DE60317160T2

DE60317160T2 - Hochleistungsfähiger rauscharmer bifet-verstärker

Info

Publication number: DE60317160T2
Application number: DE60317160T
Authority: DE
Inventors: Pingxi Woburn MA; Marco Santa Ana RACANELLI
Original assignee: Skyworks Solutions Inc
Current assignee: Skyworks Solutions Inc
Priority date: 2002-01-23
Filing date: 2003-01-17
Publication date: 2008-08-07
Anticipated expiration: 2023-01-18
Also published as: WO2003063339A2; US6744322B1; EP1468487A2; WO2003063339A3; EP1468487B1; DE60317160D1; ATE377289T1; JP2005520372A; EP1468487A4

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. GEBIET DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft eine Schaltung gemäß dem Oberbegriff von Anspruch 1. Dementsprechend liegt die vorliegende Erfindung allgemein auf dem Gebiet von Halbleiterschaltungen. Spezieller liegt die vorliegende Erfindung auf dem Gebiet von rauscharmen Verstärkern.
2. STAND DER TECHNIK
Eine Schaltung der oben erwähnten Art ist beispielsweise aus US-B-6 204 7281 und aus US-A-4754233 bekannt.
Kunden fordern weiterhin eine erhöhte Leistung und niedrigere Kosten von drahtlosen Kommunikationseinrichtungen, wie zum Beispiel Mobiltelefonen und Bluetooth-fähigen Transceivern. Um dieser Forderung zu entsprechen, sehen sich die Hersteller mit der Herausforderung konfrontiert, die Leistung der verschiedenen Schaltungen in den drahtlosen Kommunikationseinrichtungen zu erhöhen, während die Kosten für solche Schaltungen zu verringern sind. Beispielsweise sind die Hersteller einer drahtlosen Kommunikationseinrichtung aufgefordert, rauscharme Verstärker (LNA) bereitzustellen, um den Kriterien einer hohen Leistung, wie zum Beispiel hohe Verstärkung, niedriges Rauschen und hohe Linearität, in den Empfängern der drahtlosen Kommunikationseinrichtungen bei reduzierten Kosten zu entsprechen.
In einem Versuch, die obigen LNA-Hochleistungskriterien zu erfüllen, haben die Hersteller einen LNA bereitgestellt, der einen Transistor in der Konfiguration einer einstufigen Schaltung aufweist. Obwohl Silizium-Germanium (SiGe)-, Gallium-Arsenid (GaAs)- und Indium-Phosphit (InP)-Technologien verwendet wurden, um einen Heterobipolartransistor (HBT) und/oder einen Feldeffekttransistor (FET) für den einstufigen LNA herzustellen, waren GaAs- und InP-HBT's beim Erfüllen der Hochleistungskriterien erfolgreicher. Jedoch sind HBT's/FET's, die GaAs- oder InP-Technologien verwenden, teurer herzustellen als HBT's unter Verwendung der SiGe-BiCMOS-Technologie.
In einem anderen Versuch, die obigen gewünschten LNA-Leistungskriterien zu erfüllen, haben Hersteller einen LNA bereitgestellt, der eine zweistufige Zwei-Transistor-Schaltungskonfiguration verwendet. Jedoch leiden herkömmliche zweistufige Zwei-Transistor-LNA's typischerweise an verschiedenen Leistungsbeschränkungen. Beispielsweise zeigt ein LNA, der zwei SiGe-HBT's in einer Kaskodenanordnung verwendet, ein unerwünscht hohes Rauschen und/oder eine geringe Linearität. Als ein weiteres Beispiel zeigt ein LNA, der einen FET sowohl in der Eingangs- als auch in der Ausgangsstufe einer herkömmlichen zweistufigen Kaskodenkonfiguration verwendet, ein unerwünscht hohes Rauschen und eine niedrige Verstärkung.
In einem weiteren Versuch, die obigen LNA-Leistungskriterien zu erfüllen, haben Hersteller einen zweistufigen LNA bereitgestellt, der zwei Transistoren, wie zum Beispiel zwei SiGe-HBT's, aufweist, die in einer Kaskadenanordnung gekoppelt sind. Beispielsweise kann in einer Kaskadenanordnung der Kollektor des ersten SiGe-HBT mit der Basis des zweiten SiGe-HBT gekoppelt sein, und die Emitter von beiden SiGe-HBT's können mit Masse verbunden sein. Als Folge davon, jedem SiGe-HBT einen Biasstrom liefern zu müssen, leidet der zweistufige LNA, der zwei Transistoren in einer Kaskadenanordnung verwendet, an dem Erfordernis eines hohen Biasstroms. Außerdem leidet die zweistufige Kaskaden-LNA-Anordnung an einem hohen Rauschen und/oder einer geringen Linearität.
1A zeigt eine schematische Darstellung eines beispielhaften herkömmlichen einstufigen LNA. Der einstufige LNA 100 weist einen Transistor 102 auf, der beispielsweise ein SiGe-, GaAs- oder InP-HBT sein kann. Die Basis des Transistors 102 kann mit einem Hochfrequenz (RF)-Signal in einer drahtlosen Kommunikationseinrichtung gekoppelt sein. Das RF-Signal kann durch den Transistor 102 verstärkt und am Kollektor des Transistors 102 ausgegeben werden. Der Kollektor des Transistors 102 ist auch mit einer Vorspannungslast gekoppelt, und der Emitter des Transistors 102 ist mit Masse verbunden.
Ein einstufiger LNA, wie zum Beispiel der einstufige LNA 100, zeigt die Charakteristika einer unerwünscht niedrigen Verstärkung und eines schwachen Linearitätsverhaltens bei geringem Biasstrom, wenn ein SiGe-HBT verwendet wird. Wie oben erörtert, ist, obwohl ein einstufiger LNA bessere Leistungskriterien zeigen kann, wenn die GaAs- oder InP-Technologie verwendet wird, die GaAs- oder InP-Technologie viel teurer als die SiGe- oder BiCMOS-Technologie.
1B zeigt eine schematische Darstellung eines beispielhaften herkömmlichen Bipolar-Kaskoden-LNA. Der Bipolar-Kaskoden-LNA 150 weist einen Bipolartransistor 152 und einen Bipolartransistor 154 auf, die in einer Kaskodenanordnung miteinander gekoppelt sind. Die Bipolartransistoren 152 und 154 können beispielsweise SiGe-HBT's sein. Die Basis des Bipolartransistors 152 kann mit einem RF-Signal in einer drahtlosen Kommunikationseinrichtung gekoppelt sein. Der Emitter des Bipolartransistors 152 ist mit Masse gekoppelt, und der Kollektor des Bipolartransistors 152 ist mit dem Emitter des Bipolartransistors 154 gekoppelt.
Das RF-Signal, das der Basis des Bipolartransistors 152 zugeführt wird, wird durch die Bipolartransistoren 152 und 154 verstärkt und am Kollektor des Bipolartransistors 154 ausgegeben. Der Kollektor des Bipolartransistors 154 ist auch mit einer Vorspannungslast gekoppelt. Wie oben erörtert, leidet ein herkömmlicher LNA, der zwei Bipolartransistoren in einer Kaskodenanordnung aufweist, wie zum Beispiel der Bipolar-Kaskoden-LNA 150, an einer geringen Linearität.
1C zeigt eine schematische Darstellung eines beispielhaften herkömmlichen FET-Kaskoden-LNA. Der FET-Kaskoden-LNA 170 weist einen FET 172 und einen FET 174 auf, die in einer Kaskodenanordnung miteinander gekoppelt sind. Beispielsweise können sowohl der FET 172 als auch der FET 174 NFET's sein. Dem Gate-Anschluss des FET 172 kann ein RF-Signal in einer drahtlosen Kommunikationseinrichtung zugeführt werden. Der Source-Anschluss des FET 172 ist mit Masse verbunden, und der Drain-Anschluss des FET 172 ist mit dem Source-Anschluss des FET 174 gekoppelt.
Das RF-Signal, das dem Gate-Anschluss des FET 172 zugeführt wird, wird durch den FET 172 und den FET 174 verstärkt und am Drain-Anschluss des FET 174 ausgegeben. Der Drain-Anschluss des FET 174 ist auch mit einer Vorspannungslast gekoppelt. Wie oben erörtert, leidet ein herkömmlicher LNA, der zwei FET's in einer Kaskodenanordnung aufweist, wie zum Beispiel der FET-Kaskoden-LNA 170, an einem hohen Rauschen und einer niedrigen Verstärkung.
ZUSANMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung ist auf einen rauscharmen Hochleistungs-BiFET-Verstärker gerichtet. Die Erfindung bewältigt das Erfordernis, einen preiswerten Verstärker, der eine hohe Verstärkung, eine hohe Linearität und ein niedriges Rauschen bei geringem Biasstrom aufweist, bereitzustellen.
Zu diesem Zweck stellt die Erfindung eine Schaltung bereit, welche die Merkmale von Anspruch 1 aufweist. Weitere Ausführungsformen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen beschrieben.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1A stellt einen herkömmlichen beispielhaften rauscharmen einstufigen Verstärker dar.
1B stellt einen herkömmlichen beispielhaften rauscharmen Bipolar-Kaskoden-Verstärker dar.
1C stellt einen herkömmlichen beispielhaften rauscharmen FET-Kaskoden-Verstärker dar.
2 ist ein Blockdiagramm eines beispielhaften Empfängers, in welchem eine Ausführungsform des rauscharmen BiFET-Verstärkers der vorliegenden Erfindung verwendet werden kann.
3 stellt ein Schaltbild eines beispielhaften rauscharmen BiFET-Verstärkers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar.
4 stellt eine Tabelle dar, die Spezifikationen von herkömmlichen beispielhaften rauscharmen einstufigen Bipolar-Kaskoden- und Bipolar-Kaskaden-Verstärkern mit Spezifikationen eines beispielhaften rauscharmen BiFET-Verstärkers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung vergleicht.
AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung ist auf einen rauscharmen Hochleistungs-BiFET-Verstärker gerichtet. Die folgende Beschreibung enthält spezifische Informationen, die die Implementierung der vorliegenden Erfindung betreffen. Ein Fachmann wird erkennen, dass die vorliegende Erfindung in einer Weise implementiert werden kann, die sich von der in der vorliegenden Anmeldung speziell erörterten unterscheidet. Darüber hinaus werden einige der speziellen Details der Erfindung nicht erörtert, um die Erfindung nicht undurchsichtig zu machen. Die speziellen Details, die in der vorliegenden Anmeldung nicht beschrieben sind, liegen innerhalb des Wissens eines Durchschnittsfachmanns.
Die Zeichnungen in der vorliegenden Anmeldung und deren korrespondierenden Beschreibungsteile sind lediglich auf beispielhafte Ausführungsformen der Erfindung gerichtet. Um die Anmeldung so kurz wie möglich zu halten, sind andere Ausführungsformen der Erfindung, welche die Prinzipien der vorliegenden Erfindung nutzen, in der vorliegenden Anmeldung nicht speziell beschrieben und werden durch die vorliegenden Zeichnungen nicht speziell dargestellt.
Der rauscharme Bipolar-FET („BiFET")-Verstärker der vorliegenden Erfindung kann in einer Anzahl unterschiedlicher Umgebungen und Anwendungen verwendet werden, beispielsweise kann er in einer drahtlosen Kommunikationseinrichtung verwendet werden. In diesem Zusammenhang zeigt 2 ein Blockdiagramm eines beispielhaften Empfängers in einer drahtlosen Kommunikationseinrichtung, in welcher eine Ausführungsform des BiFET-LNA der vorliegenden Erfindung eingesetzt werden kann. Die drahtlose Kommunikationseinrichtung, in welcher sich der Empfänger 200 befindet, kann beispielsweise ein Mobiltelefon oder ein drahtloses Modem sein. Der Empfänger 200 weist eine Antenne 202, ein RF-Modul 204, ein Basisband-Modul 206 und ein Digitalfilter- und Verarbeitungsmodul 208 auf. Die Antenne 202 liefert dem RF-Modul 204 das empfangene RF-Signal 210. In dem vorliegenden Beispiel weist das RF-Modul 204 den BiFET-LNA 212 der vorliegenden Erfindung zum Verstärken des von der Antenne 202 empfangenen RF-Signals 210 auf. Der BiFET-LNA 212 der Erfindung wird detaillierter in Bezug auf 3 beschrieben.
3 zeigt eine schematische Darstellung eines beispielhaften BiFET-LNA 312 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Beispielsweise kann der BiFET-LNA 312 in dem RF-Modul 204 als der BiFET-LNA 212 eingesetzt werden. Der BiFET-LNA 312 weist eine Schaltung 302 auf, welche einen Bipolartransistor 304 aufweist, der mit einem FET 306 in einer Kaskodenanordnung gekoppelt ist. In der vorliegenden Ausführungsform kann der Bipolartransistor 304 ein NPN-SiGe-HBT sein. In einer Ausführungsform kann der Bipolartransistor 304 ein PNP-HBT sein. In einer anderen Ausführungsform kann der Bipolartransistor 304 ein GaAs-HBT, ein InP-HBT oder ein aus anderen Materialien bestehender HBT sein. In der vorliegenden Ausführungsform kann der FET 306 ein NFET sein. In einer anderen Ausführungsform kann der FET 306 ein MOSFET oder ein MESFET sein.
Der Emitterbereich des Bipolartransistors 304 ist mit einer ersten Referenzspannung 308 durch eine Impedanzschaltung, wie zum Beispiel eine Induktivität 310, gekoppelt. In der vorliegenden Ausführungsform kann die erste Referenzspannung 308 eine Massespannung sein. In einer Ausführungsform kann die erste Referenzspannung 308 eine Referenzspannung mit einer konstanten DC-Spannung ohne AC-Komponente sein. Ein BiFET-LNA-Eingang 314 ist mit dem Basisbereich des Bipolartransistors 304, in der vorliegenden Anmeldung auch als der Eingang der Schaltung 302 bezeichnet, durch einen Kondensator 316 gekoppelt. In der vorliegenden Ausführungsform kann der BiFET-LNA-Eingang 314 mit einer Antenne, wie zum Beispiel der Antenne 202 in 2, gekoppelt sein, um dem BiFET-LNA 312 ein empfangenes RF-Signal zur Verfügung zu stellen. In einer anderen Ausführungsform kann der BiFET-LNA-Eingang 314 mit einer RF-Signalquelle mit Ausnahme einer Antenne, wie zum Beispiel einem Ausgang einer Vorverstärkerstufe in einem Empfänger, gekoppelt sein.
In dem BiFET-LNA 312 verhindert der Kondensator 316, dass eine DC-Spannung am BiFET-LNA-Eingang 314 in den Eingang der Schaltung 302, d. h. den Basisbereich des Bipolartransistors 304 eintritt. Der Kondensator 316 wird auch, zusammen mit der Induktivität 310, verwendet, um für eine Impedanzanpassung am Eingang der Schaltung 302 zu sorgen. Der BiFET-LNA 312 weist auch eine Biasschaltung 318 auf, welche mit dem Basisbereich des Bipolartransistors 304 gekoppelt ist. Die Biasschaltung 318 liefert eine DC-Vorspannung für den Bipolartransistor 304 in einer in der Technik bekannten Weise. Der Gatebereich des FET 306 ist mit einer Vorspannung 320 gekoppelt, welche eine Quelle einer DC-Vorspannung für den Gatebereich des FET 306 liefert. Der BiFET-LNA 312 weist ferner eine Impedanzschaltung 322 auf, welche mit dem Drainbereich des FET 306 gekoppelt ist. Es ist zu beachten, dass in der vorliegenden Anmeldung der Drainbereich des FET 306 auch als der „Ausgang" der Schaltung 302 bezeichnet wird.
Die Impedanzschaltung 322 sorgt für eine Impedanzanpassung zwischen dem Ausgang der Schaltung 302 und einer in 3 nicht gezeigten Ausgangsstufe, welche mit dem BiFET-LNA-Ausgang 326 gekoppelt sein kann. Beispielsweise kann der BiFET-LNA-Ausgang 326 mit einer Ausgangsstufe, wie zum Beispiel einem Mischer in einem RF-Modul eines Empfängers, wie zum Beispiel dem RF-Modul 204 in dem Empfänger 200 in 2, gekoppelt sein. In der vorliegenden Ausführungsform weist die Impedanzschaltung 322 einen Kondensator 324 und eine Induktivität 330 auf. Jedoch kann die Impedanzschaltung 322 in anderen Ausführungsformen andere Bauelemente anstelle oder zusätzlich zu Kondensator 324 und/oder Induktivität 330 aufweisen. In einer Ausführungsform kann die Induktivität 330 durch einen Kondensator oder einen Widerstand ersetzt werden.
Der BiFET-LNA-Ausgang 326 ist mit dem Ausgang der Schaltung 302, d. h. dem Drainbereich des FET 306, durch den Kondensator 324 gekoppelt. In dem BiFET-LNA 312 ist eine zweite Referenzspannung 328 mit dem Ausgang der Schaltung 302 durch die Induktivität 330 gekoppelt. Die zweite Referenzspannung 328 liefert eine Quelle einer DC-Spannung, die für den Betrieb der Schaltung 302 erforderlich ist. Die zweite Referenzspannung 328 kann beispielsweise Vcc, Vdd oder eine andere Quelle einer konstanten DC-Spannung, die keinen AC-Anteil aufweist, sein.
Nun wird die Funktion und der Betrieb des BiFET-LNA 312 in 3 erörtert. Ein RF-Signal am BiFET-LNA-Eingang 314 wird mit dem Eingang der Schaltung 302, d. h. dem Basisbereich des Bipolartransistors 304, durch den Kondensator 316 gekoppelt. In der vorliegenden Ausführungsform ist der Bipolartransistor 304 als ein Verstärker in Emitterschaltbauweise ausgeführt, wie es in der Technik bekannt ist. Somit wird das am Basisbereich des Bipolartransistors 304 eingegebene RF-Signal am Kollektorbereich des Bipolartransistors 304 verstärkt. Das verstärkte RF-Signal am Kollektorbereich des Bipolartransistors 304 wird direkt mit dem Sourcebereich des FET 306 gekoppelt. In der vorliegenden Ausführungsform ist der FET 306 als ein Verstärker in Gateschaltbauweise ausgeführt, wie es in der Technik bekannt ist.
Somit bewirkt, indem sich die Spannung des verstärkten RF-Signals am Sourcebereich des FET 306 ändert, die sich ändernde Spannung am Sourcebereich des FET 306 eine entsprechende Änderung von Vgs, welche die „AC"-Spannung zwischen dem Gatebereich und dem Sourcebereich des FET 306 ist. Die Änderung von Vgs ruft infolge der hohen Transkonduktanz eine relativ große Änderung von Id hervor, welcher der durch den Drainbereich des FET 306 fließende „AC"-Strom, d. h. der Drainstrom ist. Als Ergebnis der Impedanz am Drainbereich des FET 306 ruft die relativ große Änderung von Id, d. h. des Drainstroms, eine große Spannungsänderung am Drainbereich des FET 306 hervor. Somit wird das mit dem Sourcebereich des FET 306 gekoppelte verstärkte RF-Signal am Drainbereich des FET 306, d. h. dem Ausgang der Schaltung 302, weiter verstärkt und mit dem BiFET-LNA-Ausgang 326 über den Kondensator 324 gekoppelt. Zusammengefasst wird ein RF-Signal am Eingang der Schaltung 302, d. h. dem Basisbereich des Bipolartransistors 304 eingegeben. Das RF-Signal wird dann durch den Bipolartransistor 304 und den FET 306 in einer Kaskodenverstärker-Anordnung verstärkt und das verstärkte RF-Signal wird am Ausgang der Schaltung 302, d. h. dem Drainbereich des FET 306, ausgegeben.
Es sei bemerkt, dass die Leistung eines LNA, wie zum Beispiel des BiFET-LNA 312, unter Verwendung von vier Kriterien spezifiziert werden kann: „Biasstrom", „Rauschen", „Linearität" und „Verstärkung". „Biasstrom" bezeichnet den Betrag des Biasstroms, den der LNA verbraucht. Somit ist die Spezifikation eines geringeren Biasstroms bei einem LNA wünschenswerter als die Spezifikation eines höheren Biasstroms. „Rauschen" wird typischerweise durch eine Rauschzahl („NF") spezifiziert, welche den Betrag des Rauschens angibt, den der LNA in ein Signal einführt, welches durch den LNA verstärkt wird. Wie in der Technik bekannt, ist NF = 10,0·log(„S/N-Verhältnis, am Eingang"/"S/N-Verhältnis am Ausgang"), wobei „S/N-Verhältnis am Eingang" das Signal-Rausch-Verhältnis am Eingang des LNA bezeichnet und „S/N-Verhältnis am Ausgang" das Signal-Rausch-Verhältnis am Ausgang des LNA bezeichnet. Somit ist eine geringere NF wünschenswerter als eine höhere NF, da die geringere NF anzeigt, dass der LNA weniger Rauschen in ein durch den LNA verstärktes Signal einführt.
„Linearität” bezeichnet die Fähigkeit des LNA, ein Signal ohne Verzerren des Signals zu verstärken. Die Linearität eines LNA wird typischerweise bei einer bestimmten Frequenz ermittelt und kann als eine Funktion der Eingangsleistung charakterisiert werden. Beispielsweise kann ein Eingangs-Intermodulationsschnittpunkt Dritter Ordnung („IIP₃"), welchen man für einen LNA bei einer bestimmten Frequenz in einer in der Technik bekannten Weise erhalten kann, verwendet werden, um die Linearität des LNA bei dieser Frequenz anzugeben. Ein höherer Wert des IIP₃ zeigt an, dass sich die Linearität des LNA bis zu einer höheren Eingangsleistung erstreckt, und ist daher wünschenswerter als ein niedrigerer Wert des IIP₃. Die letzte Spezifikation „Vestärkung" bezeichnet den Betrag der Leistungsverstärkung, den der LNA erzeugen kann. Die Leistungsverstärkung des LNA wird typischerweise bei einer bestimmten Frequenz angegeben und kann durch Teilen der Ausgangsleistung des LNA durch die Eingangsleistung des LNA bei der bestimmten Frequenz erhalten werden.
Durch Verwendung des Bipolartransistors 304 und des FET 306 in einer Kaskodenanordnung in der Schaltung 302 stellt die vorliegende Erfindung einen LNA bereit, der, wie es durch einen hohen Wert des IIP₃ angezeigt wird, eine hohe Linearität aufweist. Beispielsweise kann der Wert des IIP₃ für den BiFET-LNA 312 etwa 7,3 dBm bei einer Frequenz von 1,96 GHz betragen. Obwohl die Linearität des BiFET-LNA 312 durch die Linearität des Bipolartransistors 304 und die Linearität des FET 306 bestimmt wird, ist die Linearität des FET 306 üblicherweise höher als die Linearität des Bipolartransistors 304.
In der vorliegenden Erfindung wird die Linearität des FET 306 durch die Beschränkung des Betriebs des FET 306 auf den linearen Abschnitt seiner Id (Drainstrom)-Vgs (Gate-Source-Spannung)-Kurve, d.h. den linearen Abschnitt des „aktiven Bereichs" des FET 306 weiter erhöht. Mit anderen Worten, in dem Anfangsabschnitt der Id-Vgs-Kurve ist Id proportional zu Vgs. Jedoch ist in den nachfolgenden Abschnitten der Id-Vgs-Kurve, in denen Id näherungsweise proportional zum Quadrat von Vgs ist, der Betrieb des FET 306 nichtlinear. Somit kann die Begrenzung des Betriebs des FET 306 nahe an dem linearen Bereich seiner Id-Vgs-Kurve die Linearität des FET 306 verbessern.
In der vorliegenden Erfindung kann die Linearität des HBT 304 auch durch Vergrößern des Emitterbereichs des HBT verbessert werden. Jedoch setzt die Vergrößerung beim Emitterbereich des HBT normalerweise die RF-Verstärkung des HBT herab. Erfreulicherweise kann mit der zusätzlichen Verstärkungshilfe des FET 306 die Linearität des HBT 304 verbessert werden, ohne die Leistungsverstärkung des BiFET-LNA 312 herabzusetzen. Somit erreicht die vorliegende Erfindung auf der Basis der Linearitätsverbesserung sowohl des FET 306 als auch des HBT 304 einen BiFET-LNA, der eine insgesamt hohe Linearität aufweist.
Durch Verwendung des Bipolartransistors 304 und des FET 306 in einer Kaskodenanordnung in der Schaltung 302 stellt die vorliegende Erfindung auch einen BiFET-LNA bereit, der eine niedrige NF, d. h. Rauschzahl aufweist. Beispielsweise kann der BiFET-LNA 312 einen Wert der NF gleich etwa 1,2 dB bei einer Frequenz von 1,96 GHz aufweisen. Fortschritte in der SiGe-BiCMOS-Technologie haben die Herstellung von SiGe-HBT's ermöglicht, die niedrige Rauschzahlen aufweisen. Beispielsweise kann ein SiGe-HBT eine Rauschzahl kleiner als etwa 0,6 dB aufweisen. Somit kann in einer Ausführungsform, wo der Bipolartransistor 304 ein NPN-SiGe-HBT ist, die vorliegende Erfindung die niedrige NF bei dem NPN-SiGe-HBT vorteilhaft nutzen, um einen BiFET-LNA zu erhalten, der eine insgesamt niedrige NF aufweist.
Die vorliegende Erfindung stellt ferner einen BiFET-LNA bereit, der durch Verwendung des Bipolartransistors 304 und des FET 306 in einer Kaskodenanordnung in der Schaltung 302 einen geringeren Biasstrom aufweist. Beispielsweise kann der Biasstrom des BiFET-LNA 312 etwa 2,9 mA bei einer Frequenz von 1,96 GHz betragen. Außerdem kann die vorliegende Erfindung die zusätzliche Verstärkung des FET 306 vorteilhaft nutzen, um einen BiFET-LNA zu erhalten, der eine hohe Verstärkung aufweist. Beispielsweise kann die Verstärkung des BiFET-LNA 312 etwa 18,9 dB bei einer Frequenz von 1,96 GHz betragen.
Somit stellt die vorliegende Erfindung durch Verwendung des Bipolartransistors 304 und des FET 306 in einer Kaskodenanordnung in der Schaltung 302 einen BiFET-LNA bereit, der eine hohe Verstärkung, eine hohe Linearität und eine niedrige Rauschzahl bei geringem Biasstrom aufweist. Ferner stellt die vorliegende Erfindung in einer Ausführungsform, in der der Bipolartransistor 304 ein NPN-SiGe-HBT ist, einen BiFET-LNA bereit, der unter Verwendung der relativ preiswerten SiGe-BiCMOS-Technologie anstelle der viel teureren GaAs- oder InP-Technologie eine hohe Verstärkung, eine hohe Linearität und eine niedrige Rauschzahl bei geringem Biasstrom aufweist.
4 zeigt eine beispielhafte Tabelle, welche Spezifikationen herkömmlicher beispielhafter rauscharmer einstufiger Bipolar-Kaskoden- und Bipolar-Kaskaden-Verstärker mit Spezifikationen eines beispielhaften rauscharmen BiFET-Verstärkers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung vergleicht. Es ist zu beachten, dass die beispielhafte Tabelle 400 auf der Basis des Drahlos-PCS-Bandes (1,96 GHz) erstellt wurde. Die Tabelle 400 enthält die Spalte LNA-Konfiguration 402, die Spalte Biasstrom 414, die Spalte Leistungsverstärkung 416, die Spalte Rauschzahl 418 und die Spalte Linearität 420. Die Spalte LNA-Konfiguration 402 enthält den einstufigen LNA 404, welcher dem einstufigen LNA 100 in 1A entspricht, den Bipolar-Kaskoden-LNA 406, welcher dem Bipolar-Kaskoden-LNA 150 in 1B entspricht, den Bipolar-Kaskaden-LNA 408 und den BiFET-LNA 412, welcher dem BiFET-LNA 212 in 2 und dem BiFET-LNA 312 in 3 entspricht. Die Ergebnisse:
Die Spalte Biasstrom 414 zeigt einen beispielhaften Wert des Biasstroms für die LNA-Konfigurationen in der Spalte LNA-Konfiguration 402. Die Spalte Leistungsverstärkung 416 zeigt einen beispielhaften Wert der Leistungsverstärkung für die LNA-Konfigurationen in der Spalte LNA-Konfiguration 402. Die Spalte Rauschzahl 418 zeigt einen beispielhaften Wert der Rauschzahl für die LNA-Konfigurationen in der Spalte LNA-Konfiguration 402, und die Spalte Linearität 420 zeigt einen beispielhaften Wert der Linearität für die LNA-Konfigurationen in der Spalte LNA-Konfiguration 402.
Wie in Tabelle 400 gezeigt, zieht der Bipolar-Kaskaden-LNA 408, welcher zwei in einer Kaskadenanordnung miteinander gekoppelte Bipolartransistoren aufweist, einen hohen Biasstrom von etwa 6,0 mA. Außerdem leidet der Bipolar-Kaskaden-LNA 408 typischerweise an einer hohen Rauschzahl und/oder einer geringen Linearität. Den obigen unerwünschten Charakteristika kann entnommen werden, dass der Bipolar-Kaskaden-LNA 408 eine unerwünschte LNA-Konfiguration darstellt. Es ist zu beachten, dass die Werte der Leistungsverstärkung, der Rauschzahl und der Linearität für den Bipolar-Kaskaden-LNA 408 in der Tabelle 400 nicht enthalten sind.
Ferner ist in Tabelle 400 gezeigt, dass der einstufige LNA 404, der Bipolar-Kaskoden-LNA 406 und der BiFET-LNA 412 ähnliche niedrige Biasstrom-Werte von etwa 3,0 mA aufweisen. Jedoch hat der BiFET-LNA 412 der vorliegenden Erfindung eine Leistungsverstärkung von etwa 19,0 dB, welche größer ist als die für den einstufigen LNA 404 und den Bipolar-Kaskoden-LNA 406 gezeigten Leistungsverstärkungen von etwa 14,0 dB. Auch ist die Rauschzahl von etwa 1,2 dB für den BiFET-LNA 412 niedriger als die für den einstufigen LNA 404 und den Bipolar-Kaskoden-LNA 406 gezeigte Rauschzahl von etwa 1,3 dB. Außerdem ist der Linearitätswert von etwa 7,3 dBm für den BiFET-LNA 412 viel größer als der für den einstufigen LNA 404 und den Bipolar-Kaskoden-LNA 406 gezeigte Linearitätswert von etwa –4,0 dBm. Wie oben gezeigt, erreicht somit der BiFET-LNA 412 der Erfindung im Vergleich zu entweder dem herkömmlichen einstufigen LNA 404 oder dem herkömmlichen Bipolar-Kaskoden- LNA 406 eine höhere Leistungsverstärkung, eine niedrigere Rauschzahl und eine höhere Linearität bei geringem Biasstrom.
Somit stellt die vorliegende Erfindung einen BiFET-LNA bereit, der eine hohe Verstärkung, eine hohe Linearität und eine relativ niedrige Rauschzahl bei geringem Biasstrom erreicht. Mit anderen Worten, die vorliegende Erfindung stellt einen BiFET-LNA bereit, der eine hohe Leistung bei geringem Biasstrom erzielt. Wie oben erörtert, stellt die vorliegende Erfindung ferner einen BiFET-LNA bereit, der eine hohe Leistung bei geringem Biasstrom unter Verwendung der relativ preiswerten SiGe-BiCMOS-Technologie anstelle der viel teureren GaAs- oder InP-Technologie erzielt.
Aus der obigen Beschreibung der Erfindung ist es offenkundig, dass verschiedene Techniken zur Implementierung der Konzepte der vorliegenden Erfindung verwendet werden können, ohne ihren Rahmen zu verlassen. Außerdem würde, obgleich die Erfindung unter spezieller Bezugnahme auf bestimmte Ausführungsformen beschrieben wurde, ein Durchschnittsfachmann erkennen, dass in der Form und im Detail Änderungen vorgenommen werden können, ohne den Geist und den Rahmen der Erfindung zu verlassen. Von daher sollen die beschriebenen Ausführungsformen in jeder Hinsicht als erläuternd und nicht beschränkend betrachtet werden. Es versteht sich auch, dass die Erfindung nicht auf die hierin beschriebenen bestimmten Ausführungsformen beschränkt ist, sondern viele Umgestaltungen, Modifikationen und Substitutionen möglich sind, ohne den Bereich der Erfindung zu verlassen.
Somit wurde ein rauscharmer Hochleistungs-BiFET-Verstärker beschrieben.

Claims

Schaltung, aufweisend: einen bipolaren Transistor (304), der mit einem Basisbereich, einem Emitterbereich und einem Kollektorbereich versehen ist, einen Feldeffekttransistor (306), der mit einem Gatebereich, einem Sourcebereich und einem Drainbereich versehen ist, wobei der Basisbereich des bipolaren Transistors (304) ein Eingang der Schaltung (302) ist, wobei der Emitterbereich des bipolaren Transistors (304) mit einer ersten Referenzspannung (308) gekoppelt ist, wobei der Kollektorbereich des bipolaren Transistors (304) mit dem Sourcebereich des Feldeffekttransistors (306) gekoppelt ist, wobei der Gatebereich des Feldeffekttransistors (306) mit einer Vorspannung (320) gekoppelt ist, wobei der Drainbereich des Feldeffekttransistors (306) mit einer zweiten Referenzspannung (328) gekoppelt ist, wobei der Drainbereich des Feldeffekttransistors (306) ein Ausgang der Schaltung (302) ist dadurch gekennzeichnet, dass der Emitterbereich des bipolaren Transistors (304) durch eine Emitter-Induktivität (310) mit der ersten Referenzspannung (308) gekoppelt ist, dass ein Basis-Kondensator (316) ein empfangenes HF-Signal mit dem Eingang der Schaltung (302) koppelt, und dass die Emitter-Induktivität (310) und der Basis-Kondensator (316) eine Impedanzanpassung an dem Eingang der Schaltung (302) ermöglichen.
Schaltung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Drainbereich des Feldeffekttransistors (306) durch einen Drain-Kondensator (324) mit einem rauscharmen BiFET-Verstärker-Ausgang (326) gekoppelt ist.
Schaltung gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Drainbereich des Feldeffekttransistors (306) durch eine Drain-Impedanz-Schaltung (322) mit der zweiten Referenzspannung (328) gekoppelt ist.
Schaltung gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Drain-Impedanz-Schaltung (322) mit einer Drain-Induktivität (330) und einem Drain-Kondensator (324) versehen ist.
Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der bipolare Transistor (304) ein SiGe-HBT ist.
Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der bipolare Transistor (304) in einer Kaskodenschaltungsanordnung in einem rauscharmen BiFET-Verstärker mit dem Feldeffekttransistor (306) gekoppelt ist.
Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Referenzspannung (308) ein Bezugspotential ist.
Schaltung gemäß einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Drain-Induktivität (330) den Drainbereich des Feldeffekttransistors (306) mit der zweiten Referenzspannung (328) koppelt.
Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Feldeffekttransistor (306) ein MESFET ist.
Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass die zweite Referenzspannung (328) Vdd ist.