DE10132800C1 - Rauscharme Verstärkerschaltung - Google Patents

Rauscharme Verstärkerschaltung

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Abstract

Es ist eine rauscharme Verstärkerschaltung angegeben, welche ein umschaltbares Verstärkungsverhältnis aufweist. Hierfür ist zwischen einem hochfrequenten Signalein- und -ausgang (1, 2) eine Parallelschaltung aus einem ersten und einem zweiten Strompfad (3, 4) vorgesehen, wobei der erste Strompfad (3) zur Signalverstärkung einen Transistor in Basisschaltung und der zweite Strompfad (4) zur Signalverstärkung einen Transistor in Emitterschaltung (7) mit einer Eingangsimpedanzanpassung (25, 27) aufweist. Aufgrund der guten Rauscheigenschaften sowie der guten Linearitätseigenschaften ist die beschriebene rauscharme Verstärkerschaltung zum Einsatz in Hochfrequenzempfängern geeignet, bei denen auf Grund eines großen Dynamikumfangs des Eingangssignals, wie beispielsweise bei UMTS, eine adaptive Vorverstärkung noch vor einem Frequenzumsetzer, das heißt in der Hochfrequenzebene, benötigt wird.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine rauscharme Verstär­ kerschaltung.
Rauscharme Verstärker, LNA, Low Noise Amplifier, sind übliche Signalverarbeitungsblöcke in der Hochfrequenz-Empfangstech­ nik.
Mit Code-Vielfachzugriffsverfahren arbeitende Mobilfunkstan­ dards wie beispielsweise W-CDMA, Wide-Band Code Division Mul­ tiple Access, verwenden Hochfrequenzsignale mit einem großen Dynamikumfang von beispielsweise 80 dB. In derartigen Mobil­ funkempfängern müssen Signale mit kleinen Eingangspegeln be­ reits vor einer Frequenzkonversion mit rauscharmen Verstär­ kern verstärkt werden.
Bei hohen Empfangspegeln würde eine zu große Verstärkung zu einer Übersteuerung der nachfolgenden Stufen in der Signal­ verarbeitungskette des Empfängers und zu einer Verletzung der Linearitätsanforderung des jeweiligen Mobilfunkstandards füh­ ren. Es ist demnach wünschenswert, den rauscharmen Verstärker mit verstellbarem Verstärkungsfaktor auszubilden.
Weitere Anforderungen, die sich an einen für die genannten Verfahren geeigneten Verstärker ergeben, sind eine große ein­ stellbare Verstärkung, um insgesamt gute Rauscheigenschaften zu erhalten, sowie die Einhaltung der strengen Linearitätsan­ forderungen, die einer hohen Verstärkung entgegenstehen. Wei­ terhin ist eine eingangsseitige gute Anpassung bezüglich Lei­ stung und bezüglich Rauschen vorzunehmen, um bei den kleinen zu erwartenden Pegeln eine gute Anpassung an die Ausgangs­ impedanz eines vorgeschalteten Filters zu erzielen. Falls ein dem LNA nachgeschalteter Mischer nicht als spiegelfrequenzun­ terdrückender Mischer ausgebildet ist, so muß der LNA eine gute Rückwärts-Isolation aufweisen, um Leckfrequenzen des dem Mischer zuführbaren Lokalosszilatorsignales zu unterdrücken. Da Mobilfunkempfänger der beschriebenen Kategorie üblicher­ weise nicht nur in Feststationen, sondern auch in Mobilsta­ tionen Anwendung finden, ist zusätzlich auf geringe Stromauf­ nahme zu achten.
Im Falle von UMTS(Universal Mobile Telecommunications Stan­ dard)-Geräten, bei denen die Rauschzahl über die gesamte Emp­ fängerkette nur 8 dB betragen darf, von denen die erwartete Einfügedämpfung eines Filters von 3 dB und den nachfolgenden Stufen von ebenfalls 3 dB abzuziehen sind, ergibt sich, daß der gewünschte rauscharme Verstärker bei hoher Verstärkung von < 15 dB eine Rauschzahl < 2 dB gewährleisten soll.
In der Druckschrift: J. R. Long "A Low-Voltage 5.1-5.8-GHz Image-Reject Downconverter RF IC", Journal of Solid-State Circuits, Vol. 35, No. 9, September 2000, pp. 1320-1328 ist im Abschnitt B.) angegeben, wie zugleich eine gute Rausch- und Leistungsanpassung eines Verstärkers, bei dem ein Transi­ stor in Emitterschaltung betrieben wird, erzielbar ist. Selbst wenn der Verstärker mit induktiver Degenerierung, das heißt Emitterinduktivität gegen Bezugspotential, mit einer Kollektorlast in Form eines Schwingkreises sowie einer Kas­ kode-Schaltung betrieben wird, ist zur Erzielung einer aus­ reichenden Linearität eine besonders hohe Stromdichte im Ein­ gangstransistor erforderlich. In UMTS-Empfängern werden LNAs in 80% der Zeit mit geringer Verstärkung betrieben, so daß das Problem der Stromverschwendung weiter verschärft wird.
Zudem führt eine dabei mögliche Schaltungsrealisierung zum Erzielen einer umschaltbaren Verstärkung durch Ableiten eines Teils des Ausgangsstroms gegen Versorgungsspannung nur zu ei­ ner unwesentlichen Steigerung der Linearität, wohingegen das Rauschen im Verstärker stark zunimmt.
Zur Umgehung der beschriebenen Probleme könnte man eine Schaltung mit einem Transistor in Emitterschaltung bei hoher gewünschter Verstärkung des LNA einsetzen und eine kleine Verstärkung des LNA mit einer getrennt aufgebauten Verstär­ kerstufe mit einem Transistor in Basisschaltung realisieren.
Bei einer derartigen Zusammenschaltung tritt jedoch das Pro­ blem auf, daß die beiden Verstärker in Basis- und Emitter­ schaltung eine verschiedene Eingangsimpedanz haben, die eine Rausch- und Leistungsanpassung mit einem gemeinsamen Anpas­ sungsnetzwerk verhindert.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen rauscharmen Verstärker anzugeben, der auf Grund der Einstellbarkeit der Verstärkung für Code-Vielfachzugriffsverfahren geeignet ist und der eine gute Rausch- und Leistungsanpassungsmöglichkeit bietet.
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe gelöst mit einer rauscharmen Verstärkerschaltung, aufweisend
  • - einen Signaleingang zum Zuführen eines Hochfrequenz- Signals,
  • - einen Signalausgang zum Bereitstellen eines verstärkten, vom Hochfrequenz-Signal abgeleiteten Signals,
  • - einen ersten Strompfad, der den Signaleingang mit dem Signalausgang koppelt und der einen Transistor in Basisschal­ tung umfaßt,
  • - einen zweiten Strompfad, der den Signaleingang mit dem Signalausgang koppelt und der einen Transistor in Emitter­ schaltung umfaßt, dem zur Bildung einer Kaskodeschaltung ein weiterer Transistor in Basisschaltung nachgeschaltet ist, wo­ bei der Transistor in Emitterschaltung einen Rückkopplungs­ zweig zwischen seinem Kollektor- und Basisanschluß, sowie ei­ nen Widerstand, der seinen Kollektoranschluß mit dem Emitte­ ranschluß des weiteren Transistors in Basisschaltung koppelt, aufweist, und
  • - eine Umschalteinrichtung zum Aktivieren von erstem oder zweitem Signalpfad in Abhängigkeit von einer gewünschten Ver­ stärkung.
Die beschriebene LNA(Low Noise Amplifier)-Struktur bietet ei­ ne Umschaltbarkeit zwischen zwei festen Verstärkungsverhält­ nissen und ist daher prinzipiell für die Verstärkung von W- CDMA-Signalen von hohem Dynamikbereich geeignet. Der LNA ist damit zur Anwendung in Empfängern gemäß dem Mobilfunk­ standard UMTS verwendbar.
Der Signalzweig mit dem Transistor in Emitterschaltung arbei­ tet bei hoher Verstärkung mit sehr gutem Wirkungsgrad und er­ füllt damit die in diesem Verstärkungsbereich gültigen Linea­ ritäts-, Verstärkungs- und Rauschanforderungen. Für kleine Verstärkungen ist der Stromzweig mit dem Transistor in Basis­ schaltung vorgesehen, bei dem mit geringen Strombedarf eine hohe Linearität bei geringer Verstärkung erzielt werden kann. Die Eingangsimpedanz ist dabei nahezu reell und entspricht dem reziproken Steilheitswert, zudem ist die Rückwärts- Isolation sehr gut. Die verhältnismäßig schlechten Rauschei­ genschaften der Basisschaltung haben geringe Auswirkungen, da die Basisschaltung für geringe Verstärkung eingesetzt wird und damit ohnehin große Eingangspegel am Signaleingang anlie­ gen. Damit verringert sich das Signal-Rauschverhältnis, SNR, Signal-to-Noise Ratio, nur wenig.
Die Rückkoppelung zwischen Kollektor- und Basisanschluß des Transistors in Emitterschaltung im zweiten Strompfad bewirkt eine Transkonduktanz, das heißt eine Kompensation der anson­ sten stark kapazitiven Eingangsimpedanz der Emitterschaltung. Der weiterhin vorgesehen Serienwiderstand zur Ankoppelung des Kaskode-Transistor an den Transistor in Emitterschaltung be­ wirkt zusätzlich eine Spannungsverstärkung, welche die Schal­ tung bezüglich Linearität, Rauschen und Wirkungsgrad weiter verbessert.
Da die Emitterschaltung ein invertierendes Verhalten hat, kann die Rückkoppelung zwischen Kollektor und Basis des Tran­ sistors als kapazitive Rückkoppelung ausgebildet sein, die wie eine Induktivität wirkt und damit die eigentlich kapazi­ tive Eingangimpedanz zu einer nahezu reellen Eingangsimpedanz kompensiert.
Damit haben sowohl erster als auch zweiter Strompfad mit dem Transistor in Basis- und dem in Emitterschaltung jeweils na­ hezu eine reelle Eingangsimpedanz, was in einfacher Weise ei­ ne Rausch- und Leistungsanpassung an eine vorangehende Stufe ermöglicht.
Da damit die Verwendung einer zusätzlichen On-Chip-Induktivi­ tät vermieden ist, die eine verhältnismäßig große Chipfläche einnehmen würde, ist zum einen die Realisierung der Schaltung mit geringer Chipfläche möglich und zum anderen sind durch die große Chipfläche einer zusätzlichen Induktivität bedingte Störungseinkoppelungen vermieden.
In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfin­ dung umfaßt der Rückkopplungszweig des Transistors in Emit­ terschaltung eine Serienschaltung aus Widerstand und Kapazi­ tät.
Prinzipiell kann im kapazitiven Rückkopplungszweig eine be­ liebige Kombination aus Widerständen, Kapazitäten und Induk­ tivitäten verwendet werden, eine Serienschaltung aus Wider­ stand und Kapazität führt jedoch zu besonders guten Ergebnis­ sen bezüglich Rauscheigenschaften und Verstärkung.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen­ den Erfindung sind der erste und der zweite Strompfad sowie Signaleingang und Signalausgang des LNA in symmetrischer Schaltungstechnik gebildet.
Die symmetrische Schaltungstechnik zur Führung differentiel­ ler Signale bietet eine hohe Störunempfindlichkeit der Ver­ stärkeranordnung, die zudem eine einfache Anschaltung an ei­ nen nachgeschalteten Frequenzmischer ohne zusätzliche schal­ tungstechnische Maßnahmen ermöglicht. Zudem ergibt sich bei symmetrischer Schaltungstechnik kein Phasensprung beim Um­ schalten der Verstärkung, der sonst durch das invertierende Verhalten der Emitterschaltung und das nicht-invertierende Verhalten der Basisschaltung bedingt wäre. Die in erstem und zweitem Strompfad beschriebenen Transistoren sind entspre­ chend der symmetrischen Schaltungstechnik jeweils doppelt vorzusehen. Im zweiten Stromzweig bilden die beiden Transi­ storen in Emitterschaltung dabei einen Differenzverstärker mit Koppelung der Emitteranschlüsse.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen­ den Erfindung weist der erste Strompfad eine Kaskode-Stufe auf, die dem Transistor in Basisschaltung nachgeschaltet ist. Hierdurch ist eine Erhöhung der Rückwärtsisiolation erziel­ bar.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen­ den Erfindung umfaßt die Umschalteinrichtung einen ersten Schalter, der an einem Steuereingang des Transistors in Ba­ sisschaltung angeschlossen ist zum Zu-/Abschalten einer er­ sten Vorspannung und einen zweiten Schalter, der an einem Steuereingang des weiteren Transistors in Basisschaltung im zweiten Strompfad angeschlossen ist zum Zu-/Abschalten einer zweiten Vorspannung.
Zusätzlich zur beschriebenen Umschaltung zwischen großer und kleiner Verstärkung im LNA sind bevorzugt die Stromquellen, welche die Strompfade versorgen, zu- und abschaltbar ausge­ bildet. Hierdurch läßt sich neben verbesserten Rauscheigen­ schaften ein geringer Strombedarf erzielen.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen­ den Erfindung ist ein Schwingkreis vorgesehen, der die beiden Strompfade signalausgangsseitig mit einem Versorgungspoten­ tialanschluß koppelt und der schmalbandig ausgelegt sein kann. Die abstimmbare Ankopplung über ein schwingungsfähiges System, englisch tank, führt zum einen zur Vermeidung eines Gleichspannungsabfalls der Versorgungsspannung und damit zu einer besseren Spannungsausnutzung der Verstärker, zum ande­ ren ist mit den Schwingkreis eine Anpassung an üblicherweise kapazitive Lasten ohne zusätzlichen Aufwand ermöglicht. Der schmalbandige Schwingkreis kann beispielsweise mit einer Spu­ le mit Mittenanzapfung zum Anschluß an Versorgungsspannung und Kapazitäten aufgebaut sein. Zudem ergibt sich mit dem schmalbandigen Schwingkreis ein leichter Selektivitätsgewinn im Verstärker.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen­ den Erfindung ist der Transistor in Emitterschaltung des zweiten Strompfades mit einer Induktivität versehen, die den Emitteranschluß des Transistors mit einem Bezugspotentialan­ schluß koppelt.
Diese sogenannte induktive Degenerierung führt zu verbesser­ ten Linearitätseigenschaften sowie zu einer verbesserten An­ paßbarkeit der Eingangsimpedanz bezüglich Leistung und Rau­ schen.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen­ den Erfindung ist zur Kopplung von Signaleingang und erstem Strompfad eine Serienkapazität vorgesehen. Anstelle der Seri­ enkapazität können auch andere Bauelemente mit Hochpaßeigen­ schaft vorgesehen sein.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen­ den Erfindung ist zur Speisung des ersten Strompfades eine erste Stromquelle vorgesehen, die zu-/abschaltbar mit dem Transistor in Basisschaltung gekoppelt ist.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen­ den Erfindung ist zur Speisung des zweiten Strompfades eine zweite Stromquelle vorgesehen, die zu-/abschaltbar und über einen Stromspiegeltransistor mit dem zweiten Strompfad gekop­ pelt ist.
Der Stromspiegeltransistor kann dabei bevorzugt über Wider­ stände an die Basisanschlüsse der Transistoren in Emitter­ schaltung angeschlossen sein.
Weitere Einzelheiten und Ausführungsformen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Die Erfindung wird nachfolgend an einem Ausführungsbeispiel anhand der Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen:
Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel eines erfindungsge­ mäßen rauscharmen Verstärkers aufgebaut in symme­ trischer Schaltungstechnik und
Fig. 2 ein S-Parameter-Diagramm zur Veranschaulichung der erfindungsgemäßen Eingangsimpedanzanpassung.
Fig. 1 zeigt einen rauscharmen Verstärker aufgebaut in ana­ loger, bipolarer Schaltungstechnik und mit symmetrischer Si­ gnalführung. Der rauscharme Verstärker, LNA, Low Noise Ampli­ fier, weist einen symmetrischen Signaleingang 1 und einen symmetrischen Signalausgang 2 auf, an dem ein verstärktes Si­ gnal ableitbar ist.
Zwischen Signaleingang 1 und Signalausgang 2 sind zwei paral­ lele Stromzweige 3, 4 vorgesehen, wobei zwischen den Strom­ zweigen 3, 4 eine Umschaltbarkeit vorgeshen ist zur Erzielung einer umschaltbaren Verstärkung des LNA.
Der erste Stromzweig 3 umfaßt zwei in Basisschaltung geschal­ tete Transistoren 5, 6, während der zweite Stromzweig 4 zwei in Emitterschaltung betriebene und eine Differenzverstärker­ stufe bildende Bipolar-Transistoren 7, 8 umfaßt. Der zweite Stromzweig 4 ist zur Erzielung einer großen Verstärkung akti­ viert, während kleine Verstärkungen, das heißt, daß große Si­ gnalpegel am Eingang 1 anliegen, mit dem ersten Stromzweig 3 bereitgestellt sind.
Im einzelnen umfaßt der erste Stromzweig 3 die beiden Bipo­ lar-Transistoren 5, 6, deren Basisanschlüsse miteinander ver­ bunden und über einen Schalter 9 auftrennbar mit einer festen Vorspannungsquelle verbindbar sind. Der Anschluß zum einspei­ sen der Vorspannung ist mit 10 bezeichnet. Die Emitteran­ schlüsse der Transistoren 5, 6 sind über je eine Serienschal­ tung aus einer Kapazität 11, 12, und einem Widerstand 13, 14 mit dem symmetrischen Signaleingang 1 gekoppelt, wobei in Si­ gnalübertragungsrichtung die Kapazitäten 11, 12 den Wider­ ständen 13, 14 vorgeschaltet sind. An den Emitteranschlüssen der Transistoren 5, 6 ist weiterhin je eine gegen Bezugspo­ tential geschaltete Stromquelle 15, 16 über je einen weiteren Schalter 17, 18 angeschlossen. Die Kollektoranschlusse der Transistoren 5, 6 sind mit dem Signalausgang 2 gekoppelt, wo­ bei die Signalleitungen zum Führen des differentiellen Si­ gnals in dem zweiten Strompfad überkreuzt geführt sind, um einen Phasensprung beim Umschalten zwischen erstem und zwei­ ten Strompfad auszuschließen. Zwischen den Kollektoranschlüs­ sen der Transistoren 5, 6 und dem Signalausgang 2 ist optional eine Kaskodestufe 19 vorgesehen. Zum Aktivieren des ersten Stromzweiges sind die Schalter 9, 17, 18 zu schließen, um ei­ nerseits den Transistoren 5, 6 am Basisanschluß eine konstan­ te Vorspannung zuzuführen und andererseits den für die Strom­ verstärkung bereitzustellenden Strom emitterseitig einzuspei­ sen. Ist der erste Stromzweig 3 nicht aktiviert, das heißt bei Zuschalten der höheren Verstärkung, sind die Schalter 9, 17, 18 geöffnet. Schalter 9 ist im letztgenannten Zustand ausgangsseitig mit einem Bezugspotentialanschluß verbunden.
Der zweite Stromzweig 4 umfaßt einen Differenzverstärker mit Kaskodeschaltung, der die beiden in Emitterschaltung betrie­ benen Transistoren 7, 8 sowie zwei weitere, in Basisschaltung betriebene Transistoren 20, 21 einschließt. Zur Bildung der Differenzverstärkerschaltung mit Kaskodestufe sind die Emit­ teranschlüsse der Transistoren 20, 21 mit je einem Kollek­ toranschluß der Transistoren 7, 8 gekoppelt. Die Basisan­ schlüsse der Transistoren 7, 8, die in Emitterschaltung be­ trieben sind, sind mit dem symmetrischen Signaleingang 1 ver­ bunden.
Die Emitteranschlüsse der Transistoren 7, 8 sind über je eine Induktivität 22, 23 mit einem Bezugspotentialanschluß 24 ver­ bunden. Zur Anpassung der kapazitiven Eingangsimpedanz des zweiten Strompfads 4 mit dem Differenzverstärker in Emitter­ schaltung sind Rückkopplungsimpedanzen 25, 26 vorgesehen, welche jeweils Basis- und Kollektoranschluß der Transistoren 7, 8 miteinander verbinden. Um eine zusätzliche Spannungsver­ stärkung bereitzustellen, sind Widerstände 27, 28 jeweils zwischen Emitteranschlüssen der Transistoren 20, 21 und Kol­ lektoranschlüssen der Transistoren 7, 8 vorgesehen.
Die Basisanschlüsse der Kaskodetransistoren 20, 21 sind mit­ einander, und über einen Schalter 29 mit einem Anschluß 30, zum Zuführen einer zweiten Vorspannung verbunden. Schalter 29 ist zur Aktivierung der größeren Verstärkung geschlossen, während bei Aktivieren des ersten Strompfades 3 Schalter 29 geöffnet ist und damit den Eingang 30 mit Bezugspotentialan­ schluß 24 verbindet. Die Impedanzen 25, 26 sind in vorliegen­ der Ausführung als Serienschaltung einer Kapazität 41 mit ei­ nem Widerstand 40 ausgeführt.
Zur Stromspeisung des Differenzverstärkers 7, 8 im zweiten Stromzweig 4 bilden die Transistoren 7, 8 je einen Stromspie­ gel mit einem Stromspiegeltransistor 31. Der Stromspiegel­ transistor 31 ist über seinen Emitteranschluß mit Bezugspo­ tentialanschluß 24 verbunden. An den Kollektoranschluß des Stromspiegeltransistors 31 ist über einen Schalter 32 eine Stromquelle 33 angeschlossen, welche mit einem Versorgungspo­ tentialanschluß 34 verbunden ist. Der Basisanschluß des Stromspiegeltransistors 31 ist über einen Widerstand 35 mit seinem Kollektoranschluß verbunden. Dieser Kollektoranschluß ist über je einen Widerstand 36, 37 mit je einem Basisan­ schluß der Transistoren 7, 8 verbunden.
Erster und zweiter Stromzweig 3, 4 sind signalausgangsseitig, das heißt an demjenigen symmetrischen Schaltungsknoten, der beide Stromzweige miteinander und mit Signalausgang 2 verbin­ det, weiterhin über einen schmalbandigen Schwingkreis 36 mit dem Versorgungspotentialanschluß 34 verbunden.
Die Widerstände 27, 28 ermöglichen eine ausreichend große Spannungsverstärkung, um mit den Impedanzen 25, 26 über Span­ nungs-Strom-Rückkopplung, englisch Shunt-Shunt-Feedback, eine Eingangsimpedanzanpassung dahingehend zu erzielen, daß die normalerweise kapazitive Eingangsimpedanz des zweiten Strompfads 4 nahezu rein reell wird und damit derjenigen Ein­ gangsimpedanz entspricht, die die Basisschaltungstransistoren im ersten Strompfad haben. Hierdurch ist die Schaltung gemäß Fig. 1 in einfacher Weise bezüglich Leistung und Rauschen an eine vorhergehende Stufe, beispielsweise ein Filter anpass­ bar. Ausgangsseitig ist an die Schaltung gemäß Fig. 1 bei­ spielsweise ein Abwärtsmischer eines Mobilfunkempfängers an­ schließbar.
Mit der Umschaltung zwischen großer und kleiner Verstärkung können schmalbandige, mit Code-Vielfachzugriffsverfahren ko­ dierte Hochfrequenzsignale mit großem Dynamikumfang vor einem Abwärtsmischen bei geringem Rauschen, großer Verstärkung bei kleinem Signalpegel und insgesamt guten Linearitätseigen­ schaften vorverstärkt werden. Zudem weist der beschriebene LNA eine gute Rückwärtsisolation auf und ist damit auch in homodynen Empfängern, die kein spiegelfrequenzunterdrückendes Filter aufweisen, zur Unterdrückung von Lokaloszillator- Leckfrequenzen geeignet. Der symmetrische Aufbau des gezeig­ ten LNA bietet eine große Störunempfindlichkeit. Insgesamt kann die Schaltung gemäß Fig. 1 mit geringem Stormbedarf be­ trieben werden. Dies ermöglicht den Einsatz in mobilen Gerä­ ten, beispielsweise Mobilstationen, die gemäß UMTS-Standard arbeiten. Durch Ausnutzen der invertierenden Eigenschaften kann bei der Rückkopplung zur Eingangsimpedanzanpassung im zweiten Stromzweig 4 zur Bildung der Impedanzen 25, 26 auf Induktivitäten verzichtet werden, so daß die Schaltung mit geringer Fläche und geringer Störempfindlichkeit aufgebaut werden kann.
Die Schaltung gemäß Fig. 1 mit erstem und zweitem Stromzweig kann mit lediglich einem Anpaßnetzwerk an eine vorausgehende Stufe, beispielsweise ein Filter, angepaßt werden.
Fig. 2 zeigt an Hand eines Diagramms in S-Parameter- Darstellung die Funktionsfähigkeit der Schaltung gemäß Fig. 1. Der mit Bezugszeichen 37 versehene Punkt bezeichnet die Eingangsimpedanz der Basisschaltung im ersten Strom­ zweig 3. Mit Bezugszeichen 38 ist die Eingangsimpedanz des Differenzverstärkers 7, 8 ohne Rückkopplung mit den Elementen 25 bis 28, mit Bezugszeichen 39 die angepaßte Eingangsimpe­ danz wie in Fig. 1 dargestellt bezeichnet. Man erkennt, daß die Eingansimpedanzen 37, 39 so nahe beieinander liegen, daß beide Verstärkerstufen nun mit dem gleichen Anpaßnetzwerk an­ gepaßt werden können. An Hand von Fig. 2 ist weiter gezeigt, daß die Anpassung an eine vorhergehende Stufe sogar ohne zu­ sätzliche Elemente möglich wäre. Ein externes Netzwerk er­ leichtert jedoch die Abstimmung zwischen Rauschverhalten, Li­ nearität und Verstärkung.
Bezugszeichenliste
1
Signaleingang
2
Signalausgang
3
Erster Strompfad
4
Zweiter Strompfad
5
Transistor
6
Transistor
7
Transistor
8
Transistor
9
Schalter
10
Versorgungsspannungszuführungsanschluß
11
Kondensator
12
Kondensator
13
Widerstand
14
Widerstand
15
Stromquelle
16
Stromquelle
17
Schalter
18
Schalter
19
Kaskodestufe
20
Transistor
21
Transistor
22
Induktivität
23
Induktivität
24
Bezugspotentialanschluß
25
Impedanz
26
Impedanz
27
Widerstand
28
Widerstand
29
Schalter
30
Versorgungsspannungszuführungsanschluß
31
Stromspiegeltransistor
32
Schalter
33
Stromquelle
34
Versorgungspotentialschluß
35
Widerstand
36
Schwingkreis
37
Eingangsimpedanz
38
Eingangsimpedanz
39
Eingangsimpedanz
40
Widerstand
41
Kondensator

Claims (10)

1. Rauscharme Verstärkerschaltung, aufweisend
einen Signaleingang (1) zum Zuführen eines Hochfrequenz- Signals,
einen Signalausgang (2) zum Bereitstellen eines verstärk­ ten, vom Hochfrequenz-Signal abgeleiteten Signals,
einen ersten Strompfad (3), der den Signaleingang (1) mit dem Signalausgang (2) koppelt und der einen Transistor in Basisschaltung (5) umfaßt,
einen zweiten Strompfad (4), der den Signaleingang (1) mit dem Signalausgang (2) koppelt und der einen Transistor in Emitterschaltung (7) umfaßt, wobei dem Transistor in Emit­ terschaltung (7) zur Bildung einer Kaskodeschaltung ein weiterer Transistor in Basisschaltung (20) nachgeschaltet ist, und wobei der Transistor in Emitterschaltung (7) einen Rückkopplungszweig (25) zwischen seinem Kollektor- und Ba­ sisanschluß, sowie einen Widerstand (27), der den Kollek­ toranschluß des Transistors in Emitterschaltung (7) mit dem Emitteranschluß des weiteren Transistors in Basisschaltung (20) koppelt, aufweist, und
eine Umschalteinrichtung (9, 17, 29, 32) zum Aktivieren von erstem oder zweitem Signalpfad (3, 4) in Abhängigkeit von einer gewünschten Verstärkung.
2. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkopplungszweig (25) des Transistors in Emitterschal­ tung (7) eine Serienschaltung aus einem Widerstand (40) und einer Kapazität (41) umfaßt.
3. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Signaleingang (1), der Signalausgang (2), sowie der erste und der zweite Strompfad (3, 4) zum Führen differentieller Signale ausgelegt sind.
4. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Strompfad (3) eine Kaskode-Stufe (19) aufweist, die dem Transistor in Basisschaltung (5) nachgeschaltet ist.
5. Verstärkerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekenzeichnet, daß die Umschalteinrichtung (9, 17, 29, 32) einen ersten Schal­ ter (17) umfaßt, der an einen Steuereingang des Transistors in Basisschaltung (5) angeschlossen ist, zum Zu-/Abschalten einer ersten Vorspannung und einen zweiten Schalter (29) um­ faßt, der an einen Steuereingang des weiteren Transistors in Basisschaltung (20) im zweiten Strompfad (4) angeschlossen ist zum Zu-/Abschalten einer zweiten Vorspannung.
6. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß ein Schwingkreis (36) vorgesehen ist, der die beiden Strompf­ ade (3, 4) signalausgangsseitig mit einem Versorgungspoten­ tialanschluß (34) koppelt.
7. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Transistor in Emitterschaltung (7) des zweiten Strompfads (4) eine Induktivität (22) aufweist, die seinen Emitteranschluß mit einem Bezugspotentialanschluß (24) kop­ pelt.
8. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß zur Kopplung von Signaleingang (1) und erstem Strompfad (3) eine Serienkapazität (11) vorgesehen ist.
9. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß zur Speisung des ersten Strompfads (3) eine erste Stromquel­ le (15) vorgesehen ist, die zu-/abschaltbar mit dem Transi­ stor in Basisschaltung (5) gekoppelt ist.
10. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß zur Speisung des zweiten Strompfads (4) eine zweite Strom­ quelle (33) vorgesehen ist, die zu-/abschaltbar und über ei­ nen Stromspiegeltransistor (31) mit dem Transistor in Emit­ terschaltung (7) gekoppelt ist.
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