JPS58202607A

JPS58202607A - 増幅器

Info

Publication number: JPS58202607A
Application number: JP57084706A
Authority: JP
Inventors: Michitaka Osawa; 通孝大沢
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1982-05-21
Filing date: 1982-05-21
Publication date: 1983-11-25
Also published as: JPH0542166B2; US4528520A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、ブラウン管ディスプレイ等の駆動回路のよう
な広帯域・高出力回路に適した増幅器に関するものであ
る。

ブラウン管（以下ＣＲＴと略丁）を駆動するための広帯
域・高出力ビデオ出力回路は、従来、駆動素子としては
バイポーラトランジスタを用い、ＣＲＴの入力容量によ
る周波数特性の劣化をインダクタンスＬを用いて補償す
るピーキング回路で構成されていた。この代表例を第１
図に示す。以下、図面を用いて説明するが、駆動回路の
構成は広帯域回路では一般的な、エミクタ接地段とベー
ス接地段（ただし電解効果トランジスタの場合はゲート
接地）とから成るカスコード回路を用いる。

第１図において、１はＣＲＴ、２は負荷抵抗、３はピー
キングコイル、４は負荷容量、５は出力用バイポーラト
ランジスタ、６はドライブ用バイポーラトランジスタ、
７はエミッタ抵抗、８は入力信号源、９はバイアス電圧
を示す。第１図において、ピーキングコイル３をとった
回路がカスコード増幅器の基本回路である。ここで、ド
ライブ用、出力用パイボーラトランジスタロ、５の高周
波特性は十分に良好であるとすると、回路のカットオフ
周波数を決定する要因は、負荷抵抗２の抵抗値ＲＬと負
荷容量４の容量値ｃＬとの積でつくる時定数（１次のロ
ーハスフィルタ）である。容量値ｃＬは、トランジスタ
ノ出力容量、ＣＲＴの入力容量、配線等の浮遊容量の和
で、高周波領域では支配的な負荷となる。

第１図に示したコイル６のはいった出力回路は、シャン
トピーキング回路と呼ばれ、負荷容量値ＣＬとピーキン
グコイル６のインダクタンス値ＬＰとで共振回路を形成
し、共振周波数１゜と共振の鋭さＱを適当に調整する事
により帯域を拡大するものである。第１図に示したシャ
ントピーキング回路の出力トランジスタ５からみた負荷
インピーダンスＺＬの周波数特性は、第２図のように表
わせる（　ｊ’ｏ　ｔ　Ｑ　ｇ　ＺＬ等の具体的関係は
、多（の文献等に紹介されているため略丁）。

次に一第１図における増幅撫子であるバイポーラトラン
ジスタについて述べる。カスコード増幅器の場合、ドラ
イブ段で電圧入力を電流に変換し出力するだけでなく、
エミッタ（あるいはソース）接地として動作するため、
素子の高周波特性が良好であること、相互コンダクタン
スｇｍが大きいことなどが特に重要であるが、素子の耐
圧はバイアス電圧ＥＢでおさえられるため低くできる。

これは、高周波用バイポーラトランジスタ製造技術から
みれば大きな救いであり一般的にドライブ段の素子は入
手が容易で選択の自由度も太きい。反面、出力段は、ベ
ース（あるいはゲート）接地で用いるため素子の高周波
特性の能力ぎりぎりまで使用できるが、高耐圧で大きな
許容コレクタ損失、小さな出力容量。

良好な高周波特性等の互いに矛盾する要求を同時に満足
することか必要とされるため、素子の選択および設側が
非常に困難な部分となっている。特に最近の実験結果か
らは、素子のしゃ１周波数ｆｒは使用帯域内で十分な値
をもっているにもかかわらず、コレクタ体抵抗増加など
の理由による擬似飽和現象の発生なども大きな問題とな
ってきている。擬似飽和は、有効出力電圧の減少を招き
、結果的には電源電圧の上昇→コレクタ損失および回路
の消費電力の増加を招くだけではなく、より高耐圧な素
子が要求され、高周波特性との両立がま丁ま丁困難なも
のとなる。

前記のごとく、バイポーラトランジスタの出力段への採
用は重要な問題を解決しなければならないことが明らか
となったが、近年、オーディオ用から製品化の始まった
パワーＭＯ５，ＦＥＴは、ビデオ出力用としても非常に
秀れた特徴を持っていることが明らかになりつつある。

特に、第１図におけるカスコード増幅器の出力トランジ
スタとしては、バイポーラトランジスタと比較して１）
高周波特性をあまり劣化させずに高耐圧化が容易である
−　２）安全動作領域（ＡＳＯ）が広い、３）高周波に
おける擬似飽和現象が見られなＶ、などの非常に丁ぐれ
た利点を有する。しかしながら、一方においては構造的
にドレイン領域とソース領域が容量を介して接続されて
いるという、高周波領域では非常に重大な欠点ももって
いる。以下、第６図、第４図を用いて、バイポーラトラ
ンジスタと電解効果トランジスタとの構造の違いを簡単
に述べる。

（本発明では、最も一般的なパワーＭＯ５，ＦＥＴ１ｋ
ｔ解効果トランジスタの代表として説明するが、静電誘
導トランジスタ等の素子に対しても適用できることは言
うまでもない。）第６図は、バイポーラトランジスタの
一般的な構造図とベース接地時の等価回路を示す図であ
る。第６図で用いた記号は、Ｅ；エミッタ、Ｂ；ベース、Ｃ；コレクタ、”ｂｇ；ベ
ース・エミッタ間接合容量、ｒハ；ベース・エミッタ関
抵抗、ｖｂｇ；ベース・エミッタ間電圧、ｇ扉：相互コ
ンダクタンス（前述）、”ｏｈ　；コレクタ端子からの
出力容量である。詳細にはさらに多くのパラメータを必
要とするが、ビデオ帯域では第３図程度で近似できる。

第５図で示したバイポーラトランジスタの最も大きな特
徴は、相互コンダクタンスｇわが太きい、Ｃ−Ｅ間容量
が無視できる程度に小さい、という点である。

次に、第４図に示したパワーＭＯ５，ＦＥＴについて述
べる。第４図における記号で、第３図と同じものは同一
記号で表わした。ここで、Ｓ；ソース、Ｇ；ゲート、Ｄ
；ドレイン、”ｉｓｚ　；入力容量、”ｏｓｓ　；出力
容量、”ｒｊＪ　；帰還容量、Ｖ、、　；ゲート・ソー
ス間電圧を示す。

第３図、第４図から明らかな様に、バイポーラトランジ
スタの場合はコレクタ会エミッタ間に電流源ｇゎ・Ｖハ
が挿入されているだけであるのに対し、パワーＭＯ５，
Ｉ”ＥＴの場合はドレイン・ソース間に電流源！／ｍ　
’ｇｚと並列に出方容量（−’ｏｓｓも挿入されており
、高周波的には出力容量Ｃ″ｏ、ｒｚを通してソースと
ドレインは完全に接続されているものと見なせる。これ
は、パワＭＵＳ　、ＦＥＴの非常に大きな欠点であるが
。

後で詳細に説明する。

次に、バイポーラトランし’ｊ：スタとパワーＭＵＳ　
、ＦＥＴのベース接地、ゲート接地時の入力インピーダ
ンス特性を調べる。入力インピーダンスの絶対値と周波
数との関係は、第５図、第６図の実線で示した様な特性
をもつ。第５図のバイポーラトランジスタの場合は、周
波数とともに単調な変化を示すが、第６図のパワーＭＵ
Ｓ、ＦＥＴの場合、相互コンダクタンス！１ｍと出力容
量Ｃｏ　ｓ　ｚとの関係が主な要因となっである周波数
（第６図ｊ′で示す）でピークをもつ。第４図に示した
簡単な等価回路を用いて（ゲート抵抗の小さなＭＯＳ、
ＦＥＴの場合、比較的良い近似が得られる）計算すると
、出力容量Ｃ６Ｎを一定に固定した場合、相互コンダク
タンスｇわが大きくなるにつれて、入力インピーダンス
Ｚ目の絶対値１ｚｉ１１のピーク値は小さくなり、ピー
ク周波数も高域に移動する。また、相互コンダクタンス
ｇｍを一定に固定し出力容ｉ　”ｏｓｓを大きくすると
、ＩＺ、、１．ｌのピーク値が増加すると同時にピーク
周波数は低域に移動する。よって、パワーＭＯ５−Ｆ！
Ｔをビデオ出力段に用いる場合、１ＺＬｑｌのピーク値
を十分小さくするか、ピーク周波数を十分Ｋ１５ｉＩ＜
Ｌ、使用帯域内ではほぼ平坦に近い特性の素子を選択す
る必要がある。

次に、第５図、第６図の点線で示した特性について説明
する。第５，６図の点線はいずれも、ある周波数でピー
クをもつインピーダンスを出力側に接続した場合のベー
ス接地（第５図）および、ゲート接地（第６図）のλカ
インピーダンス特性を示す。第６図のパワーＭＵＳ、Ｆ
Ｅ１゛の場合は明らかにドレイン側の影譬が出て来てお
り、ｊ’ｏとＪ”′が一致した場合、ＩＺＬｒＬｌのピ
ーク値は最大となる。これは、第１図に示したカスコー
ド増幅器の出力Ｔｒとして、パワーＭ（Ｉｓ・１′’　
Ｅ　Ｔを用いた時に非常に大きな問題となる。

丁なわち、入力インピーダンスの低いことが、最大の特
徴であるゲート接地におい℃、入力インピーダンスがあ
る周波数で非常に大きな値となる事は、第１図のドライ
ブ用バイポーラトランジスタのコレクタに大きな電圧振
幅が生じドライブ用バイポーラトランジスタのベース側
では、ミラー効果により周波数特性が劣化する。

また、バイアス電圧ＥＢは、ドライブ用トランジスタの
コレクタ損失と耐圧の点から一般には１０Ｖ前後に選ば
れており、ドライブ用バイポーラトランジスタのコレク
タに大きな電圧振幅が生じた場合には、ダイナミックレ
ンジの不足から波形がクリップするという最悪の事態に
至る可能性も大きい。

前記のごとく、広帯域・高出力回路における出力素子と
してバイポーラトランジスタに比較し著しい特徴を有す
るパワーＭＯ５、ＦＥＴにも重大な欠点があり、使用法
においては十分な注意が必要で、かつ非常Ｋ　ＩＩＪＩ
定されたものとなる。

本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をなくし、パ
ワーＭＯ５・ＦＥＴを使用した広帯域拳高出力の増幅器
を提供することにある。

本発明は、インダクタンスによるピーキング作用と定抵
抗性を両立させるために、定抵抗性が成立する定数のラ
チス型回路を、ブリッジＴ型回路に変換してパワーＭＯ
５ａＦＥＴのドレイン端子、狛荷容量間に挿入したもの
である。

以下、第７図〜第９図を用いて本発明を具体的に説明す
る。第７図は、一般的にラチス型回路と呼ばれ、インダ
クタンスＬ７、容量Ｃ，とから成るインピーダンスＺα
と、インダクタンスＬ１、容量Ｃ，とから成るインピー
ダンスＺｈとの積Ｚａ・；７４．＝、Ｒｂ２　　　　　
　・・・・・・・・・・・・・・・（１）の関係を常に
満足するようにインダクタンスＬｌ。

Ｌｌ、容量ｔ’、　、　ｃ、の６値を選べば、第７図の
矢印方向からみたインピーダンスは周波数によらず一定
で、その値は純抵抗ＲＬとなることは周知の事実である
。（１）式の条件を保ち、第８図のブリッジＴ型回路に
変換し、＊印の点の電圧にピーキングのかかった状態と
なる様にインダクタンスＬ、ＬｒＩＬ、ブリッジ容量Ｃ
′Ｂの定数を選べば、駆動源から見た場合−負荷は一定
の純抵抗ＲＬで、かつ、容量負荷ｃＬの両端でピーキン
グのかかったビデオ出力回路か実現できる。（１）式の
条件を保ち、ラチス型からブリッジＴ型への変換式は、
次式で示される。

ｃＢ　−−ｃ、　　　　　　　　　　　・・・・・・・
・・・・・・・・・・・（２）Ｌ、、Ｌ、　　　　　　
　　　　　　・・・・・・・・・・・・・・・・・・（
６）Ｌｒｎ　＝　（Ｌｔ　　’ｑ　）　／　２　　　　
　　・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（４）
ｃＬ　＝　２ｃ、　　　　　　　　　　・・・・・・・
・・・・・・・・・・・・・・（５）ここで、ラチスＭ
回路の定抵抗の条件（１）式より、Ｌ、　＝＝　Ｒｂ２　（、’、　　　　　　　　　　　
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（６）Ｌ、−
ＲＬＩ　Ｃ，・・・・・・・・・・・・・・・・・・・
・・（７）の関係が得られるため、（２）〜（５）式に
適用すると、Ｌ、　ニー　ＲＬＩ　Ｃ’Ｌ＝　Ｌ　　　
　　・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（８）　
−’　”　２　Ｒｂ２　（、’Ｂ　　　　　　　　・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・（９）Ｌｍ　＝
　（Ｌｔ−ＬＸ）／２　＝　Ｒｂ２（”Ｂ、　ＣＬｌ−
・（１０）が得られる。ここでｃＢミルＣｒ、　（ル一定数＞　　　　　　　　（１１
）とおくと、第８図の定数はＬｎＬ＝　Ｒｒ、”　（−’（、（ｎ−０，２５）　　
　　−・・−＝−・−・−・・−・（１２）となり、（
８）　ｅ　（１ｉ）　＊　（１２）の３式で表現できる
。

また、第８囚における相互インダクタンスＬｎＬは２個
のインダクタンスＬの結合によりつくるのが一般的であ
る。また、インダクタンスＬも一つのインダクタンスを
用い、センタ・タップを設けることによっても等測的に
２個のインダクタンスとすることも可能であり、同時に
磁気結合ケも調整することによりＬｌｎを組込むことも
できる。ピーキングに関しては、容量ｃＬの両端でピー
キングがかかり、出力電圧Ｃ８の周波数特性が平坦とな
るルの値を計算によって求めると、第８図の丁べての累
子の値が一義的に決定される。

第８図に示したブリッジｒＨピーキング回路をビデオ出
力段に適用し、出力素子としてパワＭＯ５，ＦＥＴを用
いた本発明の一実施例を第９図に示す。第９図において
、第１図、第８図と同一のものは、同一番号をつけた。

Ｗ、９図においては第８図に示した相互インダクタンス
Ｌｍは、　ｓＡ、ｓＢで示したピーキングコイルの磁気
結合によって作られており、電気的には、第９図出力端
子０内に挿入されている。

前記のごと（、本発明によれば、出力用パワーＭＯ５，
ＦＥＴの負荷は、周波数によらずに一定純抵抗特性な示
すピーキング回路であるため、電解効果トランジスタの
動作安定度は向上するとともに、ドレイン端子からンー
ス端子へのフィードバックも著しく軽減され、第６図点
線で示した様な入力インピーダンスの増大も抑圧され、
夾線の特性にほぼ等しくなる。丁なゎち、第９図におけ
るドライブ用バイポーラトランジスタ６のダイナミック
レンジが増大したことに相当し、を圧Ｅ４の値を低下さ
せ、ドライブ用バイポーラトランジスタ６の損失を低減
もできるが、反別に、利得調整抵抗ＲＥと並列に容量を
押入し、十分なエミッタピーキングをかけることもでき
る。さらＫ、出力パワーＭＯ５，ＦＥＴにとっては、ピ
ーキング（ロ）路といえども純抵抗ＲＬを駆動している
事と同じであるため、ドレイン端子から、ドライブ用バ
イポーラトランジスタ６のベースに負帰還をかけ、さら
に性能を向上させることもできる。

さらに、第９図における出力用トランジスタ５の入力イ
ンピーダンスの低下と安定化（ピ−キング時）Ｋより、
ドライブ用トランジスタ６のミラー効果による特性劣化
が改善されるという効果もある。

以上述べたように本発明によれば、ゲート接地パｒｙ−
Ｍ　Ｕ　Ｓ　−ＰＥ　Ｔをピーキング回路とともに用い
る広帯域・高出力ビデオ回ｖＩＩｒにおいて、入力イン
ピーダンスの安定化および低下をはかれるので、エミッ
タピーキング量の増加、ミラー効果の低減などの効果に
より回路のより以上の広帯域化が達成できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の広帯域・−高出力ビデオ回路を示１回路
図、第２図は、シャｌドビーキング回路のインピーダン
スの周波数特性な示す特性図、第６図は、バイポーラト
ランジスタの構造図とその等価回路図、第４図は、電解
効果トランジスタの構造図とその等価回路図、第５図は
、バ・−１′ イボーラトランジスタのべ一槓接地入力インピーダンス
の周波数特性な示す特性図、第６図は、Ｉ’　Ｅ　Ｔゲ
ート接地の人力インピーダンスの周波数特性な示す特性
図、Ｗ、７図はラチス型回路網を示す回路図、［８図は
、第７図を変換したブリッジＴ撤回路網を示す回路図、
第９囚は本発明の一実施例を示す回路図である。１・・・ｔ’　ＲＴ　　　　　　２・・・負荷抵抗３・
・・ピーキングコイル４・・・負荷容量　　　　５・・・出カドランジスタロ
・・・ドライブトランジスタ１：・１゜代理人弁理士　　薄　１）利　幸第１　図第２図 ↑ ’７７　　図オ８図牙７図Ｖ２”Ｃ

Claims

【特許請求の範囲】

電解効果トランジスタと、このトランジスタのドレイン
端子と負荷抵抗との間に、直列に接続され、かつ互いに
磁気的結合を有する第１、第２のインダクタンスと、第
２のインダクタンスと負荷抵抗との接続点とドレイン端
子との間に接続されたコンデンサと、第１、第２のイン
ダクタンスの接続点に接続された出力端子とからなり、
出力端子に容量性負荷が接続されたときに構成される回
路網のインピーダンスが、前記Ｉ’　Ｅ　Ｔのドレイン
端子からみたとき純抵抗性で、かつ、その抵抗値が前記
負荷抵抗値に等しくなるように各インダクタンス値、容
量値、インダクタンス間の結合係数を選んだことを特徴
とする増幅器。