DE60004518T2

DE60004518T2 - Mos-verstärker mit variabler verstärkung

Info

Publication number: DE60004518T2
Application number: DE60004518T
Authority: DE
Inventors: R. Arya BEHZAD
Original assignee: Broadcom Corp
Current assignee: Broadcom Corp
Priority date: 1999-04-13
Filing date: 2000-04-12
Publication date: 2004-06-24
Anticipated expiration: 2020-04-13
Also published as: AU4456300A; ATE247338T1; DE60004518D1; EP1177621A2; WO2000062419A2; WO2000062419A3; EP1177621B1

Description

Hintergrund der Erfindung
Funkempfänger, oder Tuner, werden oft in Anwendungen verwendet, die den Empfang von elektromagnetischer Energie erfordern. Anwendungen können Rundfunkempfänger, wie z.B. Radio und Fernsehen, Set-Top-Boxen für Kabelfernsehen, Empfänger in lokalen Netzwerken, Prüf- und Messinstrumente, Radarempfänger, Flugsicherungsempfänger und Mikrowellen-Nachrichtenverbindungen u.a. beinhalten. Die Übertragung der elektromagnetischen Energie kann über eine Übertragungsleitung oder durch elektromagnetische Funkwellen erfolgen.
Das Auslegen eines Empfängers ist eine der vielschichtigsten Auslegungsaufgaben in der Elektrotechnik. Beim gegenwärtigen Stand der Technik gibt es viele Auslegungskriterien, die zur Herstellung eines funktionierenden Funkempfängers berücksichtigt werden müssen. Zum Erreichen eines festgelegten Ziels werden oft Kompromisse der Leistung der Auslegung angewandt. Es gibt eine Vielzahl von Leistungskennwerten, die beim Auslegen eines Empfängers berücksichtigt werden müssen.
Alle Empfänger haben jedoch bestimmte Leistungskennwerte gemeinsam. Verzerrung und Rauschen sind zwei solche Parameter. Der Vorgang des Signalauffangens erzeugt eine Verzerrung, die bei der Auslegung des Funkempfängers zu berücksichtigen ist. Die Verzerrung muss entweder herausgefiltert oder aufgehoben werden. Sobald ein Funksignal aufgefangen wird, muss das empfangene Signal im Empfänger umgebende Rauschen berücksichtigt werden. Funksignale sind oft äußerst schwach, und wenn Rauschen in der Schaltung vorhanden ist, kann das Signal trotz befriedigenden Empfangs in diesem Grundrauschen leicht verloren gehen. Der gegenwärti ge Stand der Technik auf dem Gebiet der Empfängerauslegung ist oft darauf ausgerichtet, diese Empfängerbeschränkungen auf eine kostengünstige Weise zu überwinden.
In einem integrierten Funkempfänger wird zum Schutz der integrierten Schaltung vor statischer Entladung normalerweise eine Entladungsschaltung für elektrostatische Entladung verwendet. Funksignale in einem Empfänger streben eine kleine Amplitude und hohe Frequenz an und sind daher. für Verzerrung anfällig, die durch kapazitive Aufladung durch standardmäßige Steuerverfahren für elektrostatische Entladung hervorgerufen wird. Daher ist es wünschenswert, ein System für Schutz vor elektrostatischer Entladung bereitzustellen, das den Empfang der Hochfrequenzsignale mit kleinen Amplituden nicht stört.
In einem Empfänger werden Induktoren benutzt, um Frequenzselektivität bereitzustellen, die zur Beseitigung von Verzerrung und Störung beiträgt. Induktoren sind auf einem Halbleitersubstrat nicht leicht zu integrieren. Normalerweise verwendete spiralförmige Induktoren weisen ein niedriges Q auf, das eine ungenügende Selektivität bereitstellt, und machen es erforderlich, dass Filter nicht auf dem Substrat der integrierten Schaltung hergestellt werden.
Verstärker werden zur Erhöhung von Signalpegeln über das Grundrauschen des Empfängers verwendet. Verstärkung wird bei vielen Empfängerfunktionen angewandt. Sie wird bei einem Verstärker mit fester Verstärkung angewandt, um bei dem ihm angebotenen Signal eine feste Verstärkung durchzuführen. Bei der Durchführung einer festen Verstärkung wird ein einem Verstärker angebotenes Signal mit gegebenem Leistungspegel um einen festen Multiplikationsfaktor leistungsmäßig erhöht. Bei einem Verstärker mit variabler Verstärkung (VGA) wird die Verstärkung oft eingestellt, um ein Ausgangssignal mit fester Leistung für eine Vielzahl von Eingangssignal-Leistungspegeln bereitzustellen. Der Multiplikationsfaktor wird in Abhängigkeit von der Leistung des Eingangssignals durch eine Steuerung eingestellt.
Verstärkung wird oft zusammen mit anderen Schaltungsfunktionen angewandt. Filter umfassen oft eine Verstärkung, um den Pegel eines gewünschten Signals zu erhöhen, während sie gleichzeitig unerwünschte Signale unterdrücken. Dämpfer enthalten ebenfalls Verstärker, um ihren Dynamikbereich zu erweitern. Ein Dämpfer, der eine Verstärkung beinhaltet, kann daher ein Ausgangssignal erzeugen, das je nach der Einstellung mehr oder weniger Leistung hat als ein in die Vorrichtung eingegebenes Signal.
Aufgrund der inhärenten Verstärker-Nichtlinearitäten erzeugen die Verstärker eine Verzerrung. Die Verzerrung tendiert dazu, mit dem einem Verstärker angebotenen Signalpegel zu variieren. Starke Eingangssignale streben eine Erhöhung von Verzerrungspegeln an. Zur Begrenzung der Verzerrung ist der Dynamikbereich eines Verstärkers oft auf einen schmalen Bereich von Eingangssignalpegeln eingeschränkt, um das Auftreten einer Verzerrung zu verhindern. Die Einschränkung des Signalpegels beeinträchtigt die Gesamtleistung eines Empfängersystems.
Eine Einschränkung von Eingangspegeln macht z.B. eine strenge automatische Verstärkungsregelung (AGC) des Empfängers erforderlich, die zu weiteren Problemen bezüglich Stabilität, Reaktionszeit und Beibehaltung des erforderlichen Signalpegelbereichs führt. Verstärker mit einem vergrößerten Dynamikbereich sind deshalb beim Auslegen von Empfängern zur Verminderung der Verzerrung und Lockerung von Systemanforderungen wünschenswert.
EP-A-0365085 offenbart eine Schaltungsanordnung zum Einstellen der Amplitude eines Signals, wobei die Schaltung zwei Transistor-Differenzverstärker aufweist, von denen einer angeordnet ist, um das Signal über seinen Hauptstromwegeingang zu erhalten, und der andere Verstärker angeordnet ist, um eine direkte Stromversorgung zu erhalten, die der Gleichstromkomponente des Signals entspricht.
Erfindungsgemäß bereitgestellt ist ein integrierter MOS-VGA mit einem verbesserten Dynamikbereich mit:
einem ersten Differenzpaar-Verstärker, der auf dem Substrat angeordnet ist, mit einem VGA-Ausgang gekoppelt ist und eine Verstärkung aufweist, deren Beitrag zur VGA-Verstärkung direkt proportional ist;
einem zweiten Differenzpaar-Verstärker, der auf dem Substrat angeordnet ist, mit dem VGA-Ausgang gekoppelt ist und eine Verstärkung aufweist und so mit dem ersten Differenzverstärker gekoppelt ist, dass die VGA-Verstärkung umgekehrt proportional von einer Erhöhung der Verstärkung des zweiten Differenzpaar-Verstärkers abhängt, und gekennzeichnet durch
ein Substrat, auf dem der erste Differenzpaar-Verstärker und der zweite Differenzpaar-Verstärker angeordnet sind, und
eine festgelegte gesteuerte Stromaufteilung zwischen dem ersten Differenzpaar-Verstärker und dem zweiten Differenzpaar-Verstärker, die so erfolgt, dass der Strom zu der Sourceverbindung des zweiten Differenzpaar-Verstärkers nicht größer ist als der Strom zu der Sourceverbindung des ersten Differenzpaar-Verstärkers und eine Stromerhöhung zu einer Erhöhung der Verstärkung des Verstärkers führt.
Diese und andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden beim Lesen der folgenden ausführlichen Beschreibung in Verbindung mit den beiliegenden Zeichnungen besser verstanden; es zeigen:
1 ein Blockschaltbild eines Verstärkers mit variabler Verstärkung (VGA);
2 ein Blockschaltbild der internen Konfiguration des VGA und der Linearisierungsschaltung
3 eine grafische Darstellung der Verstärkung in Abhängigkeit vom Steuerstrom iSig. Der Steuerstrom iSig ist als Bruchteil von jAtten dargestellt, wobei der Gesamtstrom gleich 1 oder 100% ist;
4 die schematische Darstellung einer Ausführungsform des VGA. Der VGA hat eine Steuerschaltung zur Steuerung der V_ds von M10 und M13 an Knoten 7505 und der V_ds von M4 und M14 an Knoten 7507;
5a eine Darstellung einer Kurvenfamilie, die die Beziehung des Drainstroms (I_d) eines Transistors zu seiner Gate-Source-Spannung (V_gs)gemessen bei jeder von mehreren Drain-Source-Spannungen (V_ds) von 50 mV bis 1 V zeigt;
5b eine grafische Darstellung von g_m in Abhängigkeit von V_gs, während V_ds von 50 mV bis 1 V verändert wird;
5c eine grafische Darstellung des Querschnitts von 5b, in der g_m in Abhängigkeit von V_ds für verschiedene Werte von V_gs aufgetragen ist;
6 ein Schemabild einer Stromlenkungsschaltung;
7 ein Schemabild einer VD1-Steuersignal-Erzeugungsschaltung; und
8 ein Blockschaltbild eines Kommunikationsnetzwerks, das einen Empfänger gemäß jeder der beispielhaften Ausführungsformen der Erfindung benutzt.
Die vorliegenden Ausführungsformen der Erfindung erlauben die Verwirklichung der gesamten Kanalselektivität und Spiegelfrequenzunterdrückung auf einer integrierten Schaltung. Integration ist durch Anwendung von Differenzsignalübertragung, eines Oszillators mit geringem Phasenrauschen, integrierten Filtern mit niedrigem Q, Filterabstimmung, Frequenzplanung, Lokaloszillator-Generierung und PLL-Abstimmung erreichbar, um einen früher nicht verwirklichten Grad an Empfängerintegration zu erreichen.
Die Ausführungsformen der Erfindung erlauben vorteilhaft die Integration von LC-Filtern auf einem Empfänger-Chip, was eine integrierte Schaltung ergibt, die im Wesentlichen den gesamten Empfänger enthält. Durch vorteilhaftes Auswählen eines Frequenzplans und Nutzen der Eigenschaften komplexer Mischer wird eine Architektur erreicht, die die Integration von LC-Filtern auf einem Empfänger-Chip erlaubt, so dass eine annehmbare Leistung erzeugt wird, wenn ein empfangenes Signal in eines mit einer niedrigeren Frequenz umgesetzt wird, das leicht zu verarbeiten ist.
Die Ausführungsformen verwenden bestimmte Aspekte eines willkürlich definierten Eingangsspektrums, um zuerst die empfangenen Frequenzen auf eine höhere Frequenz zu versetzen, damit die Störung durch Filtern einfacher beseitigt werden kann, und dann das Spektrum zur Ver arbeitung auf eine Nenn-Zwischenfrequenz (ZF) zu versetzen. Der erste Versetzungsprozess schiebt störende Spiegelfrequenzsignale vorteilhafterweise von einer Mittenfrequenz einer ersten LC-Filterbank weg, so dass die LC-Filterbank die Störsignalstärke wirksamer vermindert. Zur weiteren Verminderung der Störsignalstärke sind mehrere auf dieselbe Frequenz abgestimmte LC-Filter in Kaskade geschaltet und vermindern die Störsignalstärke weiter.
Zur Verminderung der Verschlechterung des gewünschten Signals benutzen die beispielhaften Ausführungen der Erfindung eine komplexe Mischstufe nach einer LC-Filterbank, um die Spiegelfrequenzstörung um einen zusätzlichen Betrag zu vermindern, der erforderlich sein könnte, um ein bestimmtes Bildfrequenzunterdrückungsziel (d.h. ein Unterdrückungsziel von ca. 60 dB bis 65 dB) zu erreichen. Ein komplexer Mischer erzeugt als Ergebnis seines normalen Betriebs ein Signal, das die Spiegelfrequenzstörung um den verbleibenden Betrag, der zum Erreichen einer befriedigenden Leistung mit LC-Filtern erforderlich ist, aufhebt.
Das eigentliche Ziel eines Empfängers ist die Verminderung der Frequenz eines eingehenden Signals auf eine Frequenz, die niedriger ist als die empfangene, so dass die Verarbeitung des gewünschten Signals leicht erreicht werden kann. Die Empfängerarchitektur wendet zwei Frequenzumsetzungen nach unten an, um dieses Ziel zu erreichen. Jede Frequenzumsetzung ist anfällig für eine Störung, die Filtern erforderlich macht. Eine wie oben beschriebene Frequenzplanung, die in Verbindung mit LC-Filtern und komplexen Mischern angewandt wird, liefert die erforderliche Unterdrückung der Spiegelfrequenzverzerrung, die den vorteilhaften Einsatz von LC-Filtern in einem integrierten Empfänger erlaubt.
Funkempfänger erfordern zur Durchführung der Frequenzumsetzung in eine Zwischenfrequenz (ZF) einen oder mehr Lokaloszillator-(LO-)Signale. Bei einem typischen Empfänger müssen diese Lokaloszillatorsignale stabil und rauschfrei sein. Wenn ein Empfänger als integrierte Schaltung hergestellt wird, nehmen die Möglichkeiten des Einbringens von Rauschen über die LO-Signale zu. Lokaloszillatorsignale für einen Empfänger werden normalerweise in unmittelbarer Nähe zur Frequenzumsetzungsschaltung erzeugt. Die unmittelbare Nähe dieser Frequenzerzeugungsschaltung zum Signalweg schafft eine höhere Wahrscheinlichkeit, dass Rauschen ausgestrahlt oder geleitet wird, um eine Störung des empfangenen Signals zu verursachen.
Zur Erzielung einer verbesserten Rauschfestigkeit können die beispielhaften Ausführungsformen der Erfindung eine Schaltung zur Erzeugung der Lokaloszillatorsignale, die eine überlegene Rauschleistung besitzen, benutzen. Die Lokaloszillatorsignale können auch vorteilhaft differentiell an die auf der integrierten Schaltung vorhandenen Mischer übertragen werden. Es sollte erwähnt werden, dass bei alternativen Ausführungsformen der Erfindung durch verschiedene im Stand der Technik bekannte Verfahren vom Differenzsignal ein unsymmetrischer Ausgang erzeugt werden kann. Dieses Verfahren wird immer dann vorteilhaft angewandt, wenn externe unsymmetrische Verbindungen zum Empfänger erforderlich sind.
Eine beispielhafte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung benutzt einen Differenzoszillator mit geringem Phasenrauschen oder Zittern und hoher Isolation als Frequenzbezug, der die Leistung einer auf einem einzigen Siliziumsubstrat integrierten Tunerarchitektur wesentlich erhöht.
Erfindungsgemäß ist eine Kristalloszillatorschaltung bereitgestellt und aufgebaut, um ein periodisches, sinusförmiges symmetrisches Differenzsignal zwischen zwei symmetrischen Klemmen eines Kristallresonators, die in einer Parallelkonfiguration zwischen symmetrischen Differenzklemmen einer Differenzoszillatorschaltung gekoppelt sind, zu definieren.
Die Differenzoszillatorschaltung ist so konfiguriert, dass sie aus einfachen aktiven und passiven Bauelementen aufgebaut ist, die sich leicht in moderne integrierte Schaltungstechnologie implementieren lassen und daher die Unterbringung der Diffexenzoszillatorschaltung auf einem monolithischen integrierten Schaltungschip erlauben, für den der Kristalloszillator (als Ganzes) ein geeignetes, stabiles periodisches Taktbezugsignal liefert. Ähnlich, und im Gegensatz zu den zum Stand der Technik gehörenden Implementierungen, ist nur der Resonanzkristall (Kristallresonator oder Quarzkristallresonator) als Off-Chip-Bauelement (Bauelement, das sich nicht auf dem Chip befindet) bereitgestellt. Diese spezielle Konfiguration erlaubt beträchtliche Einsparungen von Bauelementekosten, indem immer mehr Funktionalität in den Chip der integrierten Schaltung hinein verteilt wird.
Entferntes (Off-Chip-) Montieren des Kristallresonators macht es erforderlich, dass elektrische Kontakte zwischen dem Kristallresonator und der verbundenen Oszillatorschaltung mit Verbindungsleitungen von endlicher Länge hergestellt werden. Bei integrierter Schaltungstechnologie sind diese Verbindungsleitungen normalerweise als auf einem PC-Leiterplattensubstrat gebildete Schaltkreisanschlussflächen und leitende Drähte implementiert, an die Gehäuseleitungen gefügt (gelötet) sind, um eine elektrische Verbindung zwischen dem Kristallresonator und einer verbundenen Oszillatorschaltung zu bewirken. Es ist bekannt, dass externe elektrische Verbindungen dieser Art anfällig für Rauschen und anderen Störungsformen sind, die auf die Verbindungsleitungen und von dort in die Oszillatorschaltung gestrahlt werden könnten und ihre gesamte Rauschleistung beeinträchtigen.
Die vorliegende Erfindung sieht vorteilhafterweise Differenzsignalübertragung überall in ihrer Architektur vor, um die Reinheit des abgeleiteten periodischen Signals aufrechtzuerhalten und etwaige in das System eingebrachte Gleichtaktstörungskomponenten zu minimieren. Insbesondere gliedert die vorliegende Erfindung beim Bau einer Differenzkristalloszillatorschaltung eine Differenzsignalübertragung ein, einschließlich eines Kristallresonators und seiner verbundenen Oszillatortreiberschaltung. Die Differenzsignalübertragung wird durch mindestens eine erste lineare Pufferstufe hindurch aufrechterhalten, die die Schaltüberspannungen der Differenzoszillatorschaltung und andere Arten von Rauschen, die durch nachfolgende digitale integrierte Schaltungsbauelemente erzeugt werden könnten, isolieren.
Der VGA und programmierbare Verstärker (PGA)/rauscharme Verstärker (LNA) haben gemeinsame Eigenschaften, die in alternativen Ausführungsformen eine Austauschbarkeit erlauben.
1 ist ein Blockschaltbild eines Verstärkers mit variabler Verstärkung (VGA) 3403. Der VGA erzeugt ein Signal, das eine Reproduktion eines in ihm eingegebenen Signals ist, auf einem verstärkten Pegel. Der verstärkte Pegel in einem VGA kann variiert werden. Eine variable Verstärkung wird durch die Verwendung von einem oder mehr Steuersignalen erreicht, die an den Verstärker angelegt werden.
VGA werden häufig verwendet, um einen konstanten Ausgangssignalpegel aufrechtzuerhalten. VGA erreichen dies durch Variieren der Verstärkung des Verstärkers, um schwankende Eingangspegel zu kompensieren. Bei starken oder schwachen Signalen ist es wünschenswert, eine lineare Verstärkung für Eingangs- versus Ausgangssignale mit wenig hinzugefügtem Rauschen aufrechtzuerhalten. Die Aufrechterhaltung einer linearen Verstärkung vermindert bei Eingangssignalen mit hohem Pegel die Verzerrung. VGA werden oft in ZF- oder HF-Teilen zur Kompensation vorheriger Verluste oder eines schwachen Signalempfangs verwendet.
Bei einer linearen Verstärkung erzeugt eine Zunahme des sinusförmigen Eingangssingalpegels von 1 dB eine Änderung des Ausgangssignalpegels von 1 dB bei gleicher Frequenz. Eine Verstärkung dieser Art wird als „geradliniger Gang" bezeichnet. Wird keine Änderung von 1 dB erzeugt, weist dies darauf hin, dass eine verfügbare Leistung abgeleitet wird, um ein Signal mit einer anderen Betriebsfrequenz zu erzeugen. Ein Signal mit einer anderen Frequenz als der gewünschten stört oft das Signal, das verstärkt wird, und wird als Verzerrung bezeichnet. Folglich ist die Linearität eines Verstärkers eine Leistungszahl; je größer die Linearität ist, umso besser ist die Qualität des Verstärkers. Verstärker, die eine Kompensationsschaltung und Differenzsignalübertragung nutzen, tendieren dazu, eine verbesserte Linearität aufzuweisen.
Die VGA-Kompensationsschaltung steuert V_ds. Für ein großes Eingangssignal sind Linearität und niedrige Verstärkung erforderlich. Mit einer Verminderung von V_ds werden gute Linearität und niedrige Verstärkung erreicht. Wird ein kleines Signal in den Verstärker eingegeben, wird V_ds erhöht. Die Zunahme von V_ds bewirkt, das ein oder mehrere MOSFET im VGA in der aktiven Zone eine Vorspannung aufweisen. Die Vorspannung der aktiven Zone erlaubt gleichzeitiges Erreichen von hoher Verstärkung und geringem Rauschen. Der VGA nutzt ein Stromlenkungsverfahren zum Anlegen von Steuersignalen, um einen VGA mit erweitertem Verstärkungsbereich bereitzustellen. Die Steuerung von V_ds erlaubt die Erzeugung eines linearen Ausgangs, wenn ein großes Signal an den Eingang angelegt wird.
Der VGA hat einen Differenzeingang, der zwei Signale, +V_in und –V_out 7408, umfasst. Der VGA hat einen Differenzstromausgang, der zwei Signale, +I_out und –I_out, umfasst. Bei der gezeigten Ausführungsform werden die Differenzstromsignale an einen ersten und zweiten Widerstand R1 und R2 angelegt, um einen Differenzspannungsausgang, +V_out bzw. –V_out 7410, zu erzeugen. Entsprechend können die Stromausgänge angelegt werden, um zur Erzeugung eines Spannungsausgangs einer etwaigen Impedanz entgegenzuarbeiten.
Ein Satz von drei Steuersignalen 7404 wird von einer Linearisierungsschaltung 7402 an den VGA 3403 geliefert. Die Linearisierungsschaltung 7402 erzeugt durch die Kompensationsschaltung die drei Steuersignale 7404, die von einem einzigen Steuersignal, V_c 7406, abgeleitet werden. Steuersignal V_c strebt Proportionalität zu der im VGA 3403 gewünschten Verstärkung an. Die drei Steuersignale 7404 steuern den VGA in einer solchen Weise, dass eine gewünschte Verstärkung und eine gewünschte Linearität dazu tendieren, vom VGA erzeugt zu werden.
Die Linearisierungsschaltung wird durch das Steuersignal V_c 7406 stimuliert, das von einem externen DSP-Chip geliefert wird. Das an die Linearisierungsschaltung 7402 angelegte Steuersignal ist in einer vorbestimmten Weise geformt. Ein Ziel des Formens der Steuerschaltung besteht in der Erzeugung des zweiten Satzes von Steuersignalen 7404, die an den VGA 3403 angelegt werden, um eine gewünschte, in Dezibel gemessene VGA-Verstärkungstransferfunktion zu erzeugen, die sich mit dem angelegten Steuersignal V_c linear ändert. In der gezeigten Ausführungsform ist V_c eine Spannung, es kann jedoch entsprechend eine Steuerschaltung bereitgestellt sein. Bei einer alternativen Ausführungsform ist die Gesamttransferfunktion des VGA konfiguriert, um eine lineare Funktion der Verstärkung zu ergeben, die mit linearen Einheiten gemessen wird, versus Steuerspannung, indem die Linearisierungsschaltung durch die Anwendung eines Logarithmus auf den Linearkonversionsstrom geeignet angepasst wird.
Neben der Formung der Verstärkungstransferfunktion besteht eine andere Funktion der Linearisierungsschaltung in der Steuerung von Signalen, die den VGA steuern, um den gewünschten Ausgang mit niedriger Verzerrung zu erzeugen. Der zweite Satz von Steuersignalen 7404 ist als gebusste Leitung gezeigt. Der zweite Satz von Steuersignalen umfasst eine Spannung VD1 und ein Paar Steuerströme: iSig und iAtten. Der zweite Satz von Steuersignalen 7404 stiebt bei Schwankung des Steuersignals die Erzeugung einer linearen Verstärkungsänderung an, während er einen annehmbaren Verzerrungspegel im VGA aufrechterhält.
Die Erzeugung der drei Steuersignale erfolgt durch zwei Unterschaltungen in der Linearisierungsschaltung: einer Stromlenkungsschaltung und einer Drain-Spannungssteuersignal-Erzeugungsschaltung. Die Stromlenkungsschaltung erzeugt zwei Signale, iSig und iAtten. Die Drain-Spannungssteuersignalspannungs-Erzeugungsschaltung erzeugt ein Signal, VD1.
2 ist ein Blockschaltbild der internen Konfiguration des VGA und der Linearisierungsschaltung. Der VGA und die Linearisierungsschaltung zur Implementierung der Stromlenkung und V_ds-Steuerung des VGA sind als separater Funktionsblock beschrieben. Die beschriebenen Funktionen können jedoch entsprechend mit den Schaltungsfunktionsblöcken der anderen Schaltung verschmolzen sein.
Der VGA 3403 ist aus zwei kreuzweise gekoppelten Differenzpaar-Verstärkern 7500 7502 aufgebaut. Ein erster Differenzpaar-Verstärker 7500 beinhaltet zwei Transistoren M4 und M10. Ein zweiter Differenzpaar-Verstärker 7502 beinhaltet Transistoren M13 und M14. Erster und zweiter Differenzpaar-Verstärker werden durch eine differentielle Eingangsspannung 7408 parallel getrieben. Bei Bezugnahme zu Erde ist die gleichzeitig an jeden Verstärker angelegte differentielle Eingangsspannung als +V_in und –V_in bezeichnet.
Die Differenzpaar-Verstärker haben unterschiedliche Stromausgänge +I1, –I1, +I2, –I2, die kombiniert sind, um einen Differenz-VGA-Ausgang zu erzeugen, der +I_out und –I_out umfasst. Der erste Differenzpaar-Verstärker 7500 hat differentielle Stromausgänge +I1 und –I1, die sinusförmig und zueinander um 180 Grad phasenverschoben sind. Der zweite Differenzpaar-Verstärker 7502 hat differentielle Stromausgänge +I2 und –I2, die sinusförmig und zueinander um 180 Grad phasenverschoben sind. Der VGA-Ausgangsstrom +I_out ergibt sich aus der Kombination an Knoten 7505 der phasenverschobenen Ströme –I1 und +I2. Der VGA-Ausgangsstrom –I_out ergibt sich aus der Kombination an Knoten 7507 der phasenverschobenen Ströme +I1 und –I2. Es sei beachtet, dass die oben beschriebenen, mit einem Minuszeichen als Vorzeichen versehene Ströme , –I1, –I2, als Reaktion auf Eingangsspannung –V_in und die mit Pluszeichen als Vorzeichen versehene Ströme, +I1, +I2, als Reaktion auf +V_in erzeugt werden.
Eine V_ds-Steuerschaltung 7504 im VGA 3403 liefert eine V_ds-Steuerspannung, die an die Knoten 7505 und 7508 angelegt wird. Die V_ds-Steuerschaltung empfängt einen Eingang VD1 von einer VD1-Steuersignal-Erzeugungsschaltung 7510, die Teil der Linearisierungsschaltung 7402 ist. In alternativen Ausführungsformen ist die Vd_s-Steuerschaltung mit der VD1-Steuersignal-Erzeugungsschaltung 751 verschmolzen.
Eine Stromlenkungsschaltung 7512 in der Verstärkungssteuerschaltung 7402 liefert Steuersignale iSig und iAtten. Das Signal iSig ist ein Steuereingang zum ersten Differenzpaar-Verstärker 7500. Das Signal iAtten ist ein Steuereingang zum zweiten Differenzpaar-Verstärker 7500.
In der gezeigten Ausführungsform ist der VGA 3403 zum Betrieb bei einer ZF konfiguriert. Es versteht sich jedoch, dass der VGA durch entsprechende Bauelementeauswahl konfiguriert werden kann, um bei jeder gewünschten Frequenz zu funktionieren. In einem ZF-Teil wird durch Hinzufügung eines VGA ein konstanter ZF-Ausgang aufrechterhalten, während der Eingang schwankt. Dies wird durch Einstellen der Verstärkung des VGA erreicht. Ein VGA ist in jeder Situation nützlich, in der ein einer Schaltung angebotenes Signal von unbekannter oder variabler Stärke ist.
Funktional erhält der VGA einen konstanten Pegel an seinem Ausgang aufrecht, so dass eine nachfolgende Schaltung entworfen werden kann, die zu besserer Leistung und weniger Rauschen tendiert. In alternativen Ausführungsformen kann der Verstärker mit variabler Verstärkung bei HF oder anderen Frequenzen zur Verminderung von Signalpegelschwankungen in einer Schaltung verwendet werden. In einer Ausführungsform kann z.B. ein VGA 3403, wie beschrieben, in der HF-Vorstufe 3408 zum Steuern des an einen Empfänger 3402 angelegten HF-Signalpegels verwendet werden.
Die Gesamtverstärkung des VGA ist den einzelnen Verstärkungsbeiträgen von Transistoren M10 M4, M13 und M14, die eine Stromverstärkung erzeugen, zuzuschreiben. In einer Ausführungsform wird die VGA-Spannungsverstärkung durch Bereitstellung von Widerstand an den Klemmen +I_out und –I_out eingestellt, um einen Spannungsausgang und somit eine Spannungsverstärkung für den Verstärker festzulegen. Die beispielhafte Ausführungsform beinhaltet Feldeffekttransistoren („MOSFET"). Entsprechend können andere Transistortypen für die in der beispielhaften Ausführungsform benutzten MOSFET eingesetzt werden. Ein Paar Steuerströme iSig und iAtten und eine Steuerspannung VD1 werden hauptsächlich verwendet, um einen erweiterten Bereich verfügbarer VGA-Verstärkung und eine lineare Eingangs-dB-VGA-Verstärkertransferfunktion, die eine gewünschte Linearität liefert, bereitzustellen.
In dem beispielhaften VGA sind zwei Verfahren zur Verstärkungssteuerung verwendet. Das erste Verfahren ist V_ds-Steuerung, die Rauschen und Linearität steuert, während sie die VGA-Verstärkung vermindert, wenn große Signale angelegt sind, das zweite ist Stromlenkung, die einen erweiterten Bereich verfügbarer VGA-Verstärkung liefert. Der Satz von drei Steuersignalen 7404 umfasst iSig, iAtten und VD1.
Bei dem ersten Verfahren zur V_ds-Steuerung tendieren Verstärkung und Linearität im Ausgang des VGA dazu, durch Einstellen der Drain-Source-Spannung (V_ds) jedes der vier Transistoren M4, M10, M13, M14 zur Steuerung einer mit jedem Transistor verbundenen Transduktanz (g_m) gesteuert zu werden. Wird eine Drain-Source-Spannung V_ds über ein MOSFET-Bauelement M10, M4, M13, M14 hinweg vermindert, wird eine g_m-Transferkennlinie dieses Transistors, die eine Funktion der Eingangsspannung ist, flacher. Je flacher die g_m-Transferfunktion ist, um so linearer tendiert der Transistor zu arbeiten. Die V_ds aller vier Transistoren wird gesteuert, um eine g_m-Gesamtkennlinie für die VGA zu manipulieren.
Das V_ds-Verstärkungssteuerverfahren strebt eine Verminderung der VGA-Ausgabeverzerrung an, indem es eine Verbesserung der Linearität des VGA anstrebt. Zur Verbesserung der Linearität werden die V_ds der Transistoren vermindert, wobei sie eine bessere Linearität zusammen mit einem Transistorbetriebspunkt auf einer abgeflachten g_m-Kurve ergeben. Während die Stärke eines Eingangssignals zunimmt, wird V_ds vermindert, wobei sie einen VGA mit geradlinigem Gang liefert. Die Verminderung von V_ds tendiert auch dazu, zur VGA-Verstärkungssteuerung beizutragen. Bei kleinen Eingangssignalen werden die MOSFET während der Erhöhung von V_ds in der aktiven Region vorgespannt, wodurch ein Betrieb mit hoher Verstärkung und niedrigem Rauschen erreicht wird. Die Hauptwirkung der Verminderung von V_ds tendiert dazu, die Linearität des VGA-Verstärkers zu steuern.
Beim zweiten Verfahren, der Stromlenkungssteuerung, tendieren die Ströme iSig und iAtten dazu, die Verstärkung des Verstärkers über einen großen Bereich festzulegen. Eine Erhöhung des Steuerstroms iSig strebt die Erhöhung der Verstärkung an, indem sie eine Zunahme der gesamten Verstärker-g_m bewirkt, während eine Erhöhung von iAtten eine Verminderung der Verstärkung anstrebt, indem sie eine Subtraktion der gesamten Verstärker-g_m bewirkt. Für MOSFET einer bestimmten Art und Größe ist die Beziehung zwischen iSig, iAtten und g_m in Gleichung (1) dargestellt.
wobei iAtten = I_tot – I_sig
K = eine Proportionalitätskonstante
Für Transistoren von anderer Größe/eines anderen Typs gilt diese Beziehung vielleicht nicht, aber die Idee ist dennoch anwendbar. Die g_m jedes Transistors M10, M4, M13, M14 wird zur Einstellung der Verstärkung gesteuert. Dies wird durch Subtrahieren oder Addieren von Strömen durch Steuerleitungen iSig und iAtten je nach Bedarf zur Erhöhung oder Verminderung der VGA-g_m erreicht. Steuersignale iSig und iAtten steuern die Verstärkung des Verstärkers durch Einstellen einer Gesamt-g_m des Verstärkers. Ein unveränderlicher verfügbarer Steuerstrom steht zur Steuerung der VGA-Verstärkung durch die Steuerleitungen iSig und iAtten zur Verfügung. Die Verstärkung wird durch selektive Lenkung des verfügbaren Stroms in die entsprechende Steuerleitung gesteuert. Bei großen VGA-Signaleingängen tendiert die in einem VGA durch Stromlenkung erzeugte Linearität dazu, durch die Hinzufügung der V_ds-Steuerschaltung verbessert zu werden.
Ein wie oben beschriebener einstufiger VGA-Verstärker mit Linearisierungsschaltung, der eine Stromlenkung und V_ds-Steuerung anwendet, könnte einen Verstärkungssteuerungsbereich über 40 dB ergeben.
Das zweite Verfahren zur VGA-Verstärkungssteuerung ist die V_ds-Steuerung. Die Linearität im Verstärkerausgang strebt durch V_ds-Steuerung oder „V_ds-Quetschen" eine Verbesserung an. Mit Stromlenkung wird keine Maßnahme zur Verbesserung der Linearität durchgeführt, sobald das Eingangssignal groß wird.
Die Linearität wird normalerweise durch die g_m von jedem der zwei Differenzverstärkerstufen bestimmt. Die erste Stufe umfasst M10 und M4. Die zweite Stufe umfasst M13 und M14. Die beschriebene Ausführungsform strebt eine höhere Linearität von 26 dB an, die einem Linearitätsverbesserungsfaktor 20 über der normalerweise zur Verfügung stehenden entspricht.
VGA-Betriebsbedingungen bestimmen die Verteilung der Ströme iSig und iAtten. Wenn ein kleines Signal an die Eingangsklemmen ±V_in and –V_in angelegt ist, ist es normalerweise wünschenswert, das Signal mit einer hohen Verstärkungseinstellung zu verstärken. Die Transistoren M10 und M4 sind mit dem Differenzausgang gekoppelt, so dass ihre g_m einen Beitrag zur VGA-Gesamtverstärkung anstreben. Die Transistoren M13 und M14 sind jedoch mit dem VGA-Ausgang gekoppelt, so dass ihre g_m dazu tendieren, die VGA-Verstärkung durch eine g_m-Subtraktion zu vermindern. Die Transistoren M4 und M10 werden durch iSig gesteuert, die Transistoren M13 und M14 werden durch iAtten gesteuert.
Bei einer Bedingung mit hoher Verstärkung ist g_m-Subtraktion unerwünscht.
Bei einer hohen Verstärkungseinstellung ist es daher wünschenswert, die meiste Verstärkung von den Bauelementen M10 und M4 zur Verfügung zu haben, die zur Gesamtverstärkung des Verstärkers beitragen. M10 und M4 werden durch Einstellen von iSig auf einen maximalen Strom für maximale Verstärkung eingestellt. iAtten wird entsprechend auf einen niedrigen Stromwert eingestellt. Beim Erreichen einer maximalen Verstärkung wird ein Steuerstrom zwischen iSig und iAtten geteilt, so dass in der Leitung iSig ein maximaler Strom vorhanden ist.
Im Zustand der niedrigen Verstärkung werden die zweiten Differenzpaar-Transistoren M13 und M14 durch iAtten gesteuert, so dass sie von der Verstärkung von M10 und M4 subtrahieren. Eine für die Bauelemente M13 und M14 vorhandene große Verstärkung schafft eine große Verstärkungssubtraktion in den Bauelementen M10 und M4, die durch iSig zur Erzeugung einer minimalen Verstärkung gesteuert werden.
Bei kleinem Signaleingang ist folglich minimale Verstärkung an M13 und M14 gewünscht und maximale Verstärkung an M10 und M4 gewünscht, um maximale VGA-Verstärkung zu schaffen.
Bei großem Eingangssignal ist eine maximale Verstärkung an M13 und M14 gewünscht und minimale Verstärkung an M10 und M4 gewünscht, um minimale VGA-Verstärkung zu schaffen.
3 ist eine Kurve der Verstärkung in Abhängigkeit vom Steuerstrom iSig. Der Steuerstrom iSig ist als Bruchteil von iAtten dargestellt, wobei der Gesamtstrom gleich 1 oder 100% ist. Ganz rechts in der graphischen Darstellung ist ein 0 dB-Bezug eingestellt, der der maximalen Verstärkung des Verstärkers bei maximaler g_m des Verstärkers entspricht. Während iSig vermindert wird, wird Steuerstrom iAtten proportional erhöht, wodurch eine Verminderung der Gesamt-g_m und Verstärkung des VGA verursacht wird.
Maximale VGA-Verstärkung ist wünschenswert, wenn ein kleines Eingangssignal am VGA-Eingang vorhanden ist. Maximale Verstärkung wird mit einem maximalen Strom in die Steuerleitung iSig und minimalen Strom in die Steuerleitung iAtten erreicht. Während das Signal am VGA-Eingang größer wird, ist eine Verminderung der Verstärkung des Verstärkers erwünscht. Eine Verminderung der VGA-Verstärkung wird durch Vermindern des Stroms in der Leitung iSig und Erhöhen des Stroms in der Steuerleitung iAtten erreicht. Eine minimale VGA-Verstärkung entspricht maximalem Strom in der Steuerleitung iAtten und minimalem Strom in die Leitung iSig.
Zu 2 zurückkehrend, nimmt die Linearisierungsschaltung das extern gelieferte Steuersignal 7406, das als Spannung bereitgestellt wird, auf, und wandelt es in Steuersignale 7404 um, die Strom- und Spannungssignale sind. In der Stromlenkungsschaltung 7512 entspricht eine maximale, in der beschriebenen Ausführungsform verstärkte Steuersignalspannung einer maximalen Verstärkungsbedingung, wobei iSig auf ein Maximum eingestellt ist und iAtten auf ein Minimum eingestellt ist. Während die Stauerspannung vermindert wird, sinkt iSig und steigt iAtten.
Die Steuerspannung Vc 7406 wird durch eine digitale Schaltung erzeugt, die auf den Eingangspegel des Verstärkers reagiert. In der beschriebenen Ausführungsform ist die Verstärkungsregelschleife in einer digitalen Schaltungsdomäne geschlossen, die sich abseits vom Chip befindet, der das Steuersignal 7404 erzeugt.
Der Ausgang des VGA wird abgetastet, um zu bestimmen, ob zur weiteren Signalverarbeitung ausreichende Signalstärke zur Verfügung steht. Die Abtastprobe wird von einem A/D-Wandler zu einem Digitalsignal verarbeitet, und die auf den Pegel des VGA-Ausgangs reagierende Steuerspannung wird erzeugt. Alternativ können analoge Verfahren zum Abtasten des Ausgangs und Erzeugen der Steuerspannung verwendet werden. In einer Ausführungsform ist der VGA als ZF-VGA verwendet. In alternativen Ausführungsformen ist der VGA zum Einsatz bei anderen Frequenzbändern konfiguriert, die eine Verstärkungsanpassung erforderlich machen.
Die Stabilität der AGC-Schleife wird bei Änderungen von iSig und iAtten aufrechterhalten. Die Stabilität wird bei der minimalen Verstärkungseinstellung erreicht, indem iSig größer als iAtten gehalten wird. In der beschriebenen Ausführungsform wird durch die Linearisierungsschaltung verhindert, dass iSig niedriger als iAtten wird. Falls iSig niedriger als iAtten wird, neigen Phasenumkehrungsprobleme aufzutreten, die eine Verschlechterung der VGA-Leistung verursachen und die Leistung der automatischen Verstärkungsregelschleife (AGC-Schleife) im Empfänger stören. Das Auftreten dieses Zustands wird durch Bereitstellung einer entsprechenden Schaltung in der Linearisierungsschaltung verhindert.
Auch in Bezug auf die Stabilität der AGC-Schleife ist eine Null-Verstärkungseinstellung nicht wünschenswert. In der Ausführungsform sind die Transistoren mit identischen Abmessungen hergestellt, und es ist möglich, die Verstärkung gleich Null einzustellen, indem die Ströme iSig und iAtten gleichgemacht werden. Dies ist von einem Standpunkt der Regelschleifenstabilität nicht wünschenswert. Die Linearisierungsschaltung stellt eine geeignete Schaltung bereit, die verhindert, dass dieser Zustand eintritt.
Die maximale Dämpfung wird dadurch bestimmt, wie nahe iSig eine wertmäßige Annäherung an iAtten erlaubt wird. Daher ist die maximale erreichte Dämpfung von der Stabilität abhängig, die zulässig ist, wenn iSig sich iAtten nähert.
4 ist die schematische Darstellung einer Ausführungsform des VGA. Der VGA hat eine Steuerschaltung zur Steuerung der V_ds von M10 und M13 an Knoten 7505 und der V_ds von M4 und M14 an Knoten 7507.
Eine Steuerspannung VD1 wird durch die Linearisierungsschaltung 7510 erzeugt und zur Steuerung eines Differenzverstärkers U1 angelegt. Der negative Eingang von U1 ist mit Knoten 7505 gekoppelt, und der positive Eingang ist mit Knoten 7507 gekoppelt.
Die Source eines Transistors M1 ist mit Knoten 7505 gekoppelt, sein Drain umfasst die Klemme +I_out des VGA. Das Gate von Transistor M1 ist mit dem positiven Ausgang von U1 gekoppelt. Die Source eines Transistors M2 ist mit Knoten 7507 gekoppelt, sein Drain umfasst die Klemme –I_out des VGA. Das Gate von Transistor M2 ist mit dem negativen Ausgang von A1 gekoppelt.
Das V_ds-Quetschen wird angewandt, weil es eine Verbesserung der Linearität anstrebt. Während die Steuersignalspannung zunimmt, nimmt die Steuerspannung VD1 ab, wobei sie eine Verminderung der VGA-Verstärkung anstrebt. Wie vorher besprochen, nimmt iSig ab und iAtten zu, um die gewünschte Verminderung der VGA-Verstärkung zu erreichen. Gleichzeitig mit dem V_ds-Quetschen strebt die V_ds aller vier Transistoren M10, M4, M13, M14 bei zunehmendem Eingangssignalpegel aufgrund der Anwendung einer variablen Gleichstromspannung an den Transistor-Source-Leitungen ebenfalls eine Verminderung an. An den Knoten 7501 und 7503 liegt eine feste Gleichstromspannung an. Daher besteht das verfügbare Verfahren zur Verminderung von V_ds für M10, M4, M13 und M14 in der Verminderung der Gleichstromspannung an den Klemmen +I_out und –I_out. Eine variable Stromquelle ist an jeden Knoten +I_out und –I_out, 7505, 7507, angeschlossen.
Die Sourcen von M13 und M14 sind gemeinsam mit Knoten 7503 und mit dem Steuersignal iAtten gekoppelt. Das Steuersignal iAtten tendiert zur Verursachung einer Verminderung der Verstärkung des Verstärkers, wogegen das Steuersignal iSig eine Erhöhung der Verstärkung des Verstärkers anstrebt. Die Sourcen von M10 und M4 sind bei Knoten 7510 gemeinsam mit iSig gekoppelt. Die Drains von M10 und M13 sind zur Bereitstellung eines Ausgangssignals +I_out gemeinsam gekoppelt. Die Drains von M4 und M14 sind zur Bereitstellung eines Ausgangssignals –I_out gemeinsam gekoppelt. In der beispielhaften Ausführungsform ist Eingang –V_in mit dem Gates von M10 und M14 gekoppelt. Eingang +V_in ist mit den Gates von M4 und M13 gekoppelt. In der beispielhaften Ausführungsform sind im Verstärker Differenzeingänge und -ausgänge gezeigt. Fachleuten ist jedoch klar, dass durch Verwendung eines Geräts wie z.B. eines Baluns eine unsymmetrische Konfiguration entsprechend erzeugt wird.
5a stellt eine Kurvenfamilie dar, die die Beziehung des Drainstroms (I_d) eines Transistors zu seiner Gate-Source-Spannung (V_gs) gemessen bei jeder von mehreren Drain-Source-Spannungen (V_ds) von 50 mV bis 1 V zeigt. Anhand dieser grafischen Darstellung wird eine Transkonduktanz g_m bestimmt. Die folgende Beziehung definiert für jeden V_ds-Wert eine g_m-Kurve:
5b ist eine grafische Darstellung von g_m in Abhängigkeit von V_gm, während V_ds von 50 mV bis 1 V verändert wird. Zur Bereitstellung einer verbesserten Ausgangslinearitätsleistung ist es wünschenswert, einen Transistor auf einer Kurve von g_m zu betreiben, die einen konstanten Wert und eine Steilheit Null aufweist. Wie in der grafischen Darstellung für eine V_ds von ungefähr 50 mV zu sehen ist, tendieren die Kurven von g_m in Abhängigkeit von V_gs dazu, flach zu sein. Während V_ds erhöht wird, beginnt die Kurve steil zu werden, wobei sie auf das Vorhandensein von Nichtlinearität im Ausgangssignal hinweist. Während V_ds ansteigt, beginnt die Kurve nicht nur steil zu werden, sondern sie bildet einen Bogen aus, der die Kompensation der Nichtlinearitäten auf dem höheren Pegel von V_ds noch komplizierter macht. Diese Unregelmäßigkeiten in g_m neigen dazu, die Quellen von Nichtlinearitäten im Ausgang des Verstärkers zu sein. Folglich ist die Bereitstellung einer flachen g_m Reaktion gewünscht, um durch Steuerung von V_ds eine linearere Transferfunktion für den VGA zu erzeugen.
5c ist eine grafische Darstellung des Querschnitts von 5b, in der g_m in Abhängigkeit von V_ds für verschiedene Werte von V_gs aufgetragen ist. Während sich V_ds von ungefähr 200 mV auf 500 V ändert, ändert sich g_m von ungefähr 5 mS auf 13 mS. Die Änderung von g_m von 5 mS auf 13 mS durch Ändern von V_ds kann zur Steuerung der Verstärkung angewandt werden. Folglich wird bei Verminderung von V_ds die Verstärkung vermindert. Die Steuerung von V_ds ergibt eine Verstärkungssteuerbereich von ungefähr 9 dB.
Innerhalb des Bereichs von V_ds, der zwischen den vertikalen Balken 7801 dargestellt ist, bleibt der Wert für g_m für einen Bereich von V_gs-Eingangssignalen von 1,2 V bis 1,4 V im Wesentlichen .
gleich. Folglich wird durch Steuern von V_ds von 200 mV bis 600 mV eine Verstärkungssteuerung von ungefähr 9 dB bereitgestellt.
Wenn die Steuerung von V_ds mit dem vorher beschriebenen g_m-Subtraktionsverfahren kombiniert ist, wird das lineare Ausgangssignal aufrechterhalten. Außerdem trägt in der beispielhaften Ausführungsform eine Verstärkungssteuerung von ungefähr 8 dB bis 9 dB zusätzlich zu der durch g_m-Subtraktion bereitgestellten zur Bereitstellung einer gesamten VGA-Verstärkungssteuerung in der Größenordnung von 30 dB bei.
Die Ausgangslinearität wird oft durch Messen eines Intermodulationsprodukts quantifiziert, das durch zwei Eingangssignale erzeugt wird, die bei sich unterscheidenden Frequenzen vorhanden sind. Für den VGA wird ein Zweiton-Intermodulations-(IM-)Produkttest genutzt, und die durch das Intermodulationsprodukt der dritten Ordnung dargestellte Verzerrung wird gemessen. Die beispielhafte Ausführungsform strebt das Erreichen einer Zunahme des IM-Produkts der dritten Ordnung von ungefähr 26 dB an.
Bei dem auf konstantem Pegel gehaltenen Eingangssignal wird das Ausgangssignal bei +I_out und –I_out gemessen, während Verstärkungsquetschen durchgeführt wird. Die Verbesserung wird im Vergleich zur Verstärkungseinstellung ohne Anwendung von Verstärkungsquetschen gemessen. Eine Verminderung der Intermodulation dritter Ordnung von ungefähr 25 dB wird gemessen, während V_ds innerhalb eines Bereichs von ungefähr 150 mV bis 200 mV gequetscht wird. Bei der Anwendung eines Tests mit zwei Tönen bei 44 MHz und 45 MHz werden normalerweise Komponenten des Intermodulationsprodukts dritter Ordnung bei 43 MHz und 46 MHz erzeugt. Bei der beispielhaften Ausführungsform ist mit diesem Test eine Verbesserung der Intermodulation dritter Ordnung von 20 dB bis 25 dB zu beobachten. Eine typische Verbesserung von 20 dB wird bei der Linearität des Ausgangssignals verwirklicht.
6 ist ein Schemabild einer Stromlenkungsschaltung. Ein externes Steuersignal V_c treibt einen Differenzpaar-Verstärker 7910, der MC1, MC2 beinhaltet, um schließlich iSig und iAtten zu erzeugen. iSig und iAtten werden durch zwei Stromspiegel 7904, 7906 erzeugt. Der erste Stromspiegel 7904 umfasst MC3 und MC6. Der zweite Stromspiegel 7906 umfasst MC4 und MC5. Die Schaltung behält eine unveränderliche Beziehung zwischen iSig und iAtten bei, die definiert ist durch:
Um zu garantieren, dass keine Phasenumkehr auftritt, muss iSig immer größer als iAtten bleiben. Indem V_ref geringfügig geringer gewählt wird als der Mindestwert von Steuerspannung V_c, die vorhanden sein wird, bleibt iSig größer als iAtten.
Bei einer Ausführungsform der Stromlenkungsschaltung 7512 ist eine Steuerspannung V_c an einen Differenzpaar-Verstärker 7910 angelegt. Bei der beispielhaften Ausführungsform liegt das Steuersignal V_c im Bereich von 0,5 V bis 2,5 V. Die 0,5 V entsprechen einer minimalen Verstärkungseinstellung, und 2,5 V entsprechen einer maximalen Verstärkungseinstellung. Differenzpaar-Verstärker 7910 umfasst zwei Transistoren MC1 und MC2. Bei der beispielhaften Ausführungsform sind Feldeffekttransistoren verwendet. Entsprechend können andere Transistortypen für die Feldeffektbauelemente eingesetzt werden. Die Eingänge zum Differenzpaar-Verstärker sind die Gates von MC1 und MC2. Die Sourcen von MC1 und MC2 sind gemeinsam mit einer Stromquelle I_tot gekoppelt. Die Stromquelle I_tot ist wiederum mit einer Versorgungsspannung V_cc gekoppelt. Die Stromquelle I_tot ist eine herkömmliche Stromquelle, die aufgebaut ist, wie Fachleuten bekannt ist.
Die Drains von MC1 und MC2 sind mit den Stromspiegeln 7904 bzw. 7906 gekoppelt. Die Steuerspannung V_c ist mit dem Gate von MC1 gekoppelt, und eine Referenzspannung ist mit dem Gate von MC2 gekoppelt. Die Referenzspannung V_ref ist normalerweise als herkömmliche Spannungsquelle aufgebaut, die den Fachleuten bekannt ist. Die in den Sourcen von MC1 und MC2 vorhandenen Sourcen treiben die Stromspiegel 7904 bzw. 7906. Stromspiegel 7904 umfasst die Transistoren MC6 und MC3. Stromspiegel 7906 umfasst die Transistoren MC4 und MC5. Diese Stromquellen sind herkömmlich aufgebaut, wie Fachleuten bekannt ist. Der Ausgang von Stromspiegel 7904 und 7906 besteht aus den Steuersignalen iAtten und iSig.
7 ein Schemabild einer VD1-Steuersignal-Erzeugungsschaltung. Das Steuersignal V_c wird an den positiven Eingang eines Differenzverstärkers U2 gespeist. Der unsymmetrische Ausgang von Verstärker U2 wird in das Gate von Transistor MC9 gespeist. Die Source von MC9 ist mit dem negativen Eingang von U2 verbunden. Die Source von MC9 ist auch mit einer ersten Klemme eines Widerstands R1 gekoppelt. Eine zweite Klemme von R1 ist mit Erde gekoppelt. Der Drain von MC9 erhält einen Strom i_c1, der von einem Drain von Transistor MC7 gespeist wird. Der Drain von MC7 ist mit dem Gate von MC7 gekoppelt. Die Source von MC7 ist mit einer Versorgungsspannung V_cc gekoppelt. Das Gate von MC7 ist mit dem Gate von MC6 gekoppelt. Die Source von MC6 ist mit einer Versorgungsspannung V_cc gekoppelt. Die Source von MC6 ist mit einer ersten Klemme eines Widerstands R2 gekoppelt. Die zweite Klemme von Widerstand R2 ist mit Knoten 1001 gekoppelt. Der durch Koppeln von MC6 mit R2 gebildete Knoten liefert Steuersignal VD1. Die Transistoren MC7 und MC6 bilden zusammen einen Stromspiegel 8001.
Steuerstrom V_c richtet den Steuerstrom i_c1, durch Verstärker U2, Widerstand R1 und Transistor MC9 ein. Strom i_c1, wird durch Transistor MC7 und MC8 des Stromspiegels gespiegelt. Der in der Drain-Leitung von MC6 generierte Strom erzeugt eine Spannung über Widerstand R2 als Referenz zu der an Knoten 7501 vorhandenen Spannung. Demgemäß sind R1 und R2 größenmäßig passend bemessen, um V_ds über M10, M4, M13 und M14 zu steuern. VD1 kann beispielsweise im Bereich von 100 mV bis 600 mV liegen. Diese Bedingung entspricht einem V_c = 05V bei einer Bedingung minimale Verstärkung/aximaler Eingang und einer Bedingung 2,5V maximale Verstärkung/minimales Eingangssignal.
Bei alternativen Ausführungsformen kann die Steuerspannung V_c einer Aufbereitung durch eine Temperaturkompensationsschaltung und lineare Eingangs-dB-Transferfunktionskompensation unterzogen werden, bevor sie an die VD1-Erzeugungsschaltung 7510 angelegt wird.
8 ist ein Blockschaltbild eines Kommunikationsnetzwerks, das einen Empfänger 3402 gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung benutzt.
Ein Kommunikationsnetzwerk, wie z.B. ein Kabelfernsehnetzwerk 3404, das Signale erzeugen kann, liefert Hochfrequenz-(HF-)Signale 3406 über die Radiowellen durch ein Kabel oder anderes Übertragungsmedium. Ein solches Signal ist normalerweise unsymmetrisch, obwohl Differenzübertragung vorgesehen ist. Eine Empfängervorstufe 3408 wandelt als nächstes das unsym metrische HF-Signal in ein Differenzsignal um. Bei der gezeigten Ausführungsform stellt die Vorstufe rauscharme Verstärkung eines schwachen empfangenen Signals durch einen rauscharmen Verstärker bereit. Die gezeigte Ausführungsform beinhaltet auch einen Dämpfer zur Verminderung des Pegels eines starken empfangenen Signals. Ein extern geliefertes Steuersignal 4302 steuert die Größe der Dämpfung oder Verstärkung des HF-Signals. Eine Empfängervorstufe oder ein Balun kann zur Umwandlung eines unsymmetrischen Signals 3406 in ein Differenzsignal oder umgekehrt 3410 verwendet werden.
Als nächstes wandelt der Empfängerblock 3402, der eine beispielhafte Ausführungsform der Erfindung enthält, das Hochfrequenz-Differenzsignal 3410 in eine Differenz-Zwischenfrequenz (ZF) 3412 um. Entsprechend werden unsymmetrische Signale oder ein Gemisch von Differenzsignalen und unsymmetrischen Signalen im Empfängerblock 3402 verwendet.
Zur Einstellung des ZF-Signalpegels 3412 ist ein rauscharmer MOS-Verstärker mit variabler Verstärkung (VGA) 3403 mit großem Verstärkungsbereich und hoher Linearität vorhanden. Eine Steuerspannung 3407 steuert die Verstärkung des ZF-Signals so, dass eine lineare Steuerspannung versus Verstärkung mit geradlinigem Gang erzeugt wird. Eine Linearisierungsschaltung 3405 erzeugt die lineare Steuerspannung aus dem Steuersignaleingang 4302. Als nächstes wird das ZF-Signal 3412 zu Gleichstrom heruntergewandelt und durch einen Demodulator 3416 in ein Basisbandsignal 3414 demoduliert. In diesem Augenblick kann das Basisbandsignal 3414 dem Videoeingang eines Fernsehempfängers, den Audioeingängen eines Stereogeräts, einer Set-Top-Box oder einer anderen Schaltung angeboten werden, die das Basisbandsignal in den beabsichtigten Informationsausgang umwandelt.
Es ist vorgesehen, dass das beschriebene Kommunikationssystem die oben beschriebene Funknon in einer oder mehr Schaltungsbaugruppen, integrierten Schaltkreisen oder einer Mischung dieser Implementierungen bereitstellt. Insbesondere kann die HF-Vorstufe 3408 in einen einzigen Chip in Empfänger 3402 integriert werden. Alternativ können Vorstufe und Empfänger als einzelne integrierte Schaltungen auf einem beliebigen geeigneten Material, wie z.B. einem CMOS, implementiert werden.
Außerdem benutzt das beschriebene Empfangssystem zusätzliche beispielhafte Ausführungsformen, die einen oder mehr Sender und einen oder mehr Empfänger beinhalten, um einen „Sender/Empfänger" oder „Mehrband-Sender/Empfänger" zu bilden. Der vorgesehene Sender/Empfänger kann mit einem geeigneten Diplexer oder einer geeigneten Sende-Empfangs-Umschaltung oder funktional entsprechenden Schaltung auf unterschiedlichen Frequenzen oder derselben Frequenz senden und empfangen.
Die Frequenzbänder und Modulation, die in der Beschreibung beschrieben sind, sind beispielhaft, wobei der Anwendungsbereich der Erfindungen auf kein bestimmtes Frequenzband und keine bestimmte Modulationsart beschränkt ist.
Um eine niedrige Rauschzahl zu erreichen, ist das, was in der Schaltung weggelassen wird, oft ebenso wichtig wie das, was zum Erreichen einer niedrigen Rauschzahl in sie aufgenommen wird. Eine wenige Bauelemente enthaltende Schaltung ist wünschenswert, da jedes Bauelement in einer Schaltung zu dem in der Schaltung erzeugten Rauschen beiträgt. Schalter sind oft früh in einem Signalweg enthalten, um in Dämpferabschnitten zu schalten, und vermindern den Pegel eines vorhandenen Signals. Die Verminderung des Signalpegels ist erforderlich, um zu verhindern, dass eine folgende Empfängerschaltung bis zur Verzerrung übersteuert wird.
Bei einer Ausführungsform ist ein rauscharmer MOS-VGA 3403 mit großem Verstärkungsbereich und hoher Linearität als Verstärker mit automatischer Verstärkungsregelung (AGC) verwendet. Außerdem kann die als Vorstufenschaltung beschriebene Schaltung auch als AGC-Verstärker genutzt werden. Der AGC-Verstärker kann an jedem Punkt der Signalverarbeitungskette, an dem eine einstellbare Verstärkung und einstellbare Dämpfung gemäß einem externen Steuersignal gewünscht ist, vorteilhaft verwendet werden.
Bei einer bestimmten Ausführungsform ist ein Steuersignal 4302 von einem externen Stift an der integrierten Schaltung an die HF-Vorstufe 3408 und einen ZF-AGC-Verstärker 3404 angelegt. Das an den ZF-AGC-Verstärker 3403 angelegte Steuersignal wird zuerst durch eine Linearisierungsschaltung 3405 aufbereitet, so dass durch Verändern des Steuersignals 4302 eine lineare Steuerung der Verstärkung des ZF-AGC-Verstärkers erzeugt wird. Das von der Linearisierungsschaltung 3405 ausgegebene Steuersignal ist eine Steuerspannung 3407.
Beispielhaft könnte das Steuersignal 4302 durch Abtasten der Synchronisationsimpulse des Basisband-Fernsehsignals und Mitteln der Amplitude der Synchronisationsimpulse über einen Zeitraum hinweg gebildet werden.
Die vorliegende Erfindung hat den Bedarf an Schaltern vorteilhaft beseitigt und dabei einen bedeutenden beitragenden Faktor zur erhöhten Rauschzahl vermindert. In einem integrierten schalterlosen, programmierbaren Dämpfer und rauscharmen Verstärker sind nur zwei Elemente im Signalweg vorhanden, die zur Rauschzahl beitragen. Zuerst ist ein Dämpfer im Leitungsweg vorhanden. Das nächste Element in Reihe mit dem Dämpfer im Signalweg ist ein rauscharmer Differenzpaar-Verstärker (Differenzpaar-LNA). Im Differenzpaar wird die Rauschzahl durch Einbringen eines ausreichenden Vorstroms gesenkt, um eine mit dem Verstärker verbundene Transkonduktanz g_m zu erhöhen. Die erhöhte g_m vermindert den Rauschbeitrag des Differenzpaars.
Durch Beseitigen des Bedarfs an Schaltern ist es möglich, den programmierbaren Dämpfer und LNA auf einer einzigen integrierten CMOS-Schaltung zu integrieren. Ein weiterer Vorteil kann bei Verwendung eines integrierten programmierbaren Dämpfers und LNA als eine „Vorstufe" eines integrierten Empfängers verwirklicht werden. Eine einzige integrierte Schaltung kann auf einem CMOS, der eine vollständige Tuner-Schaltung, die die Vorstufe und den Tuner enthält, wirtschaftlich hergestellt werden. Alternativ können sich die Vorstufen- und Tuner-Schaltungen auf getrennten, miteinander verbundenen Substraten befinden.

Claims

Integrierter Verstärker (3403) in MOS-Technologie mit variabler Verstärkung (MOS-VGA) und verbessertem Dynamikbereich mit: einem ersten Differenzpaar-Verstärker (7500), der auf dem Substrat angeordnet ist, mit einem VGA-Ausgang gekoppelt ist und eine Verstärkung aufweist, deren Beitrag zu der VGA-Verstärkung direkt proportional ist; und einem zweiten Differenzpaar-Verstärker (7502), der auf dem Substrat angeordnet ist, mit dem VGA-Ausgang gekoppelt ist und eine Verstärkung aufweist und so mit dem ersten Differenzverstärker (7500) gekoppelt ist, daß die VGA-Verstärkung umgekehrt proportional von einer Erhöhung der Verstärkung des zweiten Differenzpaar-Verstärkers abhängt, und gekennzeichnet durch ein Substrat, auf dem der erste Differenzpaar-Verstärker (7500) und der zweite Differenzpaar-Verstärker (7502) angeordnet sind; und eine festgelegte gesteuerte Stromaufteilung zwischen dem ersten Differenzpaar-Verstärker (7500) und dem zweiten Differenzpaar-Verstärker (7502), die so erfolgt, daß der Strom zu der Sourceverbindung des zweiten Differenzpaar-Verstärkers nicht größer ist als der Strom zu der Sourceverbindung des ersten Differenzpaar-Verstärkers und eine Stromerhöhung zu einer Erhöhung der Verstärkung des Verstärkers führt.
Integrierter MOS-VGA (3403) nach Anspruch 1, der darüber hinaus eine mit dem VGA-Ausgang gekoppelte Spannungsquelle (7510) mit variabler Spannung aufweist, die die Verstärkung der Differenzpaare steuert; und ein Steuersignal (7406) aufweist, das an die Spannungsquelle mit variabler Spannung angelegt wird, um ihren Spannungspegel zu steuern.
Integrierter MOS-VGA (3403) mit einem verbessertem Dynamikbereich mit: einem Differenzverstärker (U1) mit variabler Verstärkung; und einer Linearisierungsschaltung (7402), die ein Paar aus Strömen erzeugt, die gleichzeitig an den integrierten MOS-VGA (3403) angelegt werden, wobei das Paar einen ersten Strom (iSig) und einen zweiten Strom (iAtten) umfaßt, die an den integrierten MOS-VGA (3403) angelegt werden, um die Verstärkung des Verstärkers zu steuern, so daß die VGA- Verstärkung dann einer Erhöhung zustrebt, wenn sich der erste Strom (iSig) erhöht, und die VGA-Verstärkung dann einer Verminderung zustrebt, wenn sich der zweite Strom (iAtten) erhöht.
Integrierter MOS-VGA (3403) nach Anspruch 3, bei dem die Linearisierungsschaltung (7402) darüber hinaus so ausgebildet ist, daß der erste Strom (iSig) auf einem Wert gehalten wird, der größer als der zweite Strom (iAtten) ist.
Verfahren zum Bereitstellen einer Verstärkung mit einem variablen Verstärkungsfaktor über einen großen Bereich von Eingangssignalspannungen mit einer linearen Änderung der Ausgangsstromverstärkung an einem differentiellen Ausgangsstromanschluß in Abhängigkeit von einer Veränderung einer differentiellen Eingangsspannung (7408) an einem differentiellen Eingangsspannungsanschluß, bei dem eine Eingangssteuerspannung bereitgestellt wird, die von einer differentiellen Eigangsspannung (7408) abgeleitet ist; und ein Verstärker (3403) mit variabler Verstärkung bereitgestellt wird, der auf die differentielle Eingangsspannung (7408) anspricht, wobei der Verstärker (3403) mit variabler Verstärkung einen ersten Differenzpaar-Verstärker (7500) mit miteinander verbundenen Sourceanschlüssen und ersten Drainausgängen; und einen zweiten Differenzpaar-Verstärker (7502) mit miteinander verbundenen Sourceanschlüssen und zweiten Drainausgängen, aufweist; wobei die ersten Drainausgänge und die zweiten Drainausgänge parallel geschaltet sind, um den differentiellen Stromausgangsanschluß zu bilden und auf die differentielle Eingangsspannung zu reagieren, um die Ausgangsstromverstärkung an dem differentiellen Stromausgangsanschluß zu bilden; und darüber hinaus gekennzeichnet dadurch, daß von der Eingangssteuerspannung (V_c) ein erstes Steuersignal für eine variable Verstärkung abgeleitet und an den ersten Differenzpaax-Verstärker (7500) mit miteinander verbundenen Sourceanschlüssen angelegt wird, um die Maximierung der Verstärkung des ersten Differenzpaar-Verstärkers (7500) mit miteinander verbundenen Sourceanschlüssen zu steuern, wenn die Eingangssteuerspannung (V_c) niedrig ist, und um die Minimierung der Ver stärkung des ersten Differenzpaar-Verstärkers (7500) mit miteinander verbundenen Sourceanschlüssen zu steuern, wenn die Eingangssteuerspannung (V_c) hoch ist; von der Eingangssteuerspannung (V_c) ein zweites Steuersignal für eine variable Verstärkung abgeleitet und an den zweiten Differenzpaar-Verstärker (7502) mit miteinander verbundenen Sourceanschlüssen angelegt wird, um die Minimierung der Verstärkung des zweiten Differenzpaar-Verstärkers (7502) mit miteinander verbundenen Sourceanschlüssen zu steuern, wenn die Eingangssteuerspannung (V_c) niedrig ist, und um die Maximierung der Verstärkung des ersten Differenzpaar-Verstärkers (7500) mit miteinander verbundenen Sourceanschlüssen zu steuern, wenn die Eingangssteuerspannung (V_c) hoch ist; das Verhältnis zwischen dem ersten Verstärkungssteuersignal und dem zweiten Verstärkungssteuersignal so aufrechterhalten wird, daß das zweite Verstärkungssteuersignal schwächer als das erste Verstärkungssteuersignal ist; und die Drain-Source-Spannungen (V_ds) des ersten Differenzpaar-Verstärkers mit miteinander verbundenen Sourceanschlüssen und die Drain-Source-Spannungen (V_ds) des zweiten Differenzpaar-Verstärkers mit miteinander verbundenen Sourceanschlüssen vermindert werden, wenn die differentielle Eingangsspannung steigt.
Verfahren nach Anspruch 5, bei dem bei dem Vermindern der Absolutwert der zu dem Gleichstrom gehörenden Spannung an dem differentiellen Stromausgangsanschluß vermindert wird.
Verfahren nach Anspruch 6, bei dem bei dem Schritt des Verminderns des Absolutwerts der zu dem Gleichstrom gehörenden Spannung eine Spannungssteuerquelle mit dem differentiellen Stromausgangsanschluß gekoppelt wird; und ein drittes Verstärkungssteuersignal eingegeben wird, das von der Eingangssteuerspannung abgeleitet wird, um die Spannungssteuerquelle zu steuern, um den Absolutwert der zu dem Gleichstrom gehörenden Spannung an dem differentiellen Stromausgangsanschluß zu vermindern, wenn die differentielle Eingangsspannung ansteigt.