DE1441842B2

DE1441842B2 - Geregelter Transistorverstärker

Info

Publication number: DE1441842B2
Application number: DE1441842A
Authority: DE
Inventors: Gerald Earl Hopewell N.J. Theriault (V.St.A.)
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1963-04-19
Filing date: 1964-04-16
Publication date: 1974-10-17
Also published as: NL6404200A; BE646647A; FR1397544A; US3260948A; BR6458517D0; SE318628B; GB1065415A; DE1441842A1

Description

i 44 1 Ö42

"ransistors mit der ersten Elektrode des zweiten ransistors verbunden ist, erfindungsgemäß dadurch :elöst, daß die mit einer Vorspannung beaufschlagte ,teuerelektrode des zweiten Transistors mit der ersten ilektrode des ersten Transistors für Signalfrequenzen erbunden ist, und daß eine in üblicher Weise mit der )emodulation erzeugte amplitudenabhängige Regelpannung dem Eingangskreis derart zugeführt wird, aß sich der in dem Stromweg zwischen der ersten .nd der zweiten Elektrode des ersten Transistors flieende Strom mit steigendem Eingangssignalpegel er-.oht.

Durch die für Signalfrequenzen wirksame Koppjng der Steuerelektrode des zweiten Transistors mit :er ersten Elektrode des ersten Transistors wird eine ienalmäßige Isolation zwischen der ersten und zweien Elektrode des zweiten Transistors bewirkt, woiurch erreicht wird, daß die Größe der an der zweiten ilektrode des zweiten Transistors auftretenden Sinaiamplitude ausschließlich durch die der Steuerlektrode des ersten Transistors zugeführte Regelpannung bestimmt wird, ohne daß andere unerwünschte Einflüsse eingehen würden. Das wäre ämlich infolge der andernfalls wirksamen kapazitien Kopplung zwischen der ersten Elektrode und der teuerelektrode bzw. der Steuerelektrode und der weiten Elektrode des zweiten Transistors der Fall, /eiche bei der erfindungsgemäßen Schaltung aber un-.irksam gemacht worden ist. Der zweite Transistor ewirkt, daß der dynamische Ausgangswiderstand der /erstärkerstufe relativ hoch und über den gesamten legelbereich praktisch konstant ist. Auf diese Weise -'ird eine unerwünschte Dämpfung, und vor allem ine sich mit der Regelung verändernde Dämpfung, er nachgeschalteten Selektionsmittel vermieden.

Bei einer speziellen Ausgestaltung der Erfindung ;t die zweite Elektrode des zweiten Transistors an inen Ausgangskreis angeschlossen, so daß die Schalung der beiden Transistoren etwa einer Kaskodechaltung entspricht, die als Eingangsstufe von Hochrequenzverstärkern besonders geeignet ist. Hierbei ann die Schaltungsanordnung insbesondere so geroffen sein, daß der erste und der zweite Transistor nd der Ausgangskreis in Reihenschaltung an eine ietriebsspannungsquelle angeschlossen sind, so daß ich schaltungsmäßige Vereinfachungen gegenüber iner reinen Wechselstromankopplung des Ausgangsreises bei getrennter Gleichspannungszuführung zur leihenschaltung der beiden Transistoren ergeben.

In weiterer Ausgestaltung der Erfindung kann der egative Pol der Betriebsspannungsquelle mit einem 3ezugspotentialpunkt (Masse) verbunden sein, und ie Halbleitersubstrate der Transistoren können benfalls an das Bezugspotential angeschlossen sein, .uf diese Weise erhalten die beiden Halbleitersubrate das feste Potential des negativen Poles der Beiebsspannungsquelle, an das auch die Steuerelekode des zweiten Transistors wechselspannungsmäßig ngeschlossen ist, so daß der gewünschte Regelmeiianismus ohne Störungen eintreten kann.
Eine besondere Ausgestaltungsmöglichkeit der Erndung besteht darin, daß die Vorspannung für die teuerelektrode des zweiten Transistors eine zweite egelspannung ist, welche den zwischen der ersten nd zweiten Elektrode dieses Transistors fließenden ieuerstrom mit steigendem Eingangssignalpegel herjsetzt, derart zugeführt ist, daß die Regelung des veiten Transistors gegenüber der Regelung des ersten Transistors verzögert einsetzt. Auf diese Weise erreicht man innerhalb eines sehr großen Regelbereiches besonders geringe Kreuzmodulationserscheinungen.

Besonders vorteilhaft ist in der erfindungsgemäßen Schaltung die Verwendung von Transistoren mit jeweils einer über der Steuerelektrodenspannung aufgetragenen Steilheitskennlinie (g_m = / [ U₃₁]), die dem Betrag nach von einem Punkt maximaler Steilheit

ίο schneller abnimmt, wenn die Steuerspannung an der Steuerelektrode im Sinne steigenden Stromes zwischen der ersten und der zweiten Elektrode zugeführt wird, als wenn bei entsprechenden Steilheitswerten die Steuerspannung der Steuerelektrode im Sinne abnehmenden Stromes zwischen diesen Elektroden zugeführt wird. In diesem Falle ergeben sich besonders günstige Regeleigenschaften.

Die Erfindung ist im folgenden an Hand von Darstellungen einiger Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Diagramm der Abhängigkeit des Abflußelektrodenstromes von der Spannung zwischen Quellen- und Abflußelektrode für verschiedene Werte der Spannung zwischen Steuerelektrode und Quellenelektrode für Transistoren, wie sie sich für die Verwendung in den in den Fi g. 2 und 3 dargestellten Verstärkerschaltungen besonders eignen,

Fig. 2 ein teilweise in Blockdarstellung ausgeführtes Schaltbild eines Empfängers mit dem erfindungsgemäßen Transistorverstärker,

F i g. 3 eine Veranschaulichung eines Empfängers mit einer Variante des erfindungsgemäßen Transistorverstärkers,

F i g. 4 ein Diagramm zur Veranschaulichung der Abhängigkeit der Steilheit von der zwischen Steuerelektrode und Quellenelektrode angelegten Spannung für die mit geerdeter Steuerelektrode arbeitende Stufe des Transistorverstärkers der in Fig. 2 veranschaulichten Schaltung, und

F i g. 5 ein Diagramm der für 1 % Kreuzmodulation erforderlichen Störsignalamplitude, die längs der Ordinate in mV aufgetragen ist, von der längs der Abszisse aufgetragenen Dämpfung in dB für verschiedene Arten von Verstärkern.

Die in F i g. 1 dargestellten Kurven zeigen den Verlauf des Stromes zwischen Quellenelektrode und Abflußelektrode über der an diesen Elektroden liegenden Spannung für verschiedene Werte der zwischen Steuerelektrode und Quellenelektrode liegenden Spannung für die in dem nachfolgend beschriebenen Verstärker verwendeten Feldeffekttransistoren. Die Kennlinie 33 entspricht der zwischen Steuerelektrode und Quellenelektrode liegenden Vorspannung 0 (Feldeffekttransistoren lassen sich so herstellen, daß auch irgendeine andere der Kennlinien 30 bis 39 der Vorspannung 0 entsprechen kann). Ferner sind in das Diagramm einige Arbeitsgraden 40 bis 43 entsprechend den Arbeitswiderständen 0, 1000, 2000 bzw. 4000 Ohm einer Verstärkerschaltung eingezeichnet.

Wie das Diagramm erkennen läßt, nimmt der Abstand zwischen den Kennlinien in Richtung positiver Vorspannungen ab, und dies entspricht einer Abnahme der Steilheit, welche als Verhältnis der Änderung des Abflußelektrodenstromes zur Änderung der zwischen Steuerelektrode und Quellenelektrode liegenden Spannung definiert ist. Die in einer Verstärkerschaltung vorliegende effekte Steilheit hängt ferner von der Größe des Arbeitswiderstandes ab, wobei

die dem Arbeitswiderstand 0 entsprechende Arbeitsgerade 40 die Kurzschlußsteilheit ergibt. Hier ergibt eine Änderung von 1 Volt (+ 5 V auf + 6 V) eine Stromänderung von 0,5 mA, während längs der Arbeitsgeraden 43 (4 kOhm) dieselbe Spannungsänderung nur eine Stromänderung von 0,07 mA ergibt. Ferner hängt die Steilheit eines in einer Verstärkerschaltung enthaltenen Transistors vom Arbeitspunkt ab.

Transistoren mit den soeben beschriebenen Eigenschaften finden in dem in Fi g. 2 gezeigten Transistorverstärker 103 Verwendung, dem die Eingangssignale von einer Antenne 100 über ein Koppelglied 102 zugeführt werden, welches einem Transformator 73 mit einer Primärwicklung 74 und einer Sekundärwicklung 70 enthält, welche mit Hilfe eines Kondensators 72 auf die Eingangsfrequenz abgestimmt ist. Hierzu kann der Kondensator 72 einstellbar sein. Die beiden Feldeffekttransistoren 50 und 52 mit isolierten Steuerelektroden sind zu einer Kaskodeschaltung verbunden. Ihre Hauptstromstrecken 54, 56 zwischen Quellenelektrode und Abflußelektrode sind in Reihe mit einem als Ausgangskreis wirkenden abgestimmten Schwingkreis an die Spannung einer Batterie 60 angeschlossen, deren positiver Pol über den aus einem Kondensator 66 und der Primärwicklung 64 eines Übertragers 65 bestehenden Schwingkreis mit der Abflußelektrode 62 des zweiten Transistors und mit ihren negativen Pol über Masse mit der Quellenelektrode 58 des ersten Transistors verbunden ist.

Die Steuerelektrode 82 des Transistors 52 ist über einen Kondensator 86 für Signalfrequenzen geerdet, so daß die Quellenelektrode 84 und die Abflußelektrode 62 des Transistors 52 hochfrequenzmäßig entkoppelt sind. Zwischen Steuerelektrode 82 und Quellenelektrode 84 ist ein Widerstand 80 geschaltet, so daß sich der Transistor 52 ohne Ruhe vorspannung ändert. Gewünschtenfalls kann jedoch zwischen diese beiden Elektroden auch eine feste Vorspannung eingeführt werden.

Der erste Transistor 50 bildet den Eingangstransistor des Kaskodenverstärkers 103 und wird an seiner Steuerelektrode mit den Eingangssignalen angesteuert. Der zweite Transistor 52, dessen Steuerelektrode über den Kondensator 86 wechselspannungsmäßig an Masse liegt, bildet den Ausgangstransistor der Kaskodeschaltung, und er wird an seiner Quellenelektrode 84 von der Abflußelektrode des ersten Transistors 50 her angesteuert. Eine solche Schaltung zeichnet sich durch gute Stabilität aus, da der Transistor 50 durch die niedrige Eingangsimpedanz des Transistors 52 stark belastet wird und die für Signalspannungen geerdete Steuerelektrode 82 des Transistors 52 eine Signalrückkopplung von der Abflußelektrode 62 auf die Quellenelektrode 84 klein hält.

Es hat sich jedoch gezeigt, daß sich mit solchen Kaskodeschaltungen bei stabilen Arbeitsbedingungen nur eine sehr begrenzte Verstärkung erreichen läßt, solange man nicht die Rückkopplung zwischen der Abflußelektrode und der Quellenelektrode 84 über den Substrat 90 des Transistors 52 durch Erden des Substrates 90 weitgehend ausschaltet. Dadurch werden auch Signalverzerrungen verhütet, die sonst durch Signalgleichrichtung an den pn-Übergängen zwischen Substrat 90 und Quellenelektrode 84 sowie zwischen Substrat 90 und Abflußelektrode 62 auftreten können. Der Substrat 88 des Transistors 50 ist ebenfalls geerdet.

Von der Sekundärwicklung 76 des Transformator: 65 werden die Ausgangssignale auf eine Misch- unc ZF-Stufe 105 gekoppelt, der ein Demodulator 10: nachgeschaltet ist, welcher auch die Regelspannung zur automatischen Verstärkungsregelung erzeugt. Die Regelspannung hängt von der mittleren Amplitude des Eingangssignals ab und liegt auf einer Leitung 108. Die Ausgangsspannung des Demodulators wird beispielsweise einem Tonfrequenzverstärker, Videoverstärker 104 od. dgl. zugeführt.

Die mit wachsendem Eingangssignalpegel positiver werdende Regelspannung wird vom Demodulator 107 über die Leitung 108 und den Eingangskreis 102 dem Verstärker 103 zugeführt.

Die in Fig. 3 dargestellte Schaltung ist gegenüber der nach F i g. 2 so abgewandelt, daß auch dem Transistor 52 eine Regelspannung zugeführt ist. Hierbei liefert der Demodulator 107 eine zweite Regelspannung, die mit steigendem Signalpegel negativer wird und über eine Leitung 101 der Steuerelektrode 82 des Transistors 52 zugeführt wird. Gewünschtenfalls kann die zweite Regelspannung auf der Leitung 101 bezüglich der ersten Regelspannung auf der Leitung 108 verzögert werden. Die Steuerelektrode 82 des Transistors 52 ist bezüglich der Quellenelektrode 84 für niedrige Signalpegel zweckmäßigerweise so vorgespannt, daß sich ein maximaler Verstärkungsgrad und geringe Kreuzmodulationsverzerrungen ergeben. Die in Fig. 3 dargestellte Schaltung zeichnet sich durch besonders geringe Kreuzmodulation und einen sehr großen Regelbereich von einem Punkt maximalen Verstärkungsgrades bis zu einer sehr starken Dämpfung des zugeführten Signals aus.

F i g. 4 zeigt eine Kennlinienschar der Steilheit über der Spannung zwischen Steuerelektrode und Quellenelektrode für die in Fi g. 2 dargestellte Schaltung. Die Steilheit g_m nimmt rasch ab, wenn die Vorspannung zwischen Steuerelektrode 68 und Quellenelektrode 58 vom Punkt maximaler Steilheit in negativer Richtung wächst. Je steiler die Steilheitskennlinie verläuft, um so größer ist die Kreuzmodulation. Die Kurven 110, 111 und 112 gelten für verschiedene Ruhevorspannungen zwischen der Steuerelektrode 82 und der Quellenelektrode 84 des Transistors 52. Die Kurve 110 entspricht der Vorspannung Null, während die Kurven 111, 112 negativen Vorspannungen von 1 bzw. 2 Volt entsprechen.

Fig. 4 läßt auch erkennen, daß die Steilheitskennlinien für in negativer Richtung wachsende Vorspannungen zwischen Steuerelektrode und Quellenelektrode praktisch gleich sind. Man sieht außerdem, daß der Wert der Steilheit ebenfalls abnimmt, wenn die Vorspannung zwischen Steuerelektrode und Quellenelektrode in positiver Richtung wächst. Diese Abnähme erfolgt jedoch viel langsamer als bei in negativer Richtung wachsender Vorspannung. Da die Kreuzmodulation um so stärker ist, je steiler die Steilheitskennlinie verläuft, ist sie für eine gegebene Vorspannungsänderung ausgehend vom Zustand maximalen Verstärkungsgrades in positiver Vorspannungsrichtung kleiner als bei in negativer Vorspannungsrichtung. Die Vorspannung für maximale Steilheit g_m hängt von dem für die betreffende Schaltung verwendeten speziellen Transistor ab.

Bei den in Fig. 2 und 3 dargestellten Schaltungen wird die der Steuerelektrode 68 des Transistors 50 vom Demodulator 107 zugeführte Regelspannung mit steigender Signalspannung positiver. Der Absolutwert

der Vorspannung zwischen Steuerelektrode und Quellenelektrode beim Einsatzpunkt der Regelung, also bei den schwächsten noch brauchbaren Signalen, kann abhängig von dem verwendeten Transistor positiv oder negativ sein. Im vorliegenden Falle beträgt die Vorspannung der Steuerelektrode 68 bei den schwächsten noch einwandfrei zu empfangenden Eingangssignalen etwa 0 Volt, um die maximale Verstärkung bzw. maximale Steilheit für die schwächsten Signale zu erhalten.

Der in Reihe mit dem Transistor 50 geschaltete Transistor 52 stellt im Regelbereich eine praktisch konstante und relativ hohe dynamische Impedanz dar, so daß der die Primärwicklung 64 und den Kondensator 66 enthaltende abgestimmte Ausgangskreis nicht durch den Transistor 50 belastet und gedämpft werden kann. Die Vorspannung des Transistors 52 ist außerdem so gewählt, daß der Arbeitspunkt in einem relativ flachen (horizontalen) Bereich der Steilheitskennlinie liegt und diese Stufe daher nur sehr wenig zur Kreuzmodulation beiträgt. Außerdem ist auch noch die Amplitude der tatsächlich zum Transistor 52 gelangenden Störsignale kleiner als die Amplitude der am Transistor 50 liegenden Störsignale, da die Spannungsverstärkung des Transistors 50 kleiner als 1 ist.

Die Kreuzmodulationsverzerrungen entstehen also bei der Schaltung nach Fi g. 2 hauptsächlich im Transistor 50. Bei dieser Schaltung erhöht die Regelspannung den Ausgangsstrom mit ansteigender Eingangssignalspannung. Die Kreuzmodulationsverzerrungen sind daher bei dieser Schaltung beträchtlich kleiner als bei Schaltungsanordnungen, in denen die Regelspannung den Ausgangsstrom mit ansteigender Eingangssignalspannung herabsetzt.

In dem Diagramm der F i g. 5 ist auf der Ordinate die Störsignalamplitude in mV am Eingangskreis des Verstärkers aufgetragen, die bei einer bestimmten, längs der Ordinate in dB aufgetragenen Dämpfung des Verstärkerkreises eine Kreuzmodulation von 1 % ergibt. Die Kurve α gilt für einen Hochfrequenzverstärker mit einem einzigen Transistor, dem eine Regelspannung derart zugeführt ist, daß der Ausgangsstrom des Transistors mit steigender Eingangssignalspannung wächst. Die Kurve b gilt für einen Hochfrequenzverstärker mit einem einzigen Transistör, dem die Regelspannung derart zugeführt ist, daß der Ausgangsstrom des Transistors mit steigender Eingangssignalspannung abnimmt. Die Kurve c gilt für einen Verstärker mit einer Röhrentriode (z.B. 6 WC4), deren Ausgangsstrom durch die Regelspannung mit steigender Eingangssignalspannung herabgesetzt wird.

Die Kurven d und e gelten für die Verstärker 103 der Fig. 2 bzw. 3. Bei beiden Kurven d, e wird der Transistor 50 durch eine Regelspannung derart gesteuert, daß sein Ausgangsstrom mit ansteigender Eingangssignalspannung wächst. Der Transistor 52 ist bei der Kurve d auf einen festen Arbeitspunkt in der Nähe der maximalen Verstärkung vorgespannt, während er bei der Kurve e durch eine Spannung geregelt wird, die seinen Ausgangsstrom mit wachsender Eingangssignalspannung herabsetzt.

Bei den Kurven der Fig. 5 sind die Kreuzmodulationsprobleme um so gravierender, je kleiner die Störsignalamplitude ist, die eine Kreuzmodulation von 1 % ergibt. Die Verstärker entsprechend den Kurven a, d und e sind hinsichtlich Kreuzmodulationsverzerrungen dem Röhrenverstärker entsprechend der Kurve c vorzuziehen. Die der Kurve α entsprechende Schaltung hat jedoch den Nachteil, daß sie den Ausgangskreis in unerwünschter Weise belastet, wie oben ausgeführt wurde.

Der Regelbereich eines Verstärkers kann durch den Absolutwert der maximalen Verstärkungsänderung bei der Betriebsfrequenz oder durch den Absolutwert der Steilheitsänderung des Verstärkerelementes definiert werden. Bei Fig. 5 kann also der Regelbereich des Verstärkers durch den Absolutwert der Änderung der Dämpfung des Nutzsignals bestimmt werden. Der Regelbereich des der Kurve α entsprechenden Verstärkers wird durch die Verluste vergrößert, die infolge der Belastung des abgestimmten Ausgangskreises durch den Transistor auftreten. Der Verstärker nach Kurve b arbeitet in bezug auf Kreuzmodulationsverzerrungen wegen des steilen Verlaufs der Steilheitskennlinie am schlechtesten.

Der Regelbereich des Verstärkers entsprechend der Kurve d hängt in erster Linie von der Steilheitsänderung des Feldeffekttransistors 50 in der Eingangsstufe des Verstärkers 103 ab, da die Steilheit eine Funktion der Vorspannung zwischen Steuerelektrode und Quellenelektrode ist und der Feldeffekttransistor 52 mit fester Vorspannung arbeitet.

Der Verstärker nach Fig. 3 hat gegenüber dem nach Fig. 2 einen größeren Regelbereich. Die dem Ausgangsstransistor 52 zugeführte Regelspannung wird mit steigender Eingangssignalspannung negativer und setzt dabei den Ausgangsstrom des Transistors 52 herab. Hierdurch werden eine Belastung des Ausgangskreises und eine damit verbundene Verbreiterung des Durchlaßbandes des Verstärkers, die zu zusätzlichen Kreuzmodulationsstörungen in nachgeschalteten Stufen führen könnten, verhindert.

Die dem Transistor 52 zugeführte Regelspannung kann auf irgendeine geeignete Weise verzögert werden, damit sich der Arbeitspunkt und damit die Steilheit des Transistors 52 erst ändert, wenn die dem Feldeffekttransistor 50 zugeführte Regelspannung eine bestimmte Verstärkungsminderung der Signale einschließlich der Störsignale, die dem Transistor 52 zugeführt werden, bewirkt hat. Der Verstärker 103 enthält dadurch in der Praxis eine zusammengesetzte Steilheitskennlinie, die beispielsweise der Kurve 114 in Fig. 4 entsprechen kann.

Bei schwachen Eingangssignalen wird eine ins Positive gehende Regelspannung zwischen die Steuerelektrode 68 und die Quellenelektrode 58 des Transistors 50 gelegt, gelegt und die Steilheit verläuft entsprechend der Kurve 110. Wenn das Signal einen bestimmten Pegel erreicht und die Verzögerung überwunden wird, gelangt eine ins Negative gehende Spannung an die Steuerelektrode 82 des Transistors 52. Die Kurve 114 weicht dann von der Kurve 110 ab und nähert sich der Kennlinie 111. Wenn der Signalpegel weiter ansteigt, werden die Steuerelektrode 68 noch positiver und die Steuerelektrode 82 noch negativer und die Gesamtsteilheit g_m des Verstärkers fällt schneller als bei einer ausschließlichen Regelung des Transistors 50. Wie Fi g. 4 zeigt, resultiert hieraus für den Verstärker der Fig. 3 ein größerer Regelbereich (Änderungsbereich der Steilheit g_m) als für den Verstärker nach Fig. 2.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen 409 542/244

Claims

Patentansprüche:

1. Geregelter Transistorverstärker für hochfrequente Signalspannungen mit zwei Feldeffekttransistoren, die jeweils eine erste und eine zweite Elektrode auf einer Halbleiterunterlage sowie eine vom Substrat isolierte Steuerelektrode aufweisen, wobei der Eingangskreis zwischen der Steuerelektrode und der ersten Elektrode des ersten Transistors liegt und die zweite Elektrode des ersten Transistors mit der ersten Elektrode des zweiten Transistors verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die mit einer Vorspannung beaufschlagte Steuerelektrode (82) des zweiten Transistors (52) mit der ersten Elektrode (58) des ersten Transistors (50) für Signalfrequenzen verbunden ist (über Kondensator 86), und daß eine in üblicher Weise mit der Demodulation (Demodulator 107) erzeugte amplitudenabhängige Regelspannung dem Eingangskreis (102) derart zugeführt wird, daß sich der in dem Stromweg (54) zwischen der ersten und der zweiten Elektrode des ersten Transistors (50) fließende Strom mit steigendem Eingangssignalpegel erhöht.

2. Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Elektrode (62) des zweiten Transistors (52) an einen Ausgangsresonanzkreis (64, 66) angeschlossen ist.

3. Transistorverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Transistor (50, 52) und der Ausgangsresonanzkreis (64, 66) in Reihenschaltung an eine Betriebsspannungsquelle (60) angeschlossen sind.

4. Transistorverstärker nach den Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der negative Pol der Betriebsspannungsquelle (60) mit einem Bezugspotentialpunkt (Masse) verbunden ist und daß die Halbleitersubstrate der Transistoren (50, 52) ebenfalls an das Bezugspotential angeschlossen sind.

5. Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorspannung für die Steuerelektrode (82) des zweiten Transistors (52) eine zweite Regelspannung ist, welche den zwischen der ersten und zweiten Elektrode (84, 82) dieses Transistors fließenden Steuerstrom mit steigendem Eingangssignalpegel herabsetzt, derart zugeführt ist, daß die Regelung des zweiten Transistors (52) gegenüber der Regelung des ersten Transistors (50) verzögert einsetzt.

6. Transistorverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren jeweils eine über der Steuerelektrodenspannung aufgetragene Steilheitskennlinie (g_m = / [U₅,]) haben, die dem Betrag nach von einem Punkt maximaler Steilheit schneller abnimmt, wenn die Steuerspannung an der Steuerelektrode im Sinne steigenden Stromes zwischen der ersten und der zweiten Elektrode zugeführt wird, als wenn bei entsprechenden Steilheitswerten die Steuerspannung der Steuerelektrode im Sinne abnehmenden Stromes zwischen diesen Elektroden zugeführt wird.

Die Erfindung betrifft einen geregelten Transist< verstärker für hochfrequente Signalspannungen π zwei Feldeffekttransistoren, die jeweils eine erste u: eine zweite Elektrode auf einer Halbleiterunterla sowie eine vom Substrat isolierte Steuerelektrode at weisen, wobei der Eingangskreis zwischen der Steue elektrode und der ersten Elektrode des ersten Tram stors liegt und die zweite Elektrode des erstt Transistors mit der ersten Elektrode des zweite

ίο Transistors verbunden ist.

Bei Hochfrequenzverstärkern mit geregelten Tra; sistoren verläuft die Kennlinie im Bereich kleine Kollektorstromes wesentlich stärker gekrümmt als b Röhren im Bereich kleinen Anodenstroms. D Kennlinienkrümmung, bezogen auf die Steuerspar nung, ist in diesem Bereich bei Transistoren wesem lieh größer als bei Röhren, so daß die Regelwirkun innerhalb eines bestimmten - relativ kleinen - Steuer Spannungsbereichs erheblich stärker ist. Die stärker Kennlinienkrümmung hat jedoch den Nachteil, da: bei Hochfrequenzverstärkern ganz erhebliche Kreuz modulationserscheinungen auftreten, die nicht meh tragbar sind.

Demgegenüber liegen die Verhältnisse bei der so genannten Sättigungsregelung eines Transistors gün stiger, da im Bereich hoher Kollektorströme dit Kennlinienkrümmung weniger stark ist, so daß keine derart starken Kreuzmodulationserscheinungen auftreten. Während sich nun ein nach dem Prinzip der Sättigungsregelung in seiner Verstärkung geregelter Transistor günstigere Kreuzmodulationseigenschaften zeigt, hat er den Nachteil, daß mit zunehmendem Kollektorstrom seine Ausgangsimpedanz sinkt, so daß also bei der Regelung der den im Ausgangskreis des Transistors liegende Schwingkraft bedämpfende Ausgangswiderstand des Transistors sich verändert, so daß sich bei der Verstärkungsregelung gleichzeitig die Bandbreite des Verstärkers ändert. Dies ist jedoch durchaus nicht immer erwünscht, da mit der Herunterregelung der Verstärkung der betreffende Empfänger gleichzeitig an Trennschärfe verliert. Zur Vermeidung dieses Nachteils hat man bisher entweder die Selektionskreise nur sehr lose an den betreffenden Transistor angekoppelt, um einen Einfluß von dessen Impedanzänderungen auf die Durchlaßbreite der Selektionsmittel herabzusetzen. Ein anderer bekannter Weg geht ferner dahin, die gesamte Selektion vor den Regeltransistor zu legen, so daß dessen sich verändernde Ausgangsimpedanz sich nicht auf die Selektionsmittel auswirken kann.

Die Aufgabe der Erfindung besteht demgegenüber in der Schaffung eines Transistorverstärkers, welcher die Nachteile der Auswirkungen von Impedanzänderungen bei der Regelung der Transistoren auf die Selektionsmittel vermeidet. Insbesondere soll über den gesamten Regelbereich eine praktisch konstante dynamische Ausgangsimpedanz der Transistorverstärkerstufe erreicht werden, so daß die Abstimmung und die Selektionskurve der nachgeschalteten Resonanzkreise im Regelbereich sich nicht verändert.

Diese Aufgabe wird bei einem geregelten Transistorverstärker für hochfrequente Signalspannungen mit zwei Feldeffekttransistoren, die jeweils eine erste und eine zweite Elektrode auf einer Halbleiterunterlage sowie eine vom Substrat isolierte Steuerelektrode aufweisen, wobei der Eingangskreis zwischen der Steuerelektrode und der ersten Elektrode des ersten Transistors liegt und die zweite Elektrode des ersten