgängen des Oszillatorsignals. Dies ist, weil es zwischen den beiden Ausgängen eine direkte Störstromstrecke gibt. Wenn LO+ und LO– nahezu die gleiche Spannung haben, sind die beiden Schalter leitend und haben einen wesentlichen Störstrom, was zu einer Störspitze um den Nulldurchgang herum führt. Diese Störung kommt oben auf den Rauschwert der Transkonduktanzstufe und dominiert bei hohen Frequenzen, wobei das "Übernahmegebiet" einen großen Teil der Zeit des Ortsoszillatorsignals bildet. Ein ähnlicher Effekt tritt in passiven Mischern auf. Im Gegensatz dazu zeigen die geschalteten Transkonduktormischer viel weniger Rauschverschlechterung bei hohen Frequenzen.
Die geschaltete Transkonduktormischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung kann mit einfachen digitalen Oszillatorsignalen arbeiten. Die Gleichtaktspannung und Amplitude sind weniger kritisch als bei bekannten aktiven Mischerschaltungen, wobei der Schalttransistor vorzugsweise in starker Inversion und Sättigung bleiben soll um als Kaskodeschaltung für die Transkonduktorstufe zu arbeiten. Auch die Tatsache, dass das Rauschen der Schalter weniger kritisch ist, wie oben erwähnt, macht die LO Erzeugung einfacher.
Applikationen, bei denen die Mischerschaltung nach der vorliegenden Erfindung auf vorteilhafte Weise verwendet werden kann, sind beispielsweise: Niederspannung CMOS Transceiver in Standard digitalem CMOS bei niedriger Speisespannung; Applikationen, bei denen eine hohe Mischerbandbreite erforderlich ist und die Bandbreite bekannter aktiver Mischerschaltungen durch interne Knoten begrenzt wird; Applikationen, bei denen eine niedrige Störzahl (NF) bei einer hohen Ortsoszillatorfrequenz erforderlich ist und bei denen das Schaltübernahmerauschen die Störzahl überherrscht; und Applikationen, bei denen die Verwendung eines digitalen Oszillatorsignals erwünscht ist. Digitale Oszillatorsignalerzeugung wird immer besser verwirklichbar, je nachdem die Geschwindigkeiten zunehmen. Vorteile digitaler Oszillatoren sind beispielsweise ihre Flexibilität und Programmierbarkeit, und sie schlagen Profit aus dem Mooreschen Gesetz in Bezug auf die Skalierung der physikalischen Abmessungen von integrierten Schaltungen.
Die hier beschriebenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sollen illustrativ und nicht beschränkend betrachtet werden. Von diesem Ausführungsformen können von dem Fachmann im Rahmen der vorliegenden Erfindung, wie in den beiliegenden Patentansprüchen definiert, viele Modifikationen gemacht werden. Es dürfte einem Fachmann einleuchten, dass verschiedene Variationen der Ausführungsformen der Mischerschaltungen nach der vorliegenden Erfindung, wie in 2A, 2B und 4 dargestellt, möglich sind. So kann beispielsweise bei alternativen, komplementären Implementierungen P-MOSFETen durch N-MOSFETen und umgekehrt ersetzt werden; bipolare Flächentransistoren (BJTen) können anstelle von M5–M8 verwendet werden (bevorzugte Implementierung in BiCMOS Prozess, da BJT viel weniger 1/f Rauschen haben); und die Mischerschaltung aus 2A sowie 2B können mit ihren komplementären Versionen kombiniert werden, so dass Vorspannungsströme der N-leitenden Transkonduktoren in den P-leitenden Transkonduktoren neu verwendet werden können. Zum reduzieren der erforder lichminimalen Speisespannung in diesem Fall, kann die Vorspannung der N-leitenden Transkonduktanzstufe gleich VDD gewählt werden, während sie für die P-MOSFETen gleich VSS gewählt werden kann. DC-Vorspannung kann durch Widerstände erfolgen, mit einem relativen hohen Widerstand gegenüber VSS bzw. VDD, während Kondensatoren die Signalkopplung schaffen können. Die Ausgänge der komplementären Mischerhälften können DC-gekoppelt werden, was für Null-ZF-Abwärtsmischerapplikationen wichtig ist.
Weiterhin können bekannte Typen Ladenetzwerke, die für Gilbert-Mischer verwendet werden, angewandt werden, beispielsweise Widerstände zu VDD für Breitbandspannungsumwandlungsverstärkung, während außerdem Kondensatoren für Tiefpassfilterung hinzugefügt werden können; einen Transimpedanzverstärker; abgestimmte Bandpass LC-Netwerke für Schmalbandapplikationen; eine Gleichtaktstrom absorbierendes Netzwerk mit hohem differentiellem Widerstand; und I/V Wandler über einen Transimpedanzverstärker (beispielsweise in Abwärtsmischern, wobei die Frequenzen niedrig genug sind um Operationsverstärker (OPAMP) zu implementieren.
Text in der Zeichnung
1A

Laden
Schalter

3

Ausgangsrauschen
Ortsoszillatorfrequenz (GHz)

5

Umwandlungsverstärkung
Ortsoszillatorfrequenz (GHz)

6

Ortsoszillatorfrequenz (GHz)

7

Ausgangsrauschen
Ortsoszillatorfrequenz (GHz)

Claims

Mischerschaltung mit einem Eingangsknoten zum Empfangen eines Eingangssignals, mit einem ersten Ausgangsknoten (202, 281) und einem zweiten Ausgangsknoten (212, 282), mit Spannung-Strom-Umwandlungsmitteln (Gm1, Gm2) und mit Umschaltmitteln (SW), die miteinander und mit dem Eingangsknoten wirksam gekoppelt sind, wobei der erste Ausgangsknoten und der zweite Ausgangsknoten ein gemischtes Ausgangssignal an dem ersten Ausgangsknoten und dem zweiten Ausgangsknoten erzeugen, und zwar in Reaktion auf ein Oszillatorsignal (LO, LO), dadurch gekennzeichnet, dass – die Spannung-Strom-Umwandlungsmittel Folgendes umfassen: – einen ersten Spannung-Stromwandler (Gm1), von dem eine erste Steuerelektrode mit dem Eingangsknoten gekoppelt ist, und eine erste leitende Hauptstrecke, von der eine erste Ausgangselektrode mit dem ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist, und eine erste Umschaltelektrode mit den Umschaltmitteln gekoppelt ist; – einen zweiten Spannung-Stromwandler (Gm2), von dem eine zweite Steuerelektrode mit dem Eingangsknoten gekoppelt ist und eine zweite leitende Hauptstrecke, von der eine zweite Ausgangselektrode mit dem zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist, und eine zweite Umschaltelektrode, die mit dem Umschaltmitteln gekoppelt ist; und – die Umschaltmittel dazu vorgesehen sind, folgende Elemente zu koppeln: – die erste Umschaltelektrode mit einer ersten Speisespannung (Vss) und die zweite Umschaltelektrode mit einer zweiten Speisespannung (Vdd), und zwar während einer ersten Phase des Oszillatorsignals, und – die erste Umschaltelektrode mit der zweiten Speisespannung und die zweite Umschaltelektrode mit der ersten Speisespannung, und zwar während einer zweiten Phase des Oszillatorsignals.
Mischerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Spannung-Stromwandler und der zweite Spannung-Stromwandler Feldeffekttransistoren mit isolierter Gate-Elektrode sind, wobei die Gate-Elektroden die betreffenden Steuerelektroden sind, wobei die Drain-Elektroden die betreffenden Ausgangselektroden sind und wo bei die Source-Elektroden die betreffenden Umschaltknoten sind.
Mischerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Umschaltmittel die nachfolgenden Elemente umfassen: – einen ersten Schalter zur Kopplung der ersten Schaltelektrode mit der ersten Speisespannung, und zwar während der ersten Phase des Oszillatorsignals und mit der zweiten Speisespannung während der zweiten Phase des Oszillatorsignals, und – einen zweiten Schalter zur Kopplung der zweiten Schaltelektrode mit der zweiten Speisespannung während der ersten Phase des Oszillatorsignals und mit der ersten Speisespannung während der zweiten Phase des Oszillatorsignals.
Mischerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass – der erste Schalter eine erste Inverterschaltung mit einem ersten Schalterausgangsknoten ist, der mit dem ersten Schaltknoten sowie mit einem ersten Schaltereingangsknoten zum Empfangen des Oszillatorsignals gekoppelt ist, und – der zweite Schalter eine zweite Inverterschaltung ist, wobei ein zweiter Schalterausgangsknoten mit dem zweiten Schaltknoten sowie mit einem Schaltereingangsknoten zum Empfangen einer invertierten Version des Oszillatorsignals gekoppelt ist.
Mischerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Inverterschaltung und die zweite Inverterschaltung Transistoren enthalten.
Mischerschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass – die erste Inverterschaltung einen ersten Schaltfeldeffekttransistor mit isolierter Gate-Elektrode eines ersten Typs aufweist, dessen Drain-Elektrode mit dem ersten Schalterausgangsknoten gekoppelt ist, dessen Source-Elektrode mit der ersten Speisespannung gekoppelt ist und dessen Gate-Elektrode mit dem ersten Schaltereingangsknoten gekoppelt ist, und einen zweiten Schaltfeldeffekttransistor mit isolierter Gate-Elektrode eines zweiten Typs, dessen Drain-Elektrode mit dem ersten Schalterausgangsknoten gekoppelt ist, dessen Source-Elektrode mit der zweiten Speisespannung gekoppelt ist und dessen Gate-Elektrode mit dem ersten Schaltereingangsknoten gekoppelt ist, und – die zweite Inverterschaltung einen dritten Schaltfeldeffekttransistor mit isolierter Gate- Elektrode des ersten Typs aufweist, dessen Drain-Elektrode mit dem zweiten Schalterausgangsknoten gekoppelt ist, dessen Source-Elektrode mit der ersten Speisespannung gekoppelt ist, und dessen Gate-Elektrode mit dem zweiten Schaltereingangsknoten gekoppelt ist, und einen vierten Schaltfeldeffekttransistor mit isolierter Gate-Elektrode vom zweiten Typ, dessen Drain-Elektrode mit dem ersten Schalterausgangsknoten gekoppelt ist, dessen Source-Elektrode mit der zweiten Speisespannung gekoppelt ist und dessen Gate-Elektrode mit dem zweiten Schaltereingangsknoten gekoppelt ist.
Mischerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung einen zweiten Eingangsknoten aufweist zum Zuführen einer zweiten Eingangsspannung, wobei: – die Spannung-Strom-Umwandlungsmittel Folgendes umfassen: – einen dritten Spannung-Stromwandler, von dem eine dritte Steuerelektrode mit dem zweiten Eingangsknoten gekoppelt ist, und eine dritte leitende Hauptstrecke mit einer dritten Ausgangselektrode mit dem zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist und eine dritte Schaltelektrode mit den Schaltmitteln gekoppelt ist; – einen vierten Spannung-Stromwandler mit einer vierten Steuerelektrode, die mit dem zweiten Eingangsknoten gekoppelt ist, und mit einer vierten leitenden Hauptstrecke mit einer vierten Ausgangselektrode, die mit dem ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist und mit einer vierten Schaltelektrode, die mit den Schaltmitteln gekoppelt ist; und – die Schaltmittel dazu vorgesehen sind, die nachfolgenden Elemente zu koppeln: – die dritte Schaltelektrode mit der ersten Speisespannung und die vierte Schaltelektrode mit der zweiten Speisespannung, und zwar während der ersten Phase des Oszillatorsignals, – die dritte Schaltelektrode mit der zweiten Speisespannung und die vierte Schaltelektrode mit der ersten Speisespannung, und zwar während der zweiten Phase des Oszillatorsignals.
Ein Empfänger (800) zum Empfangen von Funkfrequenzsignalen weist einen Antennenteil (801) auf, der mit einem Empfängerteil (802) mit einem örtlichen Oszillator (822) gekoppelt ist zum Erzeugen einer Oszillatorfrequenz, vorgesehen zum Liefern eines Signals mit einer anderen Frequenz, dadurch gekennzeichnet, dass der Empfängerteil eine Mischerschaltung nach Anspruch 1 aufweist zum Mischen des Oszillatorsignals mit den Funkfrequenzsignalen.
Eine drahtlose Kommunikationsanordnung weist einen Empfänger auf, der mit einem Signalverarbeitungsteil gekoppelt ist zum Verarbeiten des Signals mit einer niedrigeren Frequenz, die von dem Empfänger erzeugt wird, dadurch gekennzeichnet, dass der Empfänger ein Empfänger nach Anspruch 8 ist.
Verfahren zum Erzeugen eines Ausgangssignals durch Mischung eines Eingangssignals mit einem Oszillatorsignal, wobei das Ausgangssignal einen ersten Ausgangsstrom und einen zweiten Ausgangsstrom aufweist, in einer Mischerschaltung, die einen Eingangsknoten zum Empfangen des Eingangssignals hat, einen ersten Ausgangsknoten zum Liefern des ersten Ausgangsstroms, und einen zweiten Ausgangsknoten zum Liefern des zweiten Ausgangsstroms, Spannung-Strom-Umwandlungsmittel und Schaltmittel, die miteinander und mit dem Eingangsknoten, dem ersten Ausgangsknoten und dem zweiten Ausgangsknoten wirksam gekoppelt sind, zum Erzeugen des Ausgangssignals an dem ersten Ausgangsknoten und dem zweiten Ausgangsknoten, und zwar in Reaktion auf das Oszillatorsignal, dadurch gekennzeichnet, dass – die Spannung-Strom-Umwandlungsmittel die nachfolgenden Elemente aufweisen: – einen ersten Spannung-Stromwandler, von dem eine erste Steuerelektrode mit dem Eingangsknoten gekoppelt ist, und eine erste leitende Hauptstrecke, von der eine erste Ausgangselektrode mit dem ersten Ausgangsknoten gekoppelt ist, und eine erste Schaltelektrode mit den Schaltmitteln gekoppelt ist; – einen zweiten Spannung-Stromwandler, von dem eine zweite Steuerelektrode mit dem Eingangsknoten gekoppelt ist, und eine zweite leitende Hauptstrecke, von der eine zweite Ausgangselektrode mit dem zweiten Ausgangsknoten gekoppelt ist und eine zweite Schaltelektrode mit den Schaltmitteln gekoppelt ist; und – die Schaltmittel die nachfolgenden Elemente koppeln: – die erste Schaltelektrode mit der ersten Speisespannung und die zweite Schaltelektrode mit einer zweiten Speisespannung, und zwar während einer ersten Phase des Oszillatorsignals, und – die erste Schaltelektrode mit der zweiten Speisespannung und die zweite Schaltelektrode mit der ersten Speisespannung, und zwar während einer zweiten Phase des Oszillatorsignals.