DE112009002482T5

DE112009002482T5 - Vorrichtung und Verfahren zur Breitbandverstärker-Linearisierung

Info

Publication number: DE112009002482T5
Application number: DE112009002482T
Authority: DE
Inventors: Chris J. Day
Original assignee: Triquint Semiconductor Inc
Current assignee: Qorvo US Inc
Priority date: 2008-10-17
Filing date: 2009-10-16
Publication date: 2012-01-19
Also published as: US20100141339A1; TW201029319A; TWI513179B; US8102207B2; CN102257726A; WO2010045597A1; CN102257726B

Abstract

Eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Verbesserung der Breitbandverstärker-Linearisierung. Die vorliegenden Schaltungen. Die vorliegende Erfindung nutzt Vorverzerrungstechniken, um die Verzerrung dritter Ordnung eines Verstärkers zu verbessern, um die Menge an Gleichsstromleistung zu verringern, die erforderlich ist, um eine gegebene Systemanforderung zu erreichen. Außerdem haben die Verstärker Breitbandcharakteristiken, die sich für die vereinfachte Vorverzerrung anbieten. Eine Vorverzerrungslinearisierungsschaltung ist an die zwei Eingänge eines Verstärkers angeschlossen. Die Linearisierungsschaltung weist mehrere Dioden auf, um das Begrenzungsverhalten des Linearisierers zu verbessern. Zusätzlich richten RC-Schaltungen die Phase der Linearisiererverzerrung so aus, so dass sie entgegengesetzt zu der des Verstärken ist.

Description

Hintergrund der Erfindung
Diese Anmeldung beansprucht Priorität für die vorläufige US-Patentanmeldung mit der Seriennummer 61/106455 mit dem Titel „Broadband Amplifier Linearization”, eingereicht am 17. Oktober 2008, deren Offenbarung hier enthalten ist.
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen elektrische Schaltungen und insbesondere Schaltungen und Techniken für die Breitbandverstärker-Linearisierung.
2. Beschreibung der verwandten Technik
Die effiziente Übertragung von Breitbandinformationen, wie etwa analoger CATV- und digitaler QAM-(Quadraturamplitudenmodulation)Signale, erfordert die lineare Verstärkung von Inhalt durch Netzwerke. Lineare Verstärker sind diejenigen, die kleine Verzerrungsbeträge beitragen, während sie die Amplitude eines Signals vergrößern. Verstärker, die eine übermäßige Verzerrung hinzufügen, bewirken eine Verschlechterung der Bildqualität und eine verschlechterte BER (Bitfehlerrate). Die Aufrechterhaltung eines guten Verzerrungsverhaltens durch das System erfordert eine sorgfältige Beachtung der Konstruktion von Verstärkern entlang der Übertragungskette.
Verstärker in CATV-Systemen erzeugen zwei Haupttypen von Verzerrungen; zweiter Ordnung und dritter Ordnung. Jeder Verzerrungstyp führt zu einzigartigen Systembeeinträchtigungen, welche die effektive Menge an Inhalt oder Information, die durch das System übertragen werden kann, begrenzen. Zum Beispiel bewirkt die Verzerrung dritter Ordnung in einem Verstärker, dass QAM-Signale spektralen Inhalt entwickeln, der die BER auf dem benachbarten QAM-Kanal beeinträchtigen kann. Diese spektrale Zunahme ist eine Hauptsorge in Verstärkern für digitale RF-Netzwerke.
Die Verzerrung zweiter Ordnung beeinflusst ein CATV-System in einer Anzahl von Weisen, wie etwa in der analogen Videobildqualität. In neuen CATV-Architekturen ist das Vorhandensein von Verzerrungen zweiter Ordnung eine zunehmende Sorge, wenn sowohl analoge Kanäle als auch QAM-Inhalt gleichzeitig durch einen Verstärker übertragen werden. Normalerweise befindet sich der QAM-Inhalt in dem oberen Frequenzband des Systems, und die analogen Kanäle bleiben in dem unteren Band. Die Verzerrungsmechanismen zweiter Ordnung, die in dem oberen Band auftreten, erzeugen Differenzprodukte, die in das analoge untere Frequenzband zurückfallen. Da der ursprüngliche QAM-Inhalt in der oberen Frequenz nicht korreliert mit dem analogen Inhalt und daher rauschartig ist, zeigt sich die Verzerrung zweiter Ordnung als eine Zunahme in dem Grundrauschen des analogen Signals, wodurch es die Bildqualität verschlechtert.
Das Problem wird durch die Tatsache vergrößert, das neuere CATV-Architekturen sich bemühen, die Anzahl von Systemverstärkern durch Ausgeben höherer RF-Signalpegel mit höheren Versatzpegeln zu verringern. Der Versatz ist die Differenz zwischen dem Signalpegel auf dem höchsten Kanal im Vergleich zu dem auf dem niedrigsten Kanal. Die höheren Ausgangspegel und der erhöhte Versatz bedeutet, dass die RF-Leistung, die sich in dem QAM-Band befindet, in neuen Systemen höher ist und der Pegel in dem analogen Band niedriger ist. Dies treibt das Problem der Verzerrungen zweiter Ordnung weiter auf die Spitze und führt zu erheblichen Konstruktionsherausforderungen in der Konstruktion von CATV-Verstärkern. Es muss zunehmend aufgepasst werden, dass Verzerrungsprodukte zweiter Ordnung CATV-Systeme nicht einschränken. Insbesondere darf nicht zugelassen werden, dass hohe QAM-Pegel bewirken, dass niedrigere analoge Kanäle CNR-(Träger-Rauschleistungs-)Probleme haben. Berücksichtigt man neueren QAM-Inhalt und höhere RF-Ausgaben ist offensichtlich, dass viele der Linearisierungstechniken des Stands der Technik dieses Problem nicht mit ausreichender Sorgfalt behandelt haben.
Es gibt wenige allgemeine Ansätze für die Steuerung und Verringerung der Verzerrung in Verstärkern. Die einfachste Technik ist, die Größe der in den Verstärkern selbst verwendeten Transistoren zu vergrößern. Während dies ohne weiteres die Verzerrung senkt, führt es auch zu einem höheren Leistungsverbrauch, da größere Transistoren mehr Leistung für den Betrieb brauchen. Eine andere Technik ist, neuere Transistortechnologieren zu verwenden, die auf der Bauelementebene grundsätzlich linearer sind. In letzter Zeit wurde viel Arbeit erledigt, um die interne Verzerrung von Transistoren zu verbessern Häufig stellen diese neueren Transistortechnologien erhebliche Zuverlässigkeitsrisiken dar, während sie die technische Reife erreichen.
Ein Ansatz des bisherigen Stands der Technik für die Vorverzerrzung ist in 1 gezeigt. Hier wird ein Verstärker mit einer Verzerrung, die verringert werden muss, von einer Vorverzerrungsschaltung angesteuert. Damit die Linearisierung stattfindet, muss die von der Vorverzerrungsschaltung erzeugte Verzerrung den gleichen Pegel und entgegengesetzte Phase wie die in dem Verstärker auftretende Verzerrung haben. Mit anderen Worten müsste die Verzerrung von dem Linearisierer, wenn sie von einem verzerrungsfreien Verstärker verstärkt würde, den gleichen Betrag, aber entgegengesetzte Phase wie die Verzerrung haben, die durch den realen Verstärker selbst auftritt, wenn sie auf den gleichen Ausgangspegeln betrieben werden. Folglich kann der Betrieb der Schaltung in 1 als eine destruktive Interferenzschaltung betrachtet werden, wobei das Ziel ist, eine gute Ausrichtung sowohl des Betrags als auch der Phasen der zwei Verzerrungssignale zu erreichen, so dass es so viel Auslöschung wie möglich gibt.
Ein wichtiges Ziel der Verstärkerkonstruktion ist es, eine gute Bandbreite mit Bauelementen zu erzielen, die häufig selbst erhebliche Anschlusskapazitäten und Ladungsspeichereffekte haben, die hier nachstehend als Kapazitäten bezeichnet werden, die die Bewegung von Ladung in der Schaltung verlangsamen und die Bandbreite beschränken. Es ist auch entscheidend, hervorzuheben, dass diese Bauelementkapazitäten selbst nicht lineare Funktionen von Anschlussspannungen und Strömen sind. Für niedrige Frequenzen haben diese Effekte minimalen Einfluss auf die Verstärkerverzerrung. Jedoch können diese Kapazitäten bei höheren Frequenzen die Verstärkerverzerrung dominieren.
Die Konstruktion des Verstärkers in 1 wird normalerweise mit ein paar bekannten Topologien, wie in 2 gezeigt, durchgeführt. Unterschiedliche Versionen dieser Topologien werden üblicherweise ebenfalls verwendet. Die Emitter-Topologie ist bekannt dafür, eine gute Effizienz und gutes Rauschverhalten zu haben, und ist leicht zu konstruieren. Jedoch neigt sie dazu, eine schlechte Leistung zu haben, weil Bauelementkapazitäten die Frequenzantwort und die Verzerrung bei hohen Frequenzen dominieren können.
Die Kaskadentopologie hilft, die Eingangs-Ausgangskapazität abzumildern, welche üblicherweise als die Kollektor-Basis- oder „Miller”-Kapazität bekannt ist, indem ein zweiter Transistor über dem Haupttransistor angeordnet wird. Die Kaskade oder der Emitter des oberen Bauelements stellt für das untere Bauelement eine niedrige Impedanz bereit, die das Aufbauen einer Spannung verhindert und die notwendige Energie zum Laden und Entladen der Kollektor-Basis-Kapazität minimiert. Die Kaskade ist die bei weitem vorherrschende Topologie die heute in Infrastruktur-CATV-Verstärkern verwendet wird. Jedoch haben Kaskadenverstärker, die mit älterer Siliziumtechnologie verwendet werden, immer noch eine erhebliche Verschlechterung in ihrer Verzerrungsleistung, wenn die Frequenz zunimmt.
Die Darlington-Topologie ist in 2 gezeigt und hat auch eine vergrößerte Bandbreite. Das erste Bauelement wirkt als eine Pufferstufe, die eine Einheitsverstärkung bis zu der Eingangsbasis des zweiten Bauelements hat. Der Puffer ist eine Ansteuervorrichtung, die fähig ist, Ladung in und aus den Kapazitäten des zweiten Bauelements zu bewegen. Folglich kann die Darlington-Topologie eine sehr gute Bandbreite haben. Beachten Sie, dass die in 2 gezeigte Darlington-Topologie immer noch unter dem Miller-Effekt leidet und ebenso eine erhebliche Verschlechterung des Verzerrungsverhaltens bei höheren Frequenzen hat.
Alle Verstärker-Topologien in 2 werden eine Verschlechterung im Verzerrungsverhalten haben, wenn die Frequenz erhöht wird. Der Abfall im Verzerrungsverhalten des Verstärkers mit zunehmender Frequenz zeigt an, dass der Betrag der Verstärkerverzerrung zunimmt. Es deutet auch darauf hin, dass die Phase der Verzerrung mit der Frequenz ebenfalls nicht konstant ist. Diese Änderung des Betrags und der Phase des Verzerrungssignals, wenn die Frequenz erhöht wird, macht die Konstruktion des Linearisierers schwieriger.
Normalerweise ist während der Konstruktion der in 2 gezeigten Verstärker die Art der Frequenzantwort der Verzerrungsprodukte von geringem Interesse. Für Breitbandverstärker ist das Konstruktionsziel normalerweise, einen Verstärker zu haben, dessen zusammengesetzte Verzerrungen minimiert werden. Auf dem Gebiet der CATV-Verstärker sind relevante Verzerrungen Gruppenstörungen zweiter Ordnung (CSO) und Gruppenstörungen dritter Ordnung (CTB). Normalerweise wäre das Konstruktionsziel für einen CATV-Verstärker, dass die CSO und CTB niedriger als ein spezifizierter Wert sind. Normalerweise wird wenig beachtet, in Bezug auf welche Frequenzen die CSO und CTB am niedrigsten sind.
Eine übliche Nebenschluss-Linearisiererschaltung ist in 3a gezeigt. Hier sind zwei schwach in Durchlassrichtung vorgespannte Dioden D1 und D2 antiseriell und über die Eingangssignalleitung geschaltet. Die Kondensatoren C1, C2 und C3 sind alle große Überbrückungskondensatoren. R1, R2 und IBIAS werden verwendet, um die Vorspannungsbedingung in den Dioden einzustellen. Im Normalbetrieb sind D1 und D2 mit einem sehr kleinen Strom schwach vorgespannt. 4 zeigt die TV-Charakteristiken der in Durchlassrichtung vorgespannten Diode. Für gewöhnliche Dioden ist die Beziehung zwischen der Anschlussspannung und dem Strom durch eine exponentielle Beziehung gegeben. Diese Exponentialkurve kann differenziert werden, um den effektiven Videowiderstand oder Kleinsignalwiderstand der Diode bei dem spezifischen IBIAS zu ergeben. Beachten Sie, dass der Videowiderstand dynamisch abnimmt, wenn der Betrag des Vorspannungsstroms in Durchlassrichtung von IBIAS erhöht wird, und dass der Videowiderstand ebenso dynamisch steigt, wenn der Strom verringert wird. Wenn folglich ein einfallendes Signal an die Diode mit einem Vorspannungsstrom IBIAS angelegt wird, wirkt die Diode als ein Widerstand, dessen Widerstand sich mit dem einfallenden Signal ändert. Betrachtet man erneut die Schaltung von 3A, wird ein RF-Signal an dem Eingang die Knotenspannung an dem Punkt A in der Schaltung sowohl erhöhen als auch verringern. Wenn die Spannung an dem Knoten A steigt, ändern sich die Ströme in D1 und D2 beide. Der Vorspannungsstrom in Durchlassrichtung in D1 steigt, was bewirkt, dass ihr Videowiderstand sinkt. Jedoch sinkt der Vorspannungsstrom in Durchlassrichtung in D2, was bewirkt, dass ihr Videowiderstand steigt. Aufgrund des exponentiellen Verhaltens der Diode ist die Zunahme des Videowiderstands in D2 größer als die Abnahme des Videowiderstands in D1, was bedeutet, dass der Gesamtvideowiderstand von D1 und D2 in Reihe steigt, wenn die RF-Spannung am Punkt A steigt. Dies bedeutet, dass der Verlust in dem Linearisierer sinkt, wenn die RF-Spannung steigt. Dies ist allgemein als „Verstärkungsexpansion” bekannt.
Es gibt viele Vorverzerrungsschaltungen, aber ihr Betrieb ist ähnlich 3. Eine exponentielle Charakteristik der Diode wird verwendet, um die Schaltung herzustellen, die weniger Verlust hat, wenn der Eingangssignalpegel hoch ist. Diese Charakteristik ist fast immer, was benötigt wird, weil die meisten Verstärker das entgegengesetzte Verstärkungskompressionsverhalten haben, wenn der RF-Eingang erhöht ist.
Ein serieller Linearisierer ist in 3b gezeigt und wird in zahlreichen Patenten in der CATV-Industrie, wie etwa im US-Patent Nr. 6 107 877 (Miguelez, et al.) und dem US-Patent Nr. 6 580 319 (Cummings, et al.), verwendet. Miguelez und Cummings wenden beide serielle Vorverzerrung auf den bekannten CATV-Hybridverstärker an, was für die Arbeitspferdverstärkerkomponente in CATV-Verteilungsnetzwerken gehalten wird. Der Betrieb ist ähnlich dem früher beschriebenen Nebenschlusstyp, in dem eine Erhöhung der einfallenden RF-Signale zu einer Verringerung des Verlustbetrags fahrt. In diesem Fall führt eine Erhöhung des RF-Signals zu einem Abfall im dynamischen Diodenwiderstand; in dem seriellen Weg führt ein Abfall im Widerstand zu einer Zunahme der Verstärkung.
Die Schaltungen in 3A und 3B werden allgemein verwendet, um Verstärker zu entzerren. Die Ausrichtung ihrer Verzerrung mit der des Verstärken wird häufig erledigt, indem der Wert von IBIAS eingestellt wird. Höhere Werte von IBIAS werden zu weniger Verzerrung von der Linearisierungsschaltung führen. Beachten Sie, dass die Schaltungen in 3A und 3B nur die Einstellung des Betrags des Verzerrungsterms, aber keine Fähigkeit zur Steuerung der Phase zulassen. Wie bemerkt, haben die Verzerrungsprodukte der meisten Verstärker eine über die Frequenz variierende Phasenantwort, so sind die Schaltungen in 3A und 3B unvollständig.
Häufig ordnen Konstrukteure Phasenkompensationsschaltungen an, um die Phasen für die beste Auslöschung auszurichten. Miguelez und Cummings offenbaren Techniken zum Einstellen der Phase der Vorverzerrungssignale für die Auslöschung mit der Verzerrung des Verstärkers. Eine kleine Kapazität oder Induktivität kann verwendet werden, um die Ausrichtung durchzuführen. Jedoch werden die in Miguelez und Cummings offenbarten Schaltungen in einer integrierten Schaltung nicht leicht implementiert, wie sie Kondensatoren mit hohem Wert erfordern, um die benötigte Niederfrequenzantwort zu erreichen. Die hinzugefügten Kondensatoren neigen aufgrund ihrer zu der Schaltung hinzugefügten parasitären Länge dazu, die möglichen Integrationsvorteile zu verringern. Kurz gesagt, bieten die seriellen Linearisierer von Miguelez und Cummings sich nicht für die Integration an.
Eine ähnliche Aussage kann über das US-Patent Nr. 5 798 854 und das US-Patent Nr. 6 288 814 (beide Blauvelt) gemacht werden, in dem eine reale und imaginäre Ausrichtung von Verzerrungstermen in Bezug auf elektronische oder optische Elemente offenbart ist. Die in Blauvelt offenbarten Techniken erfordern entweder große Sperrkondensatoren oder Vorspannungsinduktionen, um Vorspannungssignale um Dioden oder FETs herum oder an diese zu leiten.
Techniken, die allgemein verwendet werden, um optische Sender vorzuverzerren, nutzen häufig breitbandige Teiler, um Signale in spezifischen Verhältnissen zu teilen. Sie beruhen auch auf Verzögerungsleitungen, um zu helfen, die Phasen zwischen Vorverzerrern und Verstärkern oder dem optischen Sender auszurichten. Ein paar Referenzen des bisherigen Stands der Technik, die dies darstellen, sind US-Patent Nr. 5 589 797 (Gans, et al.) und US-Patent Nr. 5 436 749 (Pidgeon, et al.), die beide Verzögerungsleitungen nutzen und folglich für die Implementierung integrierter Schaltungen nicht geeignet sind.
US-Patent Nr. 5 282 072 (Nazarathy, et al.) offenbart einen Nebenschluss-Linearisierer für optische Sender, der erweitert werden kann, um mit Verstärkern zu arbeiten. Jedoch ist die in Nazarathy offenbarte Schaltungsanordnung in Bezug auf ihre Eignung in einem integrierten Schaltungsprozess mit ungewissen Anpassungscharakteristiken nicht gut konstruiert. Jedes Ungleichgewicht in den Diodencharakteristiken wird zu einem Ungleichgewicht von Strömen in den Diodenzweigen und einer möglicherweise großen Verzerrung zweiter Ordnung führen. Die Möglichkeit für große Verzerrungen zweiter Ordnung macht Nazarathy zu einem fraglichen Wert für integrierte Konstruktionen. Außerdem offenbart Nazarathy nicht den entscheidenden Schritt der Ausrichtung der Phasenantworten zwischen dem Verzerrungsgenerator und dem Verstärker, was, wie bereits bemerkt, große Verzögerungsleitungen erfordern kann und die Aufgabe der Integration erheblich kompliziert. Modifikationen von Nazarathy erfordern die vorher erwähnten großen Sperrkondensatoren oder Vorspannungsinduktoren, die ebenfalls nicht für die Integration geeignet sind.
Ein Problem mit der Vorverzerrungsschaltung in 3A ist die verfrühte Begrenzung des Linearisierers, bevor der Verstärker vollständig komprimiert Mit anderen Worten variieren die Verzerrungscharakteristiken gewöhnlicher Linearisierer, wie etwa dem in 3A, beträchtlich, wenn der RF-Eingangspegel erhöht wird, und hohe Beträge an RF-Ansteuerung können bewirken, dass der Linearisierer verfrüht begrenzt wird, bevor es der Verstärker wird. Dies führt zu der sehr unerwünschten Verschlechterung der kombinierten Kompressionsleistung. Folglich wird es sehr wichtig, Vorverzerrungsschaltungen zu konstruieren, die die notwendigen Verzerrungscharakteristiken haben, um eine gute Auslöschung mit dem Verstärker sicher zu stellen, die aber nicht vorzeitig begrenzt sind, wenn die Eingangsansteuerung erhöht wird. Sehr häufig beeinflusst die Vorverzerrungsschaltung in Linearisierern des bisherigen Stands der Technik das Hochleistungsverhalten der kombinierten Antwort.
Schließlich offenbart das US-Patent Nr. 5 172 068 (Childs), wie mehrere serielle Dioden in einem antiseriellen Aufbau als eine Vorverzerrungsschaltung für Produkte dritter Ordnung verwendet werden können. Childs offenbart, dass mehrere serielle Dioden es ermöglichen, dass ein größeres RF-Signal durch die Schaltung gesendet wird. Childs zeigt kein Verfahren zur Einstellung der Phasenantwort der Verzerrungsterme, lediglich, wie ihre Variation über die Frequenz minimiert werden kann. Stattdessen offenbart Childs, dass ein höherer RF-Pegel nützlich sein kann, um gute Verzerrungsauslöschungscharakteristiken bei hohen Frequenzen aufrecht zu erhalten. Childs zeigt ansonsten nicht, wie die Phasenausrichtung zwischen der Vorverzerrungsschaltung und dem Element, das linearisiert wird, außer durch Einstellen der Anzahl der Dioden und des Eingangs-RF-Pegels eingestellt werden kann.
Zusammenfassung der Erfindung
Im Allgemeinen ist die vorliegende Erfindung eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Verbesserung der Breitbandlinearisierung. Die vorliegende Erfindung nutzt Vorverzerrungstechniken, um die Verzerrung dritter Ordnung eines Verstärkers zu verbessern, um die Menge an Gleichsstromleistung zu verringern, die erforderlich ist, um eine gegebene Systemanforderung zu erreichen. Außerdem haben die Verstärker Breitbandcharakteristiken, die sich für die vereinfachte Vorverzerrung anbieten.
Insbesondere weist eine Schaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Verstärkerschaltung mit zwei Eingängen und eine Vorverzerrungslinearisierungsschaltung auf, die an die zwei Eingänge der Verstärkerschaltung angeschlossen ist. Die Linearisierungsschaltung weist einen Eingangstransformator und ein Linearisierungsdiodennetzwerk auf, das an einen Ausgang des Eingangstransformators angeschlossen ist, wobei das Diodennetzwerk mehr als zwei Dioden aufweist. In einer bevorzugten Ausführungsform weist das Linearisierungsdiodennetzwerk sechs Dioden auf.
In einer Ausführungsform wird der Eingangstransformator mit einer VBIAS-Spannung vorgespannt, um den Strom durch das Linearierungsdiodennetzwerk zu drücken. In einer alternativen Ausführungsform spannen eine erste Stromquelle und eine zweite Stromquelle das Linearisierungsdiodennetzwerk vor. Die ersten und zweiten Stromquellen können verzerrt sein, so dass sie eine Verzerrung zweiter Ordnung in die Schaltung einschleppen.
Die Schaltung kann ferner einen ersten Widerstand und einen ersten Kondensator, die parallel geschaltet sind und mit einem ersten Abschnitt des Linearisierungsdiodennetzwerks verbunden sind, und einen zweiten Widerstand und einen zweiten Kondensator, die parallel geschaltet sind und mit einem zweiten Abschnitt des Linearisierungsdiodennetzwerks verbunden sind, aufweisen, wobei der erste Widerstand und der erste Kondensator und der zweite Wiederstand und der zweite Kondensator die Phase der Linearisiererverzerrung ausrichten, so dass sie entgegengesetzt zu der des Verstärken ist.
Der Verstärker kann ein Differenzverstärker sein oder zwei abgestimmte Verstärker, die jeweils einen Eingang haben, aufweisen. Die Schaltung kann ferner ein mit einem Ausgang des Verstärkers verbundenes Symmetrierglied aufweisen.
In einer Ausführungsform ist der Verstärker ein modifizierter Darlington-Verstärker, wobei die Drains der Eingangsstufentransistoren miteinander verbunden sind. Der Verstärker kann einen Kaskadenverstärker aufweisen.
Gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist eine Schaltung auf: einen Eingangstransformator mit einem ersten Ausgang und einem zweiten Ausgang, wobei eine VBIAS-Spannung mit dem Eingangstransformator verbunden ist, ein erstes RC-Netzwerk, das mit einem ersten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist, ein erstes Linearisierungsdiodennetzwerk, das mit dem ersten RC-Netzwerk verbunden ist, ein zweites RC-Netzwerk, das mit dem zweiten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist, ein zweites Linearisierungsdiodennetzwerk, das mit dem zweiten RC-Netzwerk verbunden ist, und einen Verstärker, dessen erster Eingang mit dem ersten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist, und dessen zweiter Eingang mit dem zweiten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist.
Der Verstärker kann ein Differenzverstärker oder zwei abgestimmte Verstärker sein, von denen jeder einen Eingang hat. In einer bevorzugten Ausführungsform weist das erste Linearisierungsdiodennetzwerk drei Dioden auf, und das zweite Linearisierungsdiodennetzwerk weist drei Dioden auf.
Gemäß einer anderen Ausführungsform weist eine Schaltung auf: einen Eingangstransformator mit einem ersten Ausgang und einem zweiten Ausgang, ein erstes RC-Netzwerk, das mit einem ersten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist, ein erstes Linearisierungsdiodennetzwerk, das mit dem ersten RC-Netzwerk verbunden ist, ein zweites RC-Netzwerk, das mit dem zweiten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist, ein zweites Linearisierungsdiodennetzwerk, das mit dem zweiten RC-Netzwerk verbunden ist, eine erste Stromquelle, die mit dem ersten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist, eine zweite Stromquelle, die mit dem zweiten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist, und einen Verstärker, dessen erster Eingang mit dem ersten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist, und dessen zweiter Eingang mit dem zweiten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist.
In einer Ausführungsform weist eine Schaltung auf: einen Eingangstransformator mit einem ersten Ausgang und einem zweiten Ausgang, ein erstes RC-Netzwerk, das mit einem ersten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist, ein erstes Linearisierungsdiodennetzwerk, das mit dem ersten RC-Netzwerk verbunden ist, ein zweites RC-Netzwerk, das mit dem zweiten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist, ein zweites Linearisierungsdiodennetzwerk, das mit dem zweiten RC-Netzwerk verbunden ist, eine VBIAS-Spannung, die mit den ersten und zweiten Linearisierungsdiodennetzwerken verbunden ist, und einen modifizierten Darlington-Verstärker, dessen erster Eingang mit dem ersten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist, und dessen zweiter Eingang mit dem zweiten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist, wobei die Drains der Eingangsstufentransistoren in dem Verstärker zusammengeschaltet sind.
Eine bestimmte Ausführungsform weist auf: einen Eingangstransformator mit einem ersten Ausgang und einem zweiten Ausgang, ein erstes RC-Netzwerk, das mit einem ersten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist, ein erstes Linearisierungsdiodennetzwerk, das mit dem ersten RC-Netzwerk verbunden ist, ein zweites RC-Netzwerk, das mit dem zweiten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist, ein zweites Linearisierungsdiodennetzwerk, das mit dem zweiten RC-Netzwerk verbunden ist, eine Spannung die mit den ersten und zweiten Linearisierungsdiodennetzwerken verbunden ist, eine erste Stromquelle, die mit dem ersten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist, eine zweite Stromquelle, die mit dem zweiten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist, und einen Kaskaden-Differenzverstärker, der mit den ersten und zweiten Ausgängen des Eingangstransformators verbunden ist.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Die vorliegende Erfindung wird durch die folgende detaillierte Beschreibung in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen ohne weiteres verstanden, wobei gleiche Bezugsnummern gleiche Strukturelemente bezeichnen und wobei:
1 ein Blockschaltbild eines Ansatzes des bisherigen Stands der Technik ist, der Vorverzerrung verwendet;
2 Schaltbilder von Verstärkerkonstruktionen des bisherigen Stands der Technik darstellt;
3A ein Schaltbild einer Nebenschluss-Linearisierungsschaltung des bisherigen Stands der Technik ist;
3B ein Schaltbild einer seriellen Linearisierungsschaltung des bisherigen Stands der Technik ist;
4 ein Diagramm der IV-Charakteristik einer in Durchlassrichtung vorgespannten Diode in der Schaltung von 3A ist;
5A ein Blockschaltbild einer Schaltung mit abgestimmten Verstärkern ist;
5B ein Blockdiagramm einer Schaltung mit einem Differenzverstärker ist;
6 ein Blockschaltbild einer Schaltung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung mit einem Vorverzerrungslinearisierer ist, der an die Eingänge eines Differenzverstärkers angeschlossen ist;
7 ein Schaltbild einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
8 ein detaillierteres Schaltbild einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist;
9A ein Diagramm von IP3 gegen die Frequenz ist, das eine typische Darlington-Konstruktion und eine modifizierte Darlington-Konstruktion gemäß der vorliegenden Erfindung vergleicht;
9B ein Diagramm von IP3 gegen die Frequenz ist, das eine typische Kaskadenkonstruktion mit einer Bootstrap-Kaskadenkonstruktion gemäß der vorliegenden Erfindung vergleicht;
10 ein Diagramm mit graphischen Darstellungen von IP3 gegen die Ausgangstonleistung ist;
11 ein Schaltbild einer alternativen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist.
Detaillierte Beschreibung der Erfindung
Die folgende Beschreibung wird bereitgestellt, um jeden Fachmann der Technik in die Lage zu versetzen, die Erfindung zu nutzen, und legt die vom Erfinder überlegten besten Arten zur Ausführung der Erfindung dar. Verschiedene Modifikationen werden jedoch für Fachleute der Technik ohne weiteres offensichtlich bleiben. Jegliche und alle derartigen Modifikationen, Äquivalente und Alternativen sollen in den Geist und Bereich der vorliegenden Erfindung fallen.
Die vorliegende Erfindung offenbart, wie eine verbesserte Verzerrung erreicht werden kann, ohne zusätzliche Leistung zu dem Verstärker hinzuzufügen und ohne zu erfordern, dass neuere Transistortechnologieren verwendet werden. Die Erfindung kann vorteilhaft auf eine neue integrierte CATV-Verstärkerschaltung angewendet werden, die kritische Systemverzerrungsanforderungen erreicht, während sie den Leistungsverbrauch im Vergleich zu gegenwärtigen Alternativen des Stands der Technik um mehr als 40% senkt.
Insbesondere nutzt die vorliegende Erfindung Vorverzerrungstechniken, um die Verzerrung dritter Ordnung eines CATV-Verstärkers zu verbessern, um die Menge an Gleichstromleistung zu verringern, die erforderlich ist, um eine gegebene Systemanforderung zu erreichen. Während die Vorverzerrung eine ganze Zeit lang erfolgreich verwendet wurde, nutzt die vorliegende Erfindung eine einmalige Schaltungsanordnung, die übliche Probleme, die mit der Vorverzerrungslinearisierung verbunden sind, systematisch überwindet. Wie hier offenbart, kann die Vorverzerrung dritter Ordnung entwickelt werden, während die hervorragende Verzerrung zweiter Ordnung aufrechterhalten wird. Wie bereits bemerkt, ist die Steuerung von Produkten zweiter Ordnung entscheidend, wenn neuere CATV-Signale und Architekturen ausgebracht werden.
Die vorliegende Technik mildert auch ein allgemeines Problem mit der Linearisierung, dass für die beste Leistung bei verschiedenen Frequenzen oder Leistungspegeln häufig komplizierte Einstellungen benötigt werden. Die Technik minimiert ferner dieses Problem und sorgt für einen viel einfacheren Betrieb über eine große Bandbreite und einen großen Dynamikbereich von Eingangspegeln. Das Letztere ist allgemein mit QAM-Signalen mit vergleichsweise hohen Spitze-Mittelwert-Signalverhältnissen verbunden.
Die gegenwärtige Konstruktionsmethodik offenbart, dass die Konstruktion des Verstärkers, der linearisiert werden soll, und die Konstruktion der Vorverzerrungsschaltung jeweils unter Berücksichtigung des anderen konstruiert werden. Der Schlüssel zum Erfolg der Methodik ist die Konstruktion des Verstärkers, so dass er Breitbandcharakteristiken hat, die sich für eine vereinfachte Vorverzerrung anbieten. Ähnlich wird die in der Erfindung vorgeschlagene Vorverzerrungsschaltung unter Berücksichtigung der Verstärkercharakteristik erledigt, wobei eine Technik verwendet wird, die in Vorverzerrungsschaltungsanordnungen üblicherweise nicht verwendet wird. Überdies überwinden die vorliegenden Techniken Probleme mit dem bisherigen Stand der Technik in Bezug auf die Implementierung in einer integrierten Schaltung. Diese Integration ist nicht nur für die Kostensenkung und Verhaltenskontinuität wichtig, sondern vielleicht noch wichtiger, um parasitäre Effekte zu minimieren, die häufig die Effektivität der Vorverzerrung diskreter Implementierungen auf gedruckten Leiterplatten begrenzt haben.
In vielen Verstärkern ist es wünschenswert, in einem Gegentaktmodus zu arbeiten, in dem zwei abgestimmte Verstärker gegenphasig zueinander betrieben werden. 5A und 5B stellen zwei Anordnungen dar. Entweder können abgestimmte Verstärker 51, 52 verwendet werden (5A) oder ein komplett differentieller Verstärker 53 kann verwendet werden (5B). In beiden Fällen wird ein Phasenteilerbauelement 50, wie etwa ein Symmetrierglied, verwendet, um von einem unsymmetrischen Eingang zu konvertieren oder an eine symmetrische Konfiguration auszugeben.
6 stellt eine komplett differentielle Implementierung dar, in der die Linearisierung an den symmetrischen Eingangsanschlüssen nach dem Phasenteiler angeordnet ist. Insbesondere wird der Eingang auf einen Phasenteiler 50 angewendet, und ein Linearisierer 55 ist an die Eingangsanschlüsse des Differenzverstärkers 53 angeschlossen. Der Linearisierer 55 arbeitet in einer ähnlichen Weise wie die Schaltung von 3, abgesehen davon, dass die Schaltung differentiell isst und es keine inhärente Massereferenz gibt. Die Schaltung in 6 ist vorteilhaft, weil sie sich gut anbietet, um die Vorspannung von Linearisierungsdioden unter Verwendung des Gleichstromwegs eines Eingangstransformators oder unter Verwendung der Gleichstromverbindung eines üblicherweise verwendeten Rückkopplungswiderstands zu erreichen.
7 stellt dar, wie ein Eingangstransformator verwendet werden kann, um Linearisierungsdioden vorzuspannen. Ein allgemein erhältlicher 4:1-Impedanztransformator T1 kann verwendet werden, um eine Vorspannung VBIAS einzuführen, um den Strom durch die Linearisierungsdioden D1–D6 zu drücken. Die Dioden D1–D6 arbeiten in einer bereits erklärten Weise als ein Linearisierer. Der Transformator T1 dient auch dazu, das Signal und die Phase vor dem Differenzverstärker 53 zu teilen. Ein Ausgangssymmetrierglied B1 dient dazu, die Ausgänge des Verstärken 53 zu kombinieren. 7 stellt einen Eingangstransformator T1 dar, der als ein Übertragungsleitungstyp implementiert ist; es ist ebenso zulässig, diese Funktion mit einem flussgekoppelten Transformator durchzuführen, wobei das Impedanzverhältnis durch das Windungsverhältnis festgelegt werden kann.
Alternativ kann der Diodenvorspannungsstrom für die Schaltung in 7 aus verschiedenen Stromquellen, jeweils Ib1 und Ib2, bezogen werden, die Strom in die Konten (1) und (2) drücken. Um das Ungleichgewicht, das allgemein in Amplituden- und Phasenteilungstransformatoren oder Symmetriergliedern beobachtet wird, auszugleichen, kann der Vorspannungsstrom Ib1 und Ib2 absichtlich verzerrt werden. Dies führt absichtlich eine Störung zweiter Ordnung in die Schaltung ein und kann nützlich sein, um jeglichen Rest zweiter Ordnung von dem Verstärker selbst zu kompensieren. Eine derartige Restverzerrung zweiter Ordnung kann durch schlechtes Transformator- oder Symmetriergliedverhalten oder durch ein leichtes Ungleichgewicht in dem Differenzverstärker 53 selbst verursacht werden.
Beachten Sie, dass durch die Verwendung von Stromquellen, um die Dioden D1–D6 vorzuspannen, mögliche Variationen in den Charakteristiken von D1–D6 aufgrund von Herstellungsschwankungen minimiert werden.
Um die Phase der Linearisiererverzerrung entgegengesetzt zu der des Differenzverstärkers auszurichten, wird ein durch R1 und C1 gebildeter RC-Pol verwendet. Bei höheren Frequenzen dominiert der Kondensator C1 die parallele Kombination und es wird zugelassen, dass mehr RF an dem Diodenstrang erscheint. Folglich wird der Linearisierer bei höheren Frequenzen nicht linear, was, wie bemerkt, mit dem normalen Verhalten der meisten Verstärker übereinstimmt.
Die Anzahl von Dioden in dem Linearisierer ist sehr wichtig, Während es üblich ist, ein Paar von Dioden zu verwenden, kann gezeigt werden, dass das Hinzufügen mehrerer Dioden das Begrenzungsverhalten des Linearisierers verbessern kann. Die Verwendung mehrerer Dioden in dem Linearisierer hilft, den Leistungspegel zu erhöhen, bei dem der Linearisierer komprimiert. Während das Hinzufügen von Dioden ihre verzerrungserzeugenden Eigenschaften nicht ändert, kann der korrekte Verzerrungsbetrag, der für eine gute Auslöschung bei moderaten RF-Leistungspegeln notwendig ist, erreicht werden, indem einfach der Betrag des IBIAS-Stroms, der nominell in jeder Diode arbeitet, eingestellt wird. In diesem Fall wird der Mehrdiodenansatz eine bessere Auslöschung über einen größeren Leistungsbereich erreichen und wird die Möglichkeit der Begrenzung des Linearisierers vor dem Verstärker entschärfen. In diesem Beispiel ist die Verwendung mehrerer Dioden in einem RFIC-Prozess natürlich verfügbar. In einer diskreten Implementierung auf einer gedruckten Leiterplatte könnten mehrere Dioden zu übermäßigen parasitären Einflüssen führen, die die Phasenbeziehung zwischen dem Linearisierer und dem Verstärker verändern könnten.
Eine detailliertere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ist in 8 gezeigt, in der die Linearisierungsdiodenvorspannung durch die Rückkopplungstransistoren RFB eingeführt wird. Die Dioden D1–D6 werden leicht auf einem einzigen Chip integriert; die Vorspannungssteuerung der Linearisierungsdioden wird mit einer einzigen Off-Chip-Einstellung, die mit VBIAS bezeichnet ist, durchgeführt. Der Vorteil dieses Ansatzes ist, dass die vollständige Integration des Verstärkers mit dem Linearisierer leicht erreicht werden kann, was die Chance, dass parasitäre Effekte die Phasenbeziehung zwischen den zwei Verzerrungstermen beeinflussen, minimiert. Die Kondensatoren C2 sind kleine Sperrkondensatoren auf dem Chip, deren Wert aufgrund der großen Eingangsimpedanz, die durch Verwendung der FET-Technologie geboten wird, nicht groß zu sein braucht. In diesem Fall sind Rb1 und Rb2 groß und sind lediglich zu Vorspannungszwecken vorhanden und haben keinen wesentlichen Einfluss auf die Eingangsimpedanz, die an den Gates von Q1a und Q2b zu sehen ist. Die Vorspannung des Verstärkers wird mit dem großen Widerstand RB1 und RB2 auf dem Chip durchgeführt, die einen Spannungsteiler bilden und die Gatespannung an Q2a und Q2b festlegen.
In dieser Implementierung ist der Verstärker eine Modifikation der früher beschriebenen Darlington-Technologie. Beachten Sie, dass in diesem Fall die Drains der Eingangsbauelemente Q2a und Q2b jeweils nicht mit den Drains von Qa1 und Q1b verbunden sind. Durch Miteinanderverbinden der Drains der Eingangsstufe, wodurch eine virtuelle Masse am Punkt X in 8 gebildet wird, wird die Miller-Kapazität des Verstärkers erheblich minimiert, weil es keine Spannungsverstärkung von dem Eingangsgate von Q2a und Q2b zu ihren Drains gibt.
Die Minimierung der Miller-Effekte in der Darlington-Topologie überwindet eine der Hauptbeschränkungen der Verstärkerkonstruktion, nämlich das Verflachen der Verzerrungsantwort über die Frequenz. 9A ist ein Diagramm, das die typische Ausgangleistung IP3 (Intercept Point dritter Ordnung) einer Standard-Darlington-Topologie ebenso wie die, die durch den modifizierten Darlington erreicht wird, zeigt. Die Abwärtssteigung der IP3-(Frequenz)Leistung des Standard-Darlington zeigt an, dass eine erhebliche Kapazität oder Reaktanz die Phasenantwort der Verstärkerverzerrung beeinflusst. Die sehr flache IP3-Leistung über die Frequenz des modifizierten Darlington zeigt an, dass die Phasenantwort seiner Verzerrung relativ flach ist und sich gut verhält. Dies macht die Aufgabe der Konstruktion eines Linearisierers, der zu einer breiten Bandbreite fähig ist, viel einfacher und effektiv, da die Menge der Auslöschung von der Phasenausrichtung zwischen Verzerrungsquellen abhängt.
Beachten Sie, dass die IP3-Leistung bei niedriger Frequenz, die in 9A des Standard-Darlington gezeigt ist, der des modifizierten Darlington überlegen ist. Dies liegt daran, dass in dem Standard-Darlington der in der Eingangsstufenvorrichtung, die als die Pufferstufe in 2 gezeigt ist, verbrauchte Strom zu der Ausgangsansteuerung beiträgt, während er es in dem modifizierten Darlington von 8 nicht tut. Das Leistungskompressionsverhalten, auf das üblicherweise an dem 1 dB-Kompressionspunkt oder P1 dB Bezug genommen wird, ist in dem Standard-Darlington höher als in dem modifizierten Darlington. Der Effizienzverlust und P1 dB schließen im Allgemeinen die modifizierte Kaskade in der Mehrheit der Konstruktionen für die Betrachtung aus. Jedoch kann gemäß der vorliegenden Erfindung durch Verbinden der Konstruktion des Hauptverstärkers mit der Konstruktion des Linearisierers eine verbesserte Vorverzerrungseffektivität erreicht werden.
Ein effektives Verfahren, um eine gute Phasenausrichtung zwischen dem Linearisierer und dem Verstärker zu erreichen, ist als Teil des Beginns der Verstärkerkonstruktion Phasenvariationen in der Verzerrung des Verstärkers zu minimieren. Ein derartiges Ziel ist in der Konstruktion von Verstärkern nicht als existent bekannt oder ist zumindest sehr selten; vielmehr ist das normale Ziel einfach, höhere IP3-Leistungsbeträge zu erzielen.
Als ein anderes Beispiel für den Konstruktionsprozess der aktuellen Erfindung zeigt 9B die typischer IP3-Leistung über die Frequenz für eine Standard-Kaskade im Vergleich zu einer in 11 gezeigten Bootstrap-Kaskade, die später im Detail beschrieben wird. Die IP3-Leistung der in 9B gezeigten Bootstrap-Kaskade würde gegenüber der der Standardkaskade bevorzugt. Der Bootstrap-Kaskadenansatz wird häufig aufgrund seiner hohen Instabilitätspegel und seines schwerfälligen Verhaltens ausgeschlossen. In der vorliegenden Erfindung wird die Konstruktion des Verstärkers erledigt, um einen vernünftigen IP3 zu erreichen, aber die Priorität wird dem Erreichen eines flachen IP3 über die interessierenden Frequenzen, wie in 9A und 9B gezeigt, gegeben. Auf diese Weise wird die Konstruktion des Linearisierers erheblich vereinfacht und die Auslöschungsaussichten über einen größeren Bereich an Frequenzen und Leistungen werden verbessert.
Der hier verwendete modifizierte Darlington hat auch den erheblichen Vorteil, dass sein Verzerrungsverhalten von einem Hauptverzerrungsmechanismus im Inneren des FET dominiert wird. Die in dem Verstärker stattfindende Verzerrung wird von der FET-Durchleitung als eine Funktion der Eingangs-Vgs dominiert. Die Eingangsbauelemente Q2a und Q2b wirken als einfache Einheitsverstärkungspuffer und tragen nicht viel Verzerrung bei. Da es ein einziges Bauelement gibt, das die Verzerrung dominiert, ist es viel einfacher, eine Auslöschungsschaltung zu konzipieren, um die Betrag- und Phasenantworten auszurichten. Dies wäre in einer Kaskadenstufe, in der es eine erhebliche Wechselwirkung zwischen den oberen und unteren Bauelementen im Hinblick darauf gibt, wie sich Bauelement-Nichtlinearitäten in der Gesamtverstärkerverzerrung zeigen, nicht der Fall.
Im allgemeinen Sinne umfasst das hier offenbarte Verfahren die sorgfältige Konstruktion des Verstärken, so dass er sowohl über einen großen interessierenden Frequenzbereich als auch einen großen Bereich an Eingangssignalen eine Verzerrungsleistung mit gutem Verzerrungsverhalten bietet. Eine derartige Anforderung ist üblich in modernen CATV-Systemen, in denen der Frequenzbereich sich von von 50 bis 1000 MHz und darüber hinaus erstreckt und die Anzahl von Kanälen sehr hoch ist und das Spitzen-Mittelwert-Leistungsverhältnis anzeigt, dass ein großer Bereich an momentaner Leistung vorhanden ist.
10 zeigt, wie diese Anforderung in normaler Terminologie zu verstehen ist. 10 ist ein Diagramm mit graphischen Darstellungen von IP3 gegen die Ausgangstonleistung. Idealerweise würde man einen Verstärker konstruieren wollen, so dass er auf der ganzen Strecke bis der Kompressionseffekt die Vorherrschaft übernimmt, eine flache IP3 (Leistung) hat, und man hätte gerne für jede Frequenz die gleiche Antwort. Wenn dies erreicht wird, sind die Aussichten für hohe Auslöschungspegel über einen großen Leistungsbereich gut, weil die Konstruktion des Mehrdiodenlinearisierers erleichtert wird. Häufig wird festgestellt, dass Bauelemente und normale Topologien IP3 (Leistung) verarbeiten können, die stärker unregelmäßig als in 10 gezeigt ist. Herkömmlicherweise würde ein derartiger Verstärker bevorzugt, da sein IP3 bei höheren Ausgangspegeln besser ist; jedoch ist ein derartiger Verstärker viel schwerer zu linearisieren.
Das hier beschriebene Verfahren versucht, nicht intuitiv selbst auf Kosten der verschlechterten reinen Verstärkerleistung einen flachen IP3 (Leistung, Frequenz) zu erreichen. Die Verwendung mehrerer Dioden in einer integrierten Weise verbessert die Fähigkeit, Verzerrungsterme zwischen dem Linearisierer und dem Verstärker auszurichten, erheblich.
Eine ähnliche Schaltung, die eine Kaskadentopologie verwendet, ist in 11 gezeigt. In dieser Implementierung transformieren die unteren Bauelemente Q1a und Q1b die Eingangs-Gatespannungen in Ströme, die dann jeweils durch Q2a und Q2b zu den Ausgängen geleitet werden, die mit den Drains von Q2a und Q2b verbunden sind.
Source-Widerstände Rsa und Rsb tasten den Strom ab und bilden eine Form einer negativen Rückkopplung. Auf jeder Hälfte ist ein Bootstrap-Netzwerk ausgebildet, das durch R1 in Reihe mit C1 und C2 in Reihe mit R2 gebildet wird. Der Zweck dieses Bootstrap-Netzwerks ist, die oberen Gatespannungen von Q2a und Q2b jeweils derart einzustellen, dass die RF-Spannungsschwankung an Q1a und Q1b nahezu konstant gehalten wird. Wenn diese Bootstrap-Netzwerke nicht verwendet würden, würden die parasitären Kapazitäten der oberen FETs Q2a und Q2b bewirken, dass das RF-Signal an dem Drain-Gate von Q1a und Q1b erscheinen würden. Ein derartiger Zustand vereitelt den Zweck der Kaskadentopologie und ist eine Hauptursache für die Verschlechterung von IP3 (Frequenz). Mit anderen Worten wird die Kaskadentopologie ohne die Bootstrap-Netzwerke in 11 erhebliche Abrutscher in seiner IP3-Charakteristik über der Frequenz haben, und als solches wird es viel schwieriger, mit einer phasenausgerichteten Linearisierungsschaltungsanordnung vorzuverzerren. Wie in dem Fall des modifizierten Darlington vorher diskutiert, erreicht die Bootstrap-Kaskade eine relativ flache IP3-(Frequenz)Charakteristik.
Der Linearisierer in 11 ist mit Dioden D1–D6 ausgebildet. Die Gates von Q1a und Q1b sind durch Off-Chip-Kondensatoren mit parallelen RC-Netzwerken gekoppelt, die jeweils durch Rbd1 mit Cpd1 und Rpd2 mit Cpd2 ausgebildet werden. Insgesamt bilden D1–D6 und Rpd1 mit Cpd1 und Rpd2 mit Cpd2 den Nebenschluss-Linearisierer. Die Einstellung von Verzerrungsprodukten wird durchgeführt, indem die Vorspannungsströme in D1–D6 eingestellt werden, die durch Verbinden der Stromquellen Ilin1 und Ilin2 mit Masse, wie angezeigt, erreicht werden können. Die Phasenausrichtung der Verzerrungsprodukte mit denen des Verstärkers wird erreicht, indem die Werte von Cpd1 und Cpd2 eingestellt werden. Wenn die Einstellung von Verzerrungen zweiter Ordnung erforderlich ist, können der Strom Ilin1 und Ilin2 absichtlich verzerrt werden. Der Einfachheit halber kann das Vorspannen durch Ersetzen der Stromquellen durch Widerstände-durchgeführt werden, mit dem Nachteil, dass die Linearisierervorspannungsströme dann empfindlich für Diodenprozessschwankungen und Widerstandstoleranzen sein werden, von denen beide zu nachteiligem Verhalten zweiter Ordnung führen könnten.
Fachleute der Technik werden zu schätzen wissen, dass vielfältige Anpassungen und Modifikationen der gerade beschriebenen bevorzugten Ausführungsformen aufgebaut werden können, ohne von dem Bereich und Geist der Erfindung abzuweichen. Daher versteht sich, dass die Erfindung innerhalb des Bereichs der beigefügten Ansprüche anders als hier spezifisch beschrieben ausgeführt werden kann.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

US 6107877 [0017]
US 6580319 [0017]
US 5798854 [0020]
US 6288814 [0020]
US 5589797 [0021]
US 5436749 [0021]
US 5282072 [0022]
US 5172068 [0024]

Claims

Schaltung, die aufweist: eine Verstärkerschaltung mit zwei Eingängen; und eine Vorverzerrungslinearisierungsschaltung, die an die zwei Eingänge der Verstärkerschaltung angeschlossen ist.
Schaltung nach Anspruch 1, wobei die Linearisierungsschaltung aufweist: einen Eingangstransformator, und ein Linearisierungsdiodennetzwerk, das an einen Ausgang des Eingangstransformators angeschlossen ist, wobei das Diodennetzwerk mehr als zwei Dioden aufweist.
Schaltung nach Anspruch 2, wobei das Linearisierungsdiodennetzwerk sechs Dioden aufweist.
Schaltung nach Anspruch 2, wobei der Eingangstransformator mit einer VBIAS-Spannung vorgespannt wird, um Strom durch das Linearisierungsdiodennetzwerk zu drücken.
Schaltung nach Anspruch 2, die ferner eine erste Stromquelle und eine zweite Stromquelle aufweist, um das Linearisierungsdiodennetzwerk vorzuspannen.
Schaltung nach Anspruch 5, wobei die ersten und zweiten Stromquellen verzerrt sind, um eine Verzerrung zweiter Ordnung in die Schaltung einzuführen.
Schaltung nach Anspruch 2, die ferner einen ersten Widerstand und einen ersten Kondensator aufweist, die parallel geschaltet sind und mit einem ersten Abschnitt des Linearisierungsdiodennetzwerks verbunden sind.
Schaltung nach Anspruch 7, die ferner einen zweiten Widerstand und einen zweiten Kondensator aufweist, die parallel geschaltet und mit einem zweiten Abschnitt des Linearisierungsdiodennetzwerks verbunden sind; wobei der erste Widerstand und der erste Kondensator und der zweite Widerstand und der zweite Kondensator die Phase der Linearisiererverzerrung entgegengesetzt zu der des Verstärkers ausrichten.
Schaltung nach Anspruch 2, wobei der Verstärker ein Differenzverstärker ist.
Schaltung nach Anspruch 2, wobei der Verstärker zwei abgestimmte Verstärker, die jeweils einen Eingang haben, aufweist.
Schaltung nach Anspruch 9, die ferner ein Symmetrierglied aufweist, das mit einem Ausgang des Differenzverstärkers verbunden ist.
Schaltung nach Anspruch 10, die ferner ein Symmetrierglied aufweist, das mit einem Ausgang des Differenzverstärkers verbunden ist.
Schaltung nach Anspruch 2, die ferner eine VBIAS-Spannung aufweist, die mit dem Linearisierungsdiodennetzwerk verbunden ist.
Schaltung nach Anspruch 13, wobei der Verstärker ein modifizierter Darlington-Verstärker ist, und wobei die Drains der Eingangsstufenstransistoren miteinander verbunden sind.
Schaltung nach Anspruch 2, wobei der Verstärker einen Kaskadenverstärker aufweist.
Schaltung, die aufweist: einen Eingangstransformator mit einem ersten Ausgang und einem zweiten Ausgang; eine VBIAS-Spannung, die mit dem ersten Eingangstransformator verbunden ist; ein erstes RC-Netzwerk, das mit einem ersten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist; ein erstes Linearisierungsdiodennetzwerk, das mit dem ersten RC-Netzwerk verbunden ist; ein zweites RC-Netzwerk, das mit dem zweiten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist; ein zweites Linearisierungsdiodennetzwerk, das mit dem zweiten RC-Netzwerk verbunden ist; und einen Verstärker mit einem ersten Eingang, der mit dem ersten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist, und einem zweiten Eingang, der mit dem zweiten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist.
Schaltung nach Anspruch 16, wobei der Verstärker einen Differenzverstärker aufweist.
Schaltung nach Anspruch 16, wobei der Verstärker zwei abgestimmte Verstärker aufweist, die jeweils einen Eingang haben.
Schaltung nach Anspruch 16, wobei das erste Linearisierungsdiodennetzwerk drei Dioden aufweist und das zweite Linearisierungsdiodennetzwerk drei Dioden aufweist.
Schaltung, die aufweist: einen Eingangstransformator mit einem ersten Ausgang und einem zweiten Ausgang; ein erstes RC-Netzwerk, das mit einem ersten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist; ein erstes Linearisierungsdiodennetzwerk, das mit dem ersten RC-Netzwerk verbunden ist; ein zweites RC-Netzwerk, das mit dem zweiten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist; ein zweites Linearisierungsdiodennetzwerk, das mit dem zweiten RC-Netzwerk verbunden ist; eine erste Stromquelle, die mit dem ersten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist; eine zweite Stromquelle, die mit dem zweiten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist; und einen Verstärker mit einem ersten Eingang, der mit dem ersten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist, und einem zweiten Eingang, der mit dem zweiten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist.
Schaltung nach Anspruch 20, wobei der Verstärker einen Differenzverstärker aufweist.
Schaltung nach Anspruch 20, wobei der Verstärker zwei abgestimmte Verstärker aufweist, die jeweils einen Eingang haben.
Schaltung nach Anspruch 20, wobei das erste Linearisierungsdiodennetzwerk drei Dioden aufweist und das zweite Linearisierungsdiodennetzwerk drei Dioden aufweist.
Schaltung, die aufweist: einen Eingangstransformator mit einem ersten Ausgang und einem zweiten Ausgang; ein erstes RC-Netzwerk, das mit einem ersten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist; ein erstes Linearisierungsdiodennetzwerk, das mit dem ersten RC-Netzwerk verbunden ist; ein zweites RC-Netzwerk, das mit dem zweiten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist; ein zweites Linearisierungsdiodennetzwerk, das mit dem zweiten RC-Netzwerk verbunden ist; eine VBIAS-Spannung, die mit den ersten und zweiten Linearisierungsdiodennetzwerken verbunden ist; und einen modifizierten Darlington-Verstärker mit einem ersten Eingang, der mit dem ersten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist, und einem zweiten Eingang, der mit dem zweiten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist, wobei die Drains der Eingangsstufentransistoren in dem Verstärker zusammengeschaltet sind.
Schaltung, die aufweist: einen Eingangstransformator mit einem ersten Ausgang und einem zweiten Ausgang; ein erstes RC-Netzwerk, das mit einem ersten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist; ein erstes Linearisierungsdiodennetzwerk, das mit dem ersten RC-Netzwerk verbunden ist; ein zweites RC-Netzwerk, das mit dem zweiten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist; ein zweites Linearisierungsdiodennetzwerk, das mit dem zweiten RC-Netzwerk verbunden ist; eine Spannung, die mit den ersten und zweiten Linearisierungsdiodennetzwerken verbunden ist; eine erste Spannungsquelle, die mit dem ersten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist; eine zweite Stromquelle, die mit dem zweiten Ausgang des Eingangstransformators verbunden ist; und einen Kaskaden-Differenzverstärker, der mit den ersten und zweiten Ausgängen des Eingangstransformators verbunden ist.