EP1407541A2 - Rauscharme verstärkerschaltung - Google Patents

Rauscharme verstärkerschaltung

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EP1407541A2
EP1407541A2 EP02782431A EP02782431A EP1407541A2 EP 1407541 A2 EP1407541 A2 EP 1407541A2 EP 02782431 A EP02782431 A EP 02782431A EP 02782431 A EP02782431 A EP 02782431A EP 1407541 A2 EP1407541 A2 EP 1407541A2
Authority
EP
European Patent Office
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transistor
circuit
current path
emitter
signal
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP02782431A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Robert-Grant Irvine
Harald Pretl
Claus STÖGER
Wolfgang Thomann
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Infineon Technologies AG
Original Assignee
Infineon Technologies AG
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Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies AG filed Critical Infineon Technologies AG
Publication of EP1407541A2 publication Critical patent/EP1407541A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
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    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45179—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using MOSFET transistors as the active amplifying circuit
    • H03F3/45183—Long tailed pairs
    • H03F3/45188—Non-folded cascode stages
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    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
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    • H03F2203/7236—Indexing scheme relating to gated amplifiers, i.e. amplifiers which are rendered operative or inoperative by means of a control signal the gated amplifier being switched on or off by putting into parallel or not, by choosing between amplifiers by (a ) switch(es)

Definitions

  • Mobile radio standards using code multiple access methods such as -CDMA, ide-band code division multiple access, use high-frequency signals with a large dynamic range of, for example, 80 dB.
  • signals with low input levels have to be amplified with low-noise amplifiers before a frequency conversion.
  • a possible circuit implementation to achieve a switchable amplification by deriving part of the output current against supply voltage only leads to an insignificant increase in linearity, whereas the noise in the amplifier increases sharply.
  • a circuit with a transistor in an emitter circuit with a high desired amplification of the LNA could be used and a small amplification of the LNA with a separately constructed amplifier stage with a transistor in a basic circuit could be implemented.
  • the object of the present invention is to provide a low-noise amplifier which, because of the adjustability of the gain, is suitable for code multiple access methods and which offers a good possibility of noise and power adjustment.
  • the object is achieved with a low-noise amplifier circuit
  • a signal output for providing an amplified signal derived from the high-frequency signal, a first current path which connects the signal input to the
  • a switching device for activating the first or second signal path depending on a desired gain.
  • the described LNA (Low Noise Amplifier) structure offers switchability between two fixed amplification ratios and is therefore in principle suitable for amplifying W-CDMA signals with a high dynamic range.
  • the LNA can therefore be used in receivers in accordance with the UMTS mobile radio standard.
  • the signal branch with the transistor in the emitter circuit works with high amplification with very good efficiency and thus fulfills the linearity, amplification and noise requirements valid in this amplification range.
  • the current branch with the transistor in the base circuit is provided, in which a high linearity with low amplification can be achieved with a low current requirement.
  • the input impedance is almost real and corresponds to the reciprocal slope value, and the backward isolation is also very good.
  • the relatively poor noise characteristics of the basic circuit have little effect, since the basic circuit is used for low amplification and therefore there are high input levels at the signal input anyway. This reduces the signal-to-noise ratio, SNR, signal-to-noise ratio, only slightly.
  • the feedback between the collector and base connection of the transistor in the emitter circuit in the second current path causes a transconductance, that is to say compensation for the otherwise highly capacitive input impedance of the emitter circuit.
  • the series resistor, which is also provided, for coupling the cascode transistor to the transistor in the emitter circuit additionally effects voltage amplification, which further improves the circuit with regard to linearity, noise and efficiency. Since the emitter circuit has an inverting behavior, the feedback between the collector and the base of the transistor can be designed as a capacitive feedback, which acts like an inductor and thus compensates the actually capacitive input impedance to an almost real input impedance.
  • both the first and second current paths with the transistor in the base circuit and the one in the emitter circuit each have almost a real input impedance, which enables noise and power adaptation to a preceding stage in a simple manner.
  • the feedback branch of the transistor in the emitter circuit comprises a series circuit of resistance and capacitance.
  • any combination of resistors, capacitors and inductors can be used in the capacitive feedback branch, but a series connection of resistors and capacitors leads to particularly good results in terms of noise properties and amplification.
  • the first current path has a cascode stage which is connected downstream of the transistor in the basic circuit. In this way an increase in backward insulation can be achieved.
  • the current sources which supply the current paths are preferably designed to be switchable on and off. In this way, in addition to improved noise shadows, a lower power requirement can be achieved.
  • an oscillating circuit is provided which couples the two current paths on the signal output side to a supply potential connection and which can be designed to be narrowband.
  • the tunable coupling via an oscillatory system, English tank, leads to avoidance of a DC voltage drop in the supply voltage and thus to better voltage utilization of the amplifiers, and on the other hand the resonant circuit enables adaptation to usually capacitive loads without additional effort.
  • the narrow-band resonant circuit can be constructed, for example, with a coil with a center tap for connection to the supply voltage and capacitors. In addition, the narrow-band resonant circuit results in a slight gain in selectivity in the amplifier.
  • the transistor in the emitter circuit of the second current path is provided with an inductance which couples the emitter connection of the transistor to a reference potential connection.
  • inductive degeneration leads to improved linearity properties and to an improved adaptability of the input impedance with regard to power and noise.
  • the current mirror transistor can preferably be connected via resistors to the base connections of the transistors in the emitter circuit.
  • Figure 1 shows a first embodiment of a low noise amplifier according to the invention constructed in symmetrical circuitry
  • the first current branch 3 comprises the two bipolar transistors 5, 6, the base connections of which are connected to one another and can be connected to a fixed bias voltage source by means of a switch 9.
  • the connection for feeding in the bias voltage is designated by 10.
  • the emitter connections of the transistors 5, 6 are each coupled to the symmetrical signal input 1 via a series circuit comprising a capacitor 11, 12 and a resistor 13, 14, the capacitors 11, 12 being connected upstream of the resistors 13, 14 in the signal transmission direction.
  • a current source 15, 16, which is connected to reference potential, is also connected to the emitter terminals of transistors 5, 6 via a further switch 17, 18.
  • the collector connections of the transistors 5, 6 are coupled to the signal output 2, the signal lines for carrying the differential signal being crossed in the second current path in order to rule out a phase jump when switching between the first and second current paths.
  • a cascode stage 19 is optionally provided between the collector connections of the transistors 5, 6 and the signal output 2.
  • the second current branch 4 comprises a differential amplifier with a cascode circuit, which includes the two transistors 7, 8 operated in the emitter circuit and two further transistors 20, 21 operated in the base circuit.
  • the emitter connections of the transistors 20, 21 are each coupled to a collector connection of the transistors 7, 8.
  • the base connections of the transistors 7, 8, which are operated in an emitter circuit, are connected to the symmetrical signal input 1.
  • narrow-band radio frequency signals coded with code multiple access methods with a large dynamic range can be pre-amplified before downmixing with low noise, large amplification with a low signal level and overall good linearity properties.
  • the described LNA has good backward isolation and is therefore also suitable for the suppression of local oscillator leakage frequencies in homodyne receivers which do not have an image frequency suppressing filter.
  • the symmetrical structure of the LNA shown offers great immunity to interference.
  • the circuit according to FIG. 1 can be operated with a low power requirement. This enables use in mobile devices, for example mobile stations that work according to the UMTS standard.

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Abstract

Es ist eine rauscharme Verstärkerschaltung angegeben, welche ein umschaltbares Verstärkungsverhältnis aufweist. Hierfür ist zwischen einem hochfrequenten Signalein- und -ausgang (1, 2) eine Parallelschaltung aus einem ersten und einem zweiten Strompfad (3, 4) vorgesehen, wobei der erste Strompfad (3) zur Signalverstärkung einen Transistor in Basisschaltung und der zweite Strompfad (4) zur Signalverstärkung einen Transistor in Emitterschaltung (7) mit einer Eingangsimpedanzanpassung (25, 27) aufweist. Aufgrund der guten Rauscheigenschaften sowie der guten Linearitätseigenschaften ist die beschriebene rauscharme Verstärkerschaltung zum Einsatz in Hochfrequenzempfängern geeignet, bei denen auf Grund eines grossen Dynamikumfangs des Eingangssignals, wie beispielsweise bei UMTS, eine adaptive Vorverstärkung noch vor einem Frequenzumsetzer, das heisst in der Hochfrequenzebene, benötigt wird.

Description

Beschreibung
Rauscharme Verstärkerschaltung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine rauscharme Verstarkerschaltung .
Rauscharme Verstärker, LNA, ow Noise Amplifier, sind übliche Signalverarbeitungsblöcke in der Hochfrequenz-Empfangstech- nik.
Mit Code-Vielfachzugriffsverfahren arbeitende Mobilfunkstan- dards wie beispielsweise -CDMA, ide-Band Code Division Multiple Access, verwenden Hochfrequenzsignale mit einem großen Dynamikumfang von beispielsweise 80 dB. In derartigen Mobilfunkempfängern müssen Signale mit kleinen Eingangspegeln bereits vor einer Frequenzkonversion mit rauscharmen Verstärkern verstärkt werden.
Bei hohen Empfangspegeln würde eine zu große Verstärkung zu einer Übersteuerung der nachfolgenden Stufen in der Signal- verarbeitungskette des Empfängers und zu einer Verletzung der Linearitätsanforderung des jeweiligen Mobilfunkstandards führen. Es ist demnach wünschenswert, den rauscharmen Verstärker mit verstellbarem Verstärkungsfaktor auszubilden.
Weitere Anforderungen, die sich an einen für die genannten Verfahren geeigneten Verstärker ergeben, sind eine große einstellbare Verstärkung, um insgesamt gute Rauscheigenschaften zu erhalten, sowie die Einhaltung der strengen Linearitätsan- forderungen, die einer hohen Verstärkung entgegenstehen. Weiterhin ist eine eingangsseitige gute Anpassung bezüglich Leistung und bezüglich Rauschen vorzunehmen, um bei den kleinen zu erwartenden Pegeln eine gute Anpassung an die Ausgangs- impedanz eines vorgeschalteten Filters zu erzielen. Falls ein dem LNA nachgeschalteter Mischer nicht als spiegelfrequenzun- terdrückender Mischer ausgebildet ist, so muß der LNA eine gute Rückwärts-Isolation aufweisen, um Leckfrequenzen des dem Mischer zuführbaren Lokalosszilatorsignales zu unterdrücken. Da Mobilfunkempfänger der beschriebenen Kategorie üblicherweise nicht nur in Feststationen, sondern auch in Mobilsta- tionen Anwendung finden, ist zusätzlich auf geringe Stromaufnahme zu achten.
Im Falle von UMTS (Universal Mobile Telecommunications Standard) -Geräten, bei denen die Rauschzahl über die gesamte Emp- fängerkette nur 8 dB betragen darf, von denen die erwartete Einfügedämpfung eines Filters von 3 dB und den nachfolgenden Stufen von ebenfalls 3 dB abzuziehen sind, ergibt sich, daß der gewünschte rauscharme Verstärker bei hoher Verstärkung von > 15 dB eine Rauschzahl < 2 dB gewährleisten soll.
In der Druckschrift: J.R.Long "A Low-Voltage 5.1-5.8-GHz Image-Reject Downconverter RF IC", Journal of Solid-State Circuits, Vol. 35, No . 9, September 2000, pp . 1320-1328 ist im Abschnitt B.) angegeben, wie zugleich eine gute Rausch- und Leistungsanpassung eines Verstärkers, bei dem ein Transistor in Emitterschaltung betrieben wird, erzielbar ist. Selbst wenn der Verstärker mit induktiver Degenerierung, das heißt Emitterinduktivität gegen Bezugspotential, mit einer Kollektorlast in Form eines Schwingkreises sowie einer Kas- kode - Schaltung betrieben wird, ist zur Erzielung einer ausreichenden Linearität eine besonders hohe Stromdichte im Eingangstransistor erforderlich. In UMTS-Empfängern werden LNAs in 80% der Zeit mit geringer Verstärkung betrieben, so daß das Problem der Stromverschwendung weiter verschärft wird.
Zudem führt eine dabei mögliche Schaltungsrealisierung zum Erzielen einer umschaltbaren Verstärkung durch Ableiten eines Teils des Ausgangsstroms gegen Versorgungsspannung nur zu einer unwesentlichen Steigerung der Linearität, wohingegen das Rauschen im Verstärker stark zunimmt. Zur Umgehung der beschriebenen Probleme könnte man eine Schaltung mit einem Transistor in Emitterschaltung bei hoher gewünschter Verstärkung des LNA einsetzen und eine kleine Verstärkung des LNA mit einer getrennt aufgebauten Verstär- kerstufe mit einem Transistor in Basisschaltung realisieren.
Bei einer derartigen Zusammenschaltung tritt jedoch das Problem auf, daß die beiden Verstärker in Basis- und Emitterschaltung eine verschiedene Eingangsimpedanz haben, die eine Rausch- und Leistungsanpassung mit einem gemeinsamen Anpassungsnetzwerk verhindert.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen rauscharmen Verstärker anzugeben, der auf Grund der Einstellbarkeit der Verstärkung für Code-Vielfachzugriffsverfahren geeignet ist und der eine gute Rausch- und Leistungsanpassungsmöglichkeit bietet .
Erfindungsgemäß wird die Aufgabe gelöst mit einer rauscharmen Verstärkerschaltung, aufweisend
- einen Signaleingang zum Zuführen eines Hochfrequenz- Signals,
- einen Signalausgang zum Bereitstellen eines verstärkten, vom Hochfrequenz-Signal abgeleiteten Signals, - einen ersten Strompfad, der den Signaleingang mit dem
Signalausgang koppelt und der einen Transistor in Basisschaltung umfaßt,
- einen zweiten Strompfad, der den Signaleingang mit dem Signalausgang koppelt und der einen Transistor in Emitter- schaltung umfaßt, dem zur Bildung einer Kaskodeschaltung ein weiterer Transistor in Basisschaltung nachgeschaltet ist, wobei der Transistor in Emitterschaltung einen Rückkopplungs- zweig zwischen seinem Kollektor- und Basisanschluß, sowie einen Widerstand, der seinen Kollektoranschluß mit dem Emitte- ranschluß des weiteren Transistors in Basisschaltung koppelt, aufweist, und
- eine Umschalteinrichtung zum Aktivieren von erstem oder zweitem Signalpfad in Abhängigkeit von einer gewünschten Verstärkung.
Die beschriebene LNA(Low Noise Amplifier) -Struktur bietet eine Umschaltbarkeit zwischen zwei festen Verstärkungsverhältnissen und ist daher prinzipiell für die Verstärkung von W- CDMA - Signalen von hohem Dynamikbereich geeignet. Der LNA ist damit zur Anwendung in Empfängern gemäß dem Mobilfunk- standard UMTS verwendbar.
Der Signalzweig mit dem Transistor in Emitterschaltung arbeitet bei hoher Verstärkung mit sehr gutem Wirkungsgrad und erfüllt damit die in diesem Verstärkungsbereich gültigen Linea- ritäts-, Verstärkungs- und Rauschanforderungen. Für kleine Verstärkungen ist der Stromzweig mit dem Transistor in Basisschaltung vorgesehen, bei dem mit geringen Strombedarf eine hohe Linearität bei geringer Verstärkung erzielt werden kann. Die Eingangsimpedanz ist dabei nahezu reell und entspricht dem reziproken Steilheitswert, zudem ist die Rückwärts- Isolation sehr gut. Die verhältnismäßig schlechten Rauscheigenschaften der Basisschaltung haben geringe Auswirkungen, da die Basisschaltung für geringe Verstärkung eingesetzt wird und damit ohnehin große Eingangspegel am Signaleingang anliegen. Damit verringert sich das Signal-Rauschverhältnis, SNR, Signal-to-Noise Ratio, nur wenig.
Die Rückkoppelung zwischen Kollektor- und Basisanschluß des Transistors in Emitterschaltung im zweiten Strompfad bewirkt eine Transkonduktanz, das heißt eine Kompensation der anson- sten stark kapazitiven Eingangsimpedanz der Emitterschaltung. Der weiterhin vorgesehen Serienwiderstand zur Ankoppelung des Kaskode-Transistor an den Transistor in Emitterschaltung bewirkt zusätzlich eine Spannungsverstärkung, welche die Schaltung bezüglich Linearität, Rauschen und Wirkungsgrad weiter verbessert. Da die Emitterschaltung ein invertierendes Verhalten hat, kann die Rückkoppelung zwischen Kollektor und Basis des Transistors als kapazitive Rückkoppelung ausgebildet sein, die wie eine Induktivität wirkt und damit die eigentlich kapazi- tive Eingangimpedanz zu einer nahezu reellen Eingangsimpedanz kompensiert .
Damit haben sowohl erster als auch zweiter Strompfad mit dem Transistor in Basis- und dem in Emitterschaltung jeweils na- hezu eine reelle Eingangsimpedanz, was in einfacher Weise eine Rausch- und Leistungsanpassung an eine vorangehende Stufe ermöglicht .
Da damit die Verwendung einer zusätzlichen On-Chip-Induktivi- tat vermieden ist, die eine verhältnismäßig große Chipfläche einnehmen würde, ist zum einen die Realisierung der Schaltung mit geringer Chipfläche möglich und zum anderen sind durch die große Chipfläche einer zusätzlichen Induktivität bedingte Störungseinkoppelungen vermieden.
In einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfaßt der Rückkopplungszweig des Transistors in Emitterschaltung eine Serienschaltung aus Widerstand und Kapazität.
Prinzipiell kann im kapazitiven Rückkopplungszweig eine beliebige Kombination aus Widerständen, Kapazitäten und Induktivitäten verwendet werden, eine Serienschaltung aus Widerstand und Kapazität führt jedoch zu besonders guten Ergebnis- sen bezüglich Rauscheigenschaften und Verstärkung.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sind der erste und der zweite Strompfad sowie Signaleingang und Signalausgang des LNA in symmetrischer Schaltungstechnik gebildet. Die symmetrische Schaltungstechnik zur Führung differentiel- ler Signale bietet eine hohe Störunempfindlichkeit der Verstärkeranordnung, die zudem eine einfache Anschaltung an einen nachgeschalteten Frequenzmischer ohne zusätzliche schal - tungstechnische Maßnahmen ermöglicht. Zudem ergibt sich bei symmetrischer Schaltungstechnik kein Phasensprung beim Umschalten der Verstärkung, der sonst durch das invertierende Verhalten der Emitterschaltung und das nicht-invertierende Verhalten der Basisschaltung bedingt wäre. Die in erstem und zweitem Strompfad beschriebenen Transistoren sind entsprechend der symmetrischen Schaltungstechnik jeweils doppelt vorzusehen. Im zweiten Stromzweig bilden die beiden Transistoren in Emitterschaltung dabei einen Differenzverstärker mit Koppelung der Emitteranschlüsse.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist der erste Strompfad eine Kaskode-Stufe auf, die dem Transistor in Basisschaltung nachgeschaltet ist. Hierdurch ist eine Erhöhung der Rückwärtsisiolation erziel- bar.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung umfaßt die Umschalteinrichtung einen ersten Schalter, der an einem Steuereingang des Transistors in Ba- sisschaltung angeschlossen ist zum Zu-/Abschalten einer ersten Vorspannung und einen zweiten Schalter, der an einem Steuereingang des weiteren Transistors in Basisschaltung im zweiten Strompfad angeschlossen ist zum Zu- /Abschalten einer zweiten Vorspannung.
Zusätzlich zur beschriebenen Umschaltung zwischen großer und kleiner Verstärkung im LNA sind bevorzugt die Stromquellen, welche die Strompfade versorgen, zu- und abschaltbar ausgebildet. Hierdurch läßt sich neben verbesserten Rauscheigen- schatten ein geringer Strombedarf erzielen. In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist ein Schwingkreis vorgesehen, der die beiden Strompfade signalausgangsseitig mit einem Versorgungspotentialanschluß koppelt und der schmalbandig ausgelegt sein kann. Die abstimmbare Ankopplung über ein schwingungsfähiges System, englisch tank, führt zum einen zur Vermeidung eines Gleichspannungsabfalls der VersorgungsSpannung und damit zu einer besseren Spannungsausnutzung der Verstärker, zum anderen ist mit den Schwingkreis eine Anpassung an üblicherweise kapazitive Lasten ohne zusätzlichen Aufwand ermöglicht. Der schmalbandige Schwingkreis kann beispielsweise mit einer Spule mit Mittenanzapfung zum Anschluß an VersorgungsSpannung und Kapazitäten aufgebaut sein. Zudem ergibt sich mit dem schmalbandigen Schwingkreis ein leichter Selektivitätsgewinn im Verstärker.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist der Transistor in Emitterschaltung des zweiten Strompfades mit einer Induktivität versehen, die den Emitteranschluß des Transistors mit einem Bezugspotentialanschluß koppelt.
Diese sogenannte induktive Degenerierung führt zu verbesserten Linearitätseigenschaften sowie zu einer verbesserten An- paßbarkeit der Eingangsimpedanz bezüglich Leistung und Rauschen.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist zur Kopplung von Signaleingang und erstem Strompfad eine Serienkapazität vorgesehen. Anstelle der Serienkapazität können auch andere Bauelemente mit Hochpaßeigenschaft vorgesehen sein.
In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegen- den Erfindung ist zur Speisung des ersten Strompfades eine erste Stromquelle vorgesehen, die zu-/abschaltbar mit dem Transistor in Basisschaltung gekoppelt ist. In einer weiteren, bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist zur Speisung des zweiten Strompfades eine zweite Stromquelle vorgesehen, die zu-/abschaltbar und über einen Stromspiegeltransistor mit dem zweiten Strompfad gekoppelt ist.
Der Stromspiegeltransistor kann dabei bevorzugt über Widerstände an die Basisanschlüsse der Transistoren in Emitter- schaltung angeschlossen sein.
Weitere Einzelheiten und Ausführungsformen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
Die Erfindung wird nachfolgend an einem Ausfuhrungsbeispiel anhand der Zeichnungen näher erläutert.
Es zeigen:
Figur 1 ein erstes Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen rauscharmen Verstärkers aufgebaut in symmetrischer Schaltungstechnik und
Figur 2 ein S-Parameter-Diagramm zur Veranschaulichung der erfindungsgemäßen Eingangsimpedanzanpassung .
Figur 1 zeigt einen rauscharmen Verstärker aufgebaut in analoger, bipolarer Schaltungstechnik und mit symmetrischer Signalführung. Der rauscharme Verstärker, LNA, Low Noise Ampli- fier, weist einen symmetrischen Signaleingang 1 und einen symmetrischen Signalausgang 2 auf, an dem ein verstärktes Signal ableitbar ist.
Zwischen Signaleingang 1 und Signalausgang 2 sind zwei paral- lele Stromzweige 3, 4 vorgesehen, wobei zwischen den Stromzweigen 3, 4 eine Umschaltbarkeit vorgeshen ist zur Erzielung einer umschaltbaren Verstärkung des LNA. Der erste Stromzweig 3 umfaßt zwei in Basisschaltung geschaltete Transistoren 5, 6, während der zweite Stromzweig 4 zwei in Emitterschaltung betriebene und eine Differenzverstärkerstufe bildende Bipolar-Transistoren 7, 8 umfaßt. Der zweite Stromzweig 4 ist zur Erzielung einer großen Verstärkung aktiviert, während kleine Verstärkungen, das heißt, daß große Signalpegel am Eingang 1 anliegen, mit dem ersten Stromzweig 3 bereitgestellt sind.
Im einzelnen umfaßt der erste Stromzweig 3 die beiden Bipolar-Transistoren 5, 6, deren Basisanschlüsse miteinander verbunden und über einen Schalter 9 auftrennbar mit einer festen Vorspannungsquelle verbindbar sind. Der Anschluß zum einspei- sen der Vorspannung ist mit 10 bezeichnet. Die Emitteranschlüsse der Transistoren 5, 6 sind über je eine Serienschaltung aus einer Kapazität 11, 12, und einem Widerstand 13, 14 mit dem symmetrischen Signaleingang 1 gekoppelt, wobei in Signalübertragungsrichtung die Kapazitäten 11, 12 den Wider- ständen 13, 14 vorgeschaltet sind. An den Emitteranschlüssen der Transistoren 5, 6 ist weiterhin je eine gegen Bezugspotential geschaltete Stromquelle 15, 16 über je einen weiteren Schalter 17, 18 angeschlossen. Die Kollektoranschlusse der Transistoren 5, 6 sind mit dem Signalausgang 2 gekoppelt, wo- bei die Signalleitungen zum Führen des differentiellen Signals in dem zweiten Strompfad überkreuzt geführt sind, um einen Phasensprung beim Umschalten zwischen erstem und zweiten Strompfad auszuschließen. Zwischen den Kollektoranschlüssen der Transistoren 5,6 und dem Signalausgang 2 ist optional eine Kaskodestufe 19 vorgesehen. Zum Aktivieren des ersten
Stromzweiges sind die Schalter 9, 17, 18 zu schließen, um einerseits den Transistoren 5, 6 am Basisanschluß eine konstante Vorspannung zuzuführen und andererseits den für die Stromverstärkung bereitzustellenden Strom emitterseitig einzuspei- sen. Ist der erste Stromzweig 3 nicht aktiviert, das heißt bei Zuschalten der höheren Verstärkung, sind die Schalter 9, 17, 18 geöffnet. Schalter 9 ist im letztgenannten Zustand ausgangsseitig mit einem Bezugspotentialanschluß verbunden.
Der zweite Stromzweig 4 umfaßt einen Differenzverstärker mit Kaskodeschaltung, der die beiden in Emitterschaltung betriebenen Transistoren 7, 8 sowie zwei weitere, in Basisschaltung betriebene Transistoren 20, 21 einschließt. Zur Bildung der Differenzverstärkerschaltung mit Kaskodestufe sind die Emitteranschlüsse der Transistoren 20, 21 mit je einem Kollek- toranschluß der Transistoren 7, 8 gekoppelt. Die Basisanschlüsse der Transistoren 7, 8, die in Emitterschaltung betrieben sind, sind mit dem symmetrischen Signaleingang 1 verbunden .
Die Emitteranschlüsse der Transistoren 7, 8 sind über je eine Induktivität 22, 23 mit einem Bezugspotentialanschluß 24 verbunden. Zur Anpassung der kapazitiven Eingangsimpedanz des zweiten Strompfads 4 mit dem Differenzverstärker in Emitterschaltung sind Rückkopplungsimpedanzen 25, 26 vorgesehen, welche jeweils Basis- und Kollektoranschluß der Transistoren 7, 8 miteinander verbinden. Um eine zusätzliche Spannungsverstärkung bereitzustellen, sind Widerstände 27, 28 jeweils zwischen Emitteranschlüssen der Transistoren 20, 21 und Kollektoranschlüssen der Transistoren 7,8 vorgesehen.
Die Basisanschlüsse der Kaskodetransistoren 20, 21 sind miteinander, und über einen Schalter 29 mit einem Anschluß 30, zum Zuführen einer zweiten Vorspannung verbunden. Schalter 29 ist zur Aktivierung der größeren Verstärkung geschlossen, während bei Aktivieren des ersten Strompfades 3 Schalter 29 geöffnet ist und damit den Eingang 30 mit Bezugspotentialanschluß 24 verbindet. Die Impedanzen 25, 26 sind in vorliegender Ausführung als Serienschaltung einer Kapazität 41 mit einem Widerstand 40 ausgeführt.
Zur Stromspeisung des Differenzverstärkers 7 , 8 im zweiten Stromzweig 4 bilden die Transistoren 7, 8 je einen Stromspie- gel mit einem Stromspiegeltransistor 31. Der Stromspiegeltransistor 31 ist über seinen Emitteranschluß mit Bezugspotentialanschluß 24 verbunden. An den Kollektoranschluß des Stromspiegeltransistors 31 ist über einen Schalter 32 eine Stromquelle 33 angeschlossen, welche mit einem Versorgungspotentialanschluß 34 verbunden ist. Der Basisanschluß des Stromspiegeltransistors 31 ist über einen Widerstand 35 mit seinem Kollektoranschluß verbunden. Dieser Kollektoranschluß ist über je einen Widerstand 36, 37 mit je einem Basisan- Schluß der Transistoren 7, 8 verbunden.
Erster und zweiter Stromzweig 3, 4 sind signalausgangsseitig, das heißt an demjenigen symmetrischen Schaltungsknoten, der beide Stromzweige miteinander und mit Signalausgang 2 verbin- det, weiterhin über einen schmalbandigen Schwingkreis 36 mit dem Versorgungspotentialanschluß 34 verbunden.
Die Widerstände 27, 28 ermöglichen eine ausreichend große Spannungsverstärkung, um mit den Impedanzen 25, 26 über Span- nungs-Strom-Rückkopplung, englisch Shunt-Shunt-Feedback, eine Eingangsimpedanzanpassung dahingehend zu erzielen, daß die normalerweise kapazitive Eingangsimpedanz des zweiten Strompfads 4 nahezu rein reell wird und damit derjenigen Eingangsimpedanz entspricht, die die Basisschaltungstransistoren im ersten Strompfad haben. Hierdurch ist die Schaltung gemäß Figur 1 in einfacher Weise bezüglich Leistung und Rauschen an eine vorhergehende Stufe, beispielsweise ein Filter anpassbar. Ausgangsseitig ist an die Schaltung gemäß Figur 1 beispielsweise ein Abwärtsmischer eines Mobilfunkempfängers an- schließbar.
Mit der Umschaltung zwischen großer und kleiner Verstärkung können schmalbandige, mit Code-Vielfachzugriffsverfahren kodierte Hochfrequenzsignale mit großem Dynamikumfang vor einem Abwärtsmischen bei geringem Rauschen, großer Verstärkung bei kleinem Signalpegel und insgesamt guten Linearitätseigen- schaften vorverstärkt werden. Zudem weist der beschriebene LNA eine gute Rückwärtsisolation auf und ist damit auch in homodynen Empfängern, die kein spiegelfrequenzunterdrückendes Filter aufweisen, zur Unterdrückung von Lokaloszillator- Leckfrequenzen geeignet. Der symmetrische Aufbau des gezeig- ten LNA bietet eine große Störunempfindlichkeit . Insgesamt kann die Schaltung gemäß Figur 1 mit geringem Stormbedarf betrieben werden. Dies ermöglicht den Einsatz in mobilen Geräten, beispielsweise Mobilstationen, die gemäß UMTS-Standard arbeiten. Durch Ausnutzen der invertierenden Eigenschaften kann bei der Rückkopplung zur Eingangsimpedanzanpassung im zweiten Stromzweig 4 zur Bildung der Impedanzen 25, 26 auf Induktivitäten verzichtet werden, so daß die Schaltung mit geringer Fläche und geringer Störempfindlichkeit aufgebaut werden kann .
Die Schaltung gemäß Figur 1 mit erstem und zweitem Stromzweig kann mit lediglich einem Anpaßnetzwerk an eine vorausgehende Stufe, beispielsweise ein Filter, angepaßt werden.
Figur 2 zeigt an Hand eines Diagramms in S-Parameter-
Darstellung die Funktionsfähigkeit der Schaltung gemäß Figur 1. Der mit Bezugszeichen 37 versehene Punkt bezeichnet die Eingangsimpedanz der Basisschaltung im ersten Stromzweig 3. Mit Bezugszeichen 38 ist die Eingangsimpedanz des Differenzverstärkers 7, 8 ohne Rückkopplung mit den Elementen 25 bis 28, mit Bezugszeichen 39 die angepaßte Eingangsimpedanz wie in Figur 1 dargestellt bezeichnet. Man erkennt, daß die Eingansimpedanzen 37, 39 so nahe beieinander liegen, daß beide Verstärkerstufen nun mit dem gleichen Anpaßnetzwerk an- gepaßt werden können. An Hand von Figur 2 ist weiter gezeigt, daß die Anpassung an eine vorhergehende Stufe sogar ohne zusätzliche Elemente möglich wäre. Ein externes Netzwerk erleichtert jedoch die Abstimmung zwischen Rauschverhalten, Linearität und Verstärkung. Bezugszeichenliste
1 Signaleingang
2 Signalausgang 3 Erster Strompfad
4 Zweiter Strompfad
5 Transistor
6 Transistor
7 Transistor 8 Transistor
9 Schalter
10 VersorgungsspannungsZuführungsanschluß
11 Kondensator
12 Kondensator 13 Widerstand
14 Widerstand
15 Stromquelle
16 Stromquelle
17 Schalter 18 Schalter
19 Kaskodestufe
20 Transistor
21 Transistor
22 Induktivität 23 Induktivität
24 Bezugspotentialanschluß
25 Impedanz
26 Impedanz
27 Widerstand 28 Widerstand
29 Schalter
30 Versorgungsspannungszuführungsanschluß
31 Stromspiegeltransistor
32 Schalter 33 Stromquelle
34 Versorgungspotentialschluß
35 Widerstand Schwingkreis Eingangsimpedanz Eingangsimpedanz Eingangsimpedanz Widerstand Kondensator

Claims

Patentansprüche
1. Rauscharme Verstärkerschaltung, aufweisend
- einen Signaleingang (1) zum Zuführen eines Hochfrequenz- Signals,
- einen Signalausgang (2) zum Bereitstellen eines verstärkten, vom Hochfrequenz-Signal abgeleiteten Signals,
- einen ersten Strompfad (3) , der den Signaleingang (1) mit dem Signalausgang (2) koppelt und der einen Transistor in Basisschaltung (5) umfaßt,
- einen zweiten Strompfad (4) , der den Signaleingang (1) mit dem Signalausgang (2) koppelt und der einen Transistor in Emitterschaltung (7) umfaßt, wobei dem Transistor in Emitterschaltung (7) zur Bildung einer Kaskodeschaltung ein weiterer Transistor in Basisschaltung (20) nachgeschaltet ist, und wobei der Transistor in Emitterschaltung (7) einen Rückkopplungszweig (25) zwischen seinem Kollektor- und Basisanschluß, sowie einen Widerstand (27) , der den Kollektoranschluß des Transistors in Emitterschaltung (7) mit dem Emitteranschluß des weiteren Transistors in Basisschaltung (20) koppelt, aufweist, und
- eine Umschalteinrichtung (9, 17, 29, 32) zum Aktivieren von erstem oder zweitem Signalpfad (3, 4) in Abhängigkeit von einer gewünschten Verstärkung.
2. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Rückkopplungszweig (25) des Transistors in Emitterschaltung (7) eine Serienschaltung aus einem Widerstand (40) und einer Kapazität (41) umfaßt.
3. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1 oder 2 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Signaleingang (1) , der Signalausgang (2) , sowie der erste und der zweite Strompfad (3, 4) zum Führen differentieller Signale ausgelegt sind.
4. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der erste Strompfad (3) eine Kaskode-Stufe (19) aufweist, die dem Transistor in Basisschaltung (5) nachgeschaltet ist.
5. Verstärkerschaltung nach Anspruch 4, d a d u r c h g e k e n z e i c h n e t, daß die Umschalteinrichtung (9, 17, 29, 32) einen ersten Schalter (17) umfaßt, der an einen Steuereingang des Transistors in Basisschaltung (5) angeschlossen ist, zum Zu-/Abschalten einer ersten Vorspannung und einen zweiten Schalter (29) umfaßt, der an einen Steuereingang des weiteren Transistors in Basisschaltung (20) im zweiten Strompfad (4) angeschlossen ist zum Zu-/Abschalten einer zweiten Vorspannung.
6. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß ein Schwingkreis (36) vorgesehen ist, der die beiden Strompfade (3, 4) signalausgangsseitig mit einem Versorgungspoten- tialanschluß (34) koppelt.
7. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß der Transistor in Emitterschaltung (7) des zweiten Strompfads (4) eine Induktivität (22) aufweist, die seinen Emitteranschluß mit einem Bezugspotentialanschluß (24) koppelt.
8. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß zur Kopplung von Signaleingang (1) und erstem Strompfad (3) eine Serienkapazität (11) vorgesehen ist.
9. Verst rkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß zur Speisung des ersten Strompfads (3) eine erste Stromquelle (15) vorgesehen ist, die zu-/abschaltbar mit dem Transistor in Basisschaltung (5) gekoppelt ist.
10. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, daß zur Speisung des zweiten Strompfads (4) eine zweite Stromquelle (33) vorgesehen ist, die zu-/abschaltbar und über einen Stromspiegeltransistor (31) mit dem Transistor in Emit- terschaltung (7) gekoppelt ist.
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