DE4410030C2 - Rauscharmer, aktiver Mischer - Google Patents

Rauscharmer, aktiver Mischer

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Description

Diese Erfindung bezieht sich auf aktive Signalmischschal­ tungen und insbesondere auf einen doppelt abgestimmten ak­ tiven Mischer, dem eine Gilbert-Zelle zugrundeliegt, mit einem rauscharmen Verhalten und einer Schmalbandeingangs­ impedanzanpassung.
Eine Mischerschaltung (manchmal als "Modulator" bezeichnet) schafft ein Ausgangssignal bei einer Frequenz oder bei Fre­ quenzen, die von den Frequenzen der zwei oder mehr Eingangs­ signale abhängig sind.
Ein typischer Breitband-, doppelter abgestimmter Mischer, hat zwei angepaßte Differentialtransistorpaare, die durch eine geeignete Vorspannungsschaltung vorgespannt sind. Diese Differentialpaare sind mit einem Lokaloszillatoreingang Ba­ sis-gekoppelt und mit den zwei Transistoren eines dritten Differentialpaares Emitter-gekoppelt. Dieses Paar ist mit einem Hochfrequenzeingang Basis-gekoppelt. Typischerweise wird das Ausgangssignal von den Kollektoren der zwei an­ fänglichen Differentialpaare abgegriffen, entweder unsym­ metrisch oder differentiell.
Bei abgestimmten, aktiven Mischschaltungen wurde beobachtet, daß innerhalb der Schaltung eine bedeutende Rauschver­ schlechterung von typischerweise 16 Dezibel (dB) existiert. Die Rauschreduzierung in Mischschaltungen ist häufig ein be­ gehrtes, aber häufig schwer erreichbares Ziel.
Nachdem viele derzeitige Hochfrequenz-Kommunikationsysteme eine schmalbandige Natur haben, würde es für diese Anwen­ dungen bevorzugt, die Breitband- und großen Rauschver­ schlechterungscharakteristika der typischen aktiven Mischer­ schaltung mit einer Schaltungstopologie zu tauschen, die alle Charakteristika eines herkömmlichen aktiven Mischers im interessierenden Frequenzband beibehält, aber die fähig ist, das erwünschte Verhalten mit einem bedeutend reduzierten Pe­ gel an unerwünschtem Rauschen zu liefern.
Die US-A-3,550,040 betrifft eine doppelt abgestimmte Modula­ torschaltung, die drei Paare von NPN-Transistoren ein­ schließt. Das erste Transistorpaar schließt zwei Transi­ storen ein, deren Emitterelektroden miteinander durch Impe­ danzen verbunden sind. Das zweite Transistorpaar schließt zwei Transistoren ein, deren Emitterelektroden durch Impe­ danzen verbunden sind. Das dritte Transistorpaar zwei Tran­ sistoren ein, deren Emitterelektroden durch zwei Impedanzen verbunden sind. Bei den verwendeten Impedanzen, die die Emitterelektroden der jeweiligen Transistoren verbinden, handelt es sich um Widerstände.
Die GB-A-1,160,603 betrifft modulierbare Oszillationsgenera­ toren, Demodulatoren, Phasendetektoren und Frequenzschieber, die auf der Grundlage von Transistoren aufgebaut sind. Eine Schaltung umfaßt vier im wesentlichen identische Transi­ storen sowie zwei weitere Transistoren. Die ersten Transi­ storen und die zweiten Transistoren bilden jeweils ein er­ stes bzw. zweites Paar von emittergekoppelten Transistoren mit einer gemeinsamen Ausgangslast. Die Emitter der zwei weiteren Transistoren sind miteinander durch gleiche Wider­ stände verbunden.
Die US-A-4,268,916 betrifft eine Frequenzumwandlungsschal­ tung. Diese Umwandlungsschaltung umfaßt ein NPN-Transistor­ paar, das mit einer Gleichstromquelle verbunden ist und ferner eine Oszillatorschaltung, die zwischen den Kollek­ toren der Transistoren angeordnet ist. Ferner ist ein Ver­ stärkerabschnitt vorgesehen.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, eine aktive Mischerschaltung derart weiterzuentwickeln, daß diese ein verbessertes Rauschverhalten aufweist.
Diese Aufgabe wird durch eine aktive Mischerschaltung nach Anspruch 1 gelöst.
Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfin­ dung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 eine schematische Darstellung einer herkömmlichen, doppelt abgestimmten, aktiven Mischerschaltung, der eine Gilbert-Zelle zugrundeliegt; und
Fig. 2 eine schematische Darstellung eines rauschärmeren, impedanzangepaßten, doppelt abgestimmten, aktiven Mischers gemäß der vorliegenden Erfindung.
Bezugnehmend auf Fig. 1 schließt eine typische, herkömm­ liche, doppelt abgestimmte, aktive Mischerschaltung nach dem Stand der Technik im wesentlichen ein Hochfrequenz-Diffe­ rentialtransistorpaar Q5, Q6, zwei Lokaloszillator-Dif­ ferentialtransistorpaare Q1, Q2, Q3, Q4 und eine Vorspan­ nungsschaltung 16 ein, die mit den drei Differentialtransis­ torpaaren verbunden ist. Ein unsymmetrischer Hochfrequenz­ eingang 18 ist mit der Basis der zwei Transistoren des Hoch­ frequenz-Differentialpaares Q5, Q6 verbunden. Ein unsym­ metrischer Lokaloszillatoreingang ist mit der Basis eines der Transistoren der zwei Lokaloszillator-Differentialtran­ sistorpaare Q1, Q4 verbunden, während die Basis der anderen Transistoren des Lokaloszillators-Differentialpaares Q2, Q3 miteinander verbunden sind, und über einen Kondensator C1 mit Masse verbunden sind.
Die Vorspannungsschaltung ist mit den drei Differentialtran­ sistorpaaren über die Vorspannungswiderstände R3, R4, R5 und R6 verbunden. Ein Widerstand R1 verbindet eine Versorgungs­ spannung VCC mit den Kollektoren eines Transistors jedes an­ gepaßten Lokaloszillator-Transistorpaares Q1 und Q3, die miteinander verbunden sind. Auf ähnliche Weise verbindet ein Widerstand R2 VCC und die Kollektoren der anderen zwei Tran­ sistoren des angepaßten Lokaloszillatorpaares Q2 und Q4, die ebenfalls miteinander verbunden sind.
Bei der herkömmlichen Konfiguration nach dem Stand der Tech­ nik umfaßt das Hochfrequenz-Differentialpaar die Transis­ toren Q5, Q6 und die Vorspannungswiderstände R5 und R6, und schließt zusätzlich einen Degenerationswiderstand RE ein, der zwischen den Emittern von Q5 und Q6 geschaltet ist. Die Transistoren des Hochfrequenz-Differentialpaares sind durch gleiche Ströme getrieben, die durch die zwei Stromquellen IQ bereitgestellt sind. Dieser Hochfrequenzabschnitt der Schal­ tung wird verwendet, um eine Eingangsimpedanz zu schaffen, die an die Quellenimpedanz Z0 von typischerweise 50 Ω oder 75 Ω angepaßt ist. Eine Impedanzanpassung ist wünschenswert, wenn das ankommende Hochfrequenzsignal auf einer hohen Fre­ quenz (größer als etwa 100 Megaherz) ist. Nachdem die Impe­ danz in die Basis von Q5 verglichen mit der Quellenimpedanz Z0 relativ hoch ist, wird die Eingangsanpassung normaler­ weise durch Bereitstellen des Vorspannungswiderstandes R5, der gleich der Quellenimpedanz Z0 ist, erreicht. Dieser Brechstangen-Ansatz verschlechtert die Rauschzahl der Schal­ tung um bis zu 3 Dezibel (dB), während eine Breitbandanpas­ sung möglich ist.
Zusätzlich wird das Hochfrequenz-Differentialpaar verwendet, um die Eingangsstufe durch Verwendung des Emitter-Degenera­ tionswiderstandes RE zu linearisieren. Ein großer Degenera­ tionswiderstand verursacht Verbesserungen der Schaltungs­ linearität, aber er trägt einen größeren Betrag zum therm­ ischen Rauschens in der Schaltung bei, wenn sich der Wert von RE erhöht. Eine typische Rauschzahl für diese Mischer­ topologie beträgt etwa 16 Dezibel (dB).
Aus der obigen Beschreibung ist es offensichtlich, daß die Brechstangen-Technik zur Eingangsanpassung und die wider­ standsbehaftete Rückkopplungsdegenerationstechnik zur Lin­ earisierung, die Rauschzahl verschlechtern und folglich den dynamischen Bereich der Schaltung. Nachdem viele moderne Hochfreguenzkommunikationssysteme von Natur aus schmalbandig sind und Mischerschaltungen mit niedrigeren Rauschzahlen erfordern, würde man eine Mischertopologie bevorzugen, die alle wesentlichen Charakteristika eines herkömmlichen Mischers in dem interessierenden Frequenzband beibehält, aber ein besseres Rauschverhalten hat. Eine Technik wird durch die vorliegende Erfindung vorgestellt.
Bezugnehmend auf Fig. 2, wird gesehen, daß die vorliegende Erfindung im wesentlichen alle die bis hierher erwähnten Elemente eines herkömmlichen aktiven Mischers, dem eine Gilbert-Zelle zugrundeliegt, einschließt. Eine primäre Art, in der die vorliegende Erfindung die herkömmliche Schaltung nach dem Stand der Technik verbessert, ist durch Einfügen einer reaktiven Rückkopplung zwischen den Emittern des Hochfrequenz-Differentialtransistorpaare Q5, Q6. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel umfaßt die Einrichtung zur reaktiven Rückkopplung eine Dünnfilm-Spiralinduktivität, die als induktives Bauelement in Serie mit einem Widerstand RI geformt sein kann, wobei der Widerstand aufgrund der Metall-Leitungen des spiralförmigen induktiven Bauelements hervorgerufen wird. Zusätzlich ist ein eingangsseitiges induktives Bauelement L1 zwischen dem Hochfrequenzeingang und die Basis eines der Hochfrequenztransistoren Q5 hinzu­ gefügt. Das spiralförmige induktive Bauelement zwischen den Emittern des Hochfrequenz-Differentialtransistorpaares in Verbindung mit dem eingangsseitigen induktiven Bauelement L1 hilft, eine Eingangsimpedanzanpassung zwischen dem Hochfre­ quenzeingang und dem Hochfrequenz-Differentialtransistorpaar zu erreichen.
Durch Ersetzen des rauschenden Degenerationswiderstandes durch das spiralförmige induktive Bauelement und das ein­ gangsseitige induktive Bauelement wird die erwünschte Ein­ gangsanpassung ohne bedeutende Verschlechterung der Rausch­ zahl der Schaltung erreicht. Die Eingangsanpassung kann des­ halb ohne den Bedarf einer Brechstangen-Anpassungstechnik erreicht werden, und verschlechtert daher nicht notwendiger­ weise die Rauschzahl. Zusätzlich ist das spiralförmige in­ duktive Bauelement ebenfalls als Rückkopplungselement wirk­ sam, und verbessert folglich die Linearität der Schaltung in dem interessierenden Frequenzbereich, ohne unnötige Ver­ schlechterung der Rauschzahl.
Bei der vorliegenden Erfindung sind die Vorspannungswider­ stände R5 und R6 für das Hochfrequenz-Transistorpaar nun Widerstände mit einem großen Wert (viel größer als die Ein­ gangsimpedanz) und werden lediglich für Vorspannungszwecke verwendet.
Für relativ niedrige Frequenzanwendungen (wenn die Frequenz am Hochfrequenzeingang kleiner als die Transitfrequenz des Hochfrequenz-Differentialtranistorpaares geteilt durch den Gleichstromwert ihres Transistor-Betas β ist) kann ein Ein­ gangskondensator C3 eingebaut sein, um die Eingangsanpassung zu verbessern, nachdem die wirksame Impedanz der Schaltung nun in der Nähe des Wertes des Vorspannungswiderstandes R5 ist.
Wie in Fig. 2 dargestellt ist, sind ebenfalls Kompensations­ kondensatoren C4, C5, C6 und C7 zwischen die verschiedenen Kollektoren und Basen der der Lokaloszillator-Differential­ transistorpaare geschaltet, um die Schaltungsstabilität beim Vorhandensein von parasitären Gehäuseinduktivitäten zu ver­ bessern, die bei einer Ausführung der Erfindung als inte­ grierte Schaltung vorhanden sind. Die Kompensationskonden­ satoren C4, C5, C6 und C7 sind optional und für eine wirk­ same Ausführung der Schaltung nicht notwendig, sie werden jedoch bevorzugt, wenn parasitäre Packungsinduktivitäten existieren und der Betrieb der Erfindung in einem schmalen Frequenzband durchgeführt werden soll. Der Kompensations­ kondensator C4 ist zwischen den Kollektoren der Transistoren Q1 und Q3 und den Basen der Transistoren Q1 und Q4 geschal­ tet. Der Kompensationskondensator C5 ist zwischen die Kol­ lektoren der Transistoren Q1 und Q3 und den Basen der Tran­ sistoren Q2 und Q3 geschaltet. Der Kompensationskondensator C6 ist zwischen die Kollektoren der Transistoren Q2 und Q4 und den Basen der Transistoren Q2 und Q3 geschaltet. Der Kompensationskondensator C7 ist zwischen den Kollektoren der Transistoren Q2 und Q4 und den Basen der Transistoren Q1 und Q4 geschaltet. Aufgrund der Schmalbandnatur der Schaltung sind diese Kondensatoren vorgesehen, um die Stabilität der Schaltung zu verbessern, sie bewirken jedoch eine leichte Zunahme des Lokaloszillator-Lecksignals an dem Zwischenfre­ quenzausgangsanschluß 68.
Zusammenfassend kann gesagt werden, daß bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ein herkömmlicher Gilbert-Zellen, ak­ tiver Mischer modifiziert ist, um ein induktives Emitter-De­ generationsbauelement LE, ein eingangsseitiges induktives Bauelement L1, einen Eingangskondensator C3 und Kompen­ sationskondensatoren C4, C5, C6, C7 einzuschließen. Der ver­ besserte Mischer hat gegenüber einer herkömmlichen Gilbert- Zelle deshalb die folgenden Vorteile. Er behält alle wesent­ lichen Charakteristika eines herkömmlichen Gilbert-Zellen- Mischers bei, nämlich Frequenzumwandlung, Lokaloszillator­ signal und Hochfrequenzsignalsperrdämpfung und Wandlungsge­ winn. Die Schaltung erreicht aufgrund des Ausschlusses des Brechstangen-Anpassungswiderstandes und des Degenerations­ widerstandes ein niedriges Rauschverhalten, das so gering wie 10 Dezibel (dB) ist. Die Schaltung erreicht durch die Verwendung einer reaktiven Rückkopplung über das interes­ sierende Schmalband eine Eingangsanpassung als auch eine Eingangslinearität über das interessierende Band. Das reak­ tive Element kann entweder ein induktives Bauelement, wie in Fig. 2 beschrieben und offenbart ist, sein oder es kann mit geringen Änderungen als kapazitives Bauelement ausgeführt sein. Das bevorzugte Ausführungsbeispiel erreicht ebenfalls einen stabilen Betrieb, sogar wenn parasitäre Induktivitäten aufgrund von Gehäuseanschlußleitungen, die bei integrierten Schaltungsanwendungen vorhanden sind, vorhanden sind.
Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird der verbesserte aktive Mischer auf einer einzelnen integrierten Schaltung ausgeführt. Wiederum bezugnehmend auf Fig. 2 stellen die ge­ strichelten Linien den Abschnitt der Schaltung dar, der auf dem Chip ausgeführt ist.
Wird die vereinfachte Hochfrequenzeingangsstufe der herkömm­ lichen Mischertopologie, die in Fig. 1 gezeigt ist, betrach­ tet, kann gezeigt werden, daß bei einer Frequenz über ωT/β0, wobei ωT die Transitfrequenz ist, und β0 die Gleichstrom- Stromverstärkung ist, die wirksame Impedanz an der Basis des Transistors Q5 wie folgt lautet:
Aus obigem kann erkannt werden, daß, um die erwünschte Ein­ gangsanpassung zu erreichen, die kapazitive Komponente ver­ stimmt werden muß, und die reelle Komponente auf die Quel­ lenimpedanz Z0 angepaßt werden muß. Eine Eingangsanpassung kann durch Ersetzen des rauschenden Degenerationswider­ standes RE durch ein ideales, rauschloses induktives Bauele­ ment LE und durch Hinzufügen eines induktiven Basisbauele­ mentes L1, wie es in Fig. 2 gezeigt ist, erreicht werden. Die Eingangsimpedanz von Q5 lautet dann:
wobei RI den widerstandsbehafteten Verlust des spiralförmi­ gen induktiven Bauelements aufgrund der Metall-Leitungen darstellt. Aus (2) wird erkannt, daß mit dem reaktiven Ele­ ment LE, das das widerstandsbehaftete Element RE ersetzt, die Eingangsanpassung ohne die Notwendigkeit einer Brech­ stangen-Anpassungstechnik erreicht werden kann, und folglich die Rauschzahl nicht verschlechtert.
Die reaktive Rückkopplungstechnik der vorliegenden Erfindung kann auf ähnliche Weise bei Mixerschaltungen verwendet wer­ den, die mit anderen Transistortechnologien, wie z. B. MESFET- und MOSFET-Transistortechnologien, aufgebaut sind, mit geringfügigen geeigneten Anpassungen des Gilbert-Zellen- Mischers.

Claims (7)

1. Aktive Mischerschaltung, mit:
einem ersten Lokaloszillator-Transistorpaar (Q1, Q2);
einem zweiten Lokaloszillator-Transistorpaar (Q3, Q4) mit ähnlichen Charakteristika wie das erste Lokaloszil­ lator-Transistorpaar (Q1, Q2);
einem Hochfrequenz-Transistorpaar (Q5, Q6), wobei der Kollektor des ersten Transistors (Q5) des Hochfrequenz- Transistorpaares (Q5, Q6) mit den Emittern des ersten Lokaloszillator-Transistorpaares (Q1, Q2) verbunden ist, wobei der Kollektor des zweiten Transistors (Q6) des Hochfrequenz-Transistorpaares (Q5, Q6) mit den Emittern des zweiten Lokaloszillator-Transistorpaares (Q3, Q4) verbunden ist, wobei zwischen den Emittern der Transi­ storen des Hochfrequenz-Transistorpaares (Q5, Q6) eine Impedanz vorgesehen ist;
einem Lokaloszillatoreingang (VLO), der mit den Steue­ rungsanschlüssen der Lokaloszillator-Transistorpaare (Q1, Q2, Q3, Q4) verbunden ist; und
einem Hochfrequenzeingang (VRF), der mit den Steuerungs­ anschlüssen des Hochfrequenz-Transistorpaares (Q5, Q6) verbunden ist;
dadurch gekennzeichnet, daß
die Impedanz zwischen den Emittern der Transistoren des Hochfrequenz-Transistorpaares (Q5, Q6) aus einem induk­ tives Bauelement (LE) besteht; und
zwischen den Hochfrequenzeingang (VRF) und die Steue­ rungsanschlüsse des Hochfrequenz-Transistorpaares (Q5, Q6) ein weiteres induktives Bauelement (L1) geschaltet ist, das die Eingangsquellenimpedanz an die Impedanz des Hochfrequenz-Transistorpaares (Q5, Q6) anpaßt.
2. Aktive Mischerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß zusätzlich zu dem weiteren induktiven Bauelement (L1) ein Kondensator (C3) zwischen den Hochfrequenzein­ gang (VRF) und die Steuerungsanschlüsse des Hochfre­ quenz-Transistorpaares (Q5, Q6) geschaltet ist.
3. Aktive Mischerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß das induktives Bauelement (LE) spiralförmig ausge­ bildet ist.
4. Aktive Mischerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, gekennzeichnet durch eine kapazitive Verbindungseinrichtung (C4, C5, C6, C7) zwischen dem Kollektor jedes Transistors der zwei Lokal­ oszillator-Transistorpaare und den Basen der Transis­ toren (Q1, Q2, Q3, Q4) der Lokaloszillator-Transistor­ paare.
5. Aktive Mischerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet,
daß das erste Lokaloszillator-Transistorpaar (Q1, Q2) zwei NPN-Transistoren umfaßt, die Emitter-gekoppelt sind;
daß das zweite Lokaloszillator-Transistorpaar (Q3, Q4) zwei NPN-Transistoren umfaßt, die Emitter-gekoppelt sind;
daß der Kollektor des ersten Transistors (Q1) des ersten Lokaloszillator-Transistorpaares mit dem Kollektor des ersten Transistors (Q3) des zweiten Transistorpaares verbunden ist;
daß der Kollektor des zweiten Transistors (Q2) des er­ sten Transistorpaares mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q4) des zweiten Transistorpaares verbunden ist;
daß das Hochfrequenz-Transistorpaar (Q5, Q6) zwei NPN- Transistoren umfaßt;
daß jeder Emitter der zwei Hochfrequenz-Transistoren über einen Widerstand (R7, R8) mit Masse verbunden ist;
daß der Lokaloszillatoreingang (VLO) mit der Basis des ersten Transistors (Q1) des Lokaloszillator-Transistor­ paares und mit der Basis des zweiten Transistors (Q4) des zweiten Lokaloszillator-Transistorpaares verbunden ist;
daß der Kollektor und die Basis des ersten Transistors (Q1) des ersten Lokaloszillator-Transistorpaares kapazi­ tiv (C4) miteinander verbunden sind;
daß der Kollektor des ersten Transistors (Q1) des ersten Lokaloszillator-Transistorpaares kapazitiv (C5) mit der Basis des zweiten Transistors (Q2) des ersten Lokalos­ zillator-Transistorpaares verbunden ist;
daß die Basis des zweiten Transistors (Q2) des ersten Lokaloszillator-Transistorpaares mit der Basis des er­ sten Transistors (Q3) des zweiten Lokaloszillator-Tran­ sistorpaares verbunden ist;
daß der Kollektor und die Basis des zweiten Transistors (Q4) des zweiten Lokaloszillator-Transistorpaares kapa­ zitiv (C7) miteinander verbunden sind; und
daß der Kollektor des zweiten Transistors (Q4) des zwei­ ten Lokaloszillator-Transistorpaares kapazitiv (C6) mit der Basis des ersten Transistors (Q3) des zweiten Lokal­ oszillator-Transistorpaares verbunden ist.
6. Aktive Mischerschaltung, nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet,
daß das erste Lokaloszillator-Transistorpaar (Q1, Q2) durch Bipolar-Transistoren gebildet ist;
daß das zweite Lokaloszillator-Transistorpaar (Q3, Q4) durch Bipolar-Transistoren gebildet ist;
daß das erste Hochfrequenz-Transistorpaar (Q5, Q6) durch Bipolar-Transistoren gebildet ist;
daß der Lokaloszillatoreingang (VLO) mit der Basis des Lokaloszillator-Transistorpaares (Q1, Q2, Q3, Q4) ver­ bunden ist; und
daß der Hochfrequenzeingang (VRF) mit der Basis des Hochfrequenz-Transistorpaares (Q5, Q6) verbunden ist.
7. Doppelt abgestimmter, aktiver Mischer, dem eine Gil­ bert-Zelle zugrunde liegt, mit einer aktiven Mischer­ schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6.
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