JP2020057934A - 電力増幅回路 - Google Patents

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Abstract

【課題】エンベロープトラッキングを好適に行うことを可能とする。【解決手段】電力増幅回路は、エミッタが共通電位に電気的に接続され、ベースに第１高周波信号が入力され、コレクタから第３高周波信号を出力する、第１トランジスタと、エミッタが共通電位に電気的に接続され、ベースに第２高周波信号が入力され、コレクタから第４高周波信号を出力する、第２トランジスタと、第２トランジスタのコレクタと第１トランジスタのベースとの間に電気的に接続された、第１容量回路と、第１トランジスタのコレクタと第２トランジスタのベースとの間に電気的に接続された、第２容量回路と、を含む。【選択図】図１

Description

本発明は、電力増幅回路に関する。
無線通信端末装置に搭載される電力増幅回路では、電力効率の向上が求められる。電力効率の向上を図る１つの方式として、入力信号の振幅レベルに応じて電力増幅回路の電源電圧を制御する、エンベロープトラッキング方式がある。
下記の特許文献１には、エンベロープトラッキング方式の電力増幅モジュールが記載されている。
国際公開第２０１５／００１８５１号
現在、第２世代移動通信システム（例えば、ＧＳＭ（登録商標））、第３世代移動通信システム（例えば、Ｗ−ＣＤＭＡ、ＵＭＴＳ、ＣＤＭＡ２０００ １ｘ）及び第４世代移動通信システム（例えば、ＬＴＥ（Long Term Evolution）、ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ）が、運用されている。更に、第５世代移動通信システム（５Ｇ）が、実用化されようとしている。第５世代移動通信システムでは、高周波信号の周波数は、３．３ＧＨｚから４．２ＧＨｚ／３．３ＧＨｚから３．８ＧＨｚの３．５ＧＨｚ帯及び４．５ＧＨｚから４．９９ＧＨｚの４．５ＧＨｚ帯が例示される。変調信号の帯域に注目すると、Ｗ−ＣＤＭＡでは、１．２５ＭＨｚ、ＬＴＥでは２０ＭＨｚ、ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅでは、６０ＭＨｚ、５Ｇでは２００ＭＨｚと増加している。従って、変調帯域幅が広がることで、エンベロープトラッカー側の速度が変調帯域幅に追いつかないので、エンベロープトラッカー側を離散的な制御を行う事で、変調帯域幅が広がってもその信号速度まで対応することができる。
ディジタル制御でエンベロープトラッキングを行う電源回路は、高周波信号の変調信号帯域が上記のように高くなると、電力増幅回路の電源電圧を変調信号のエンベロープ信号に追随させることが困難になる。このため、例えば、エンベロープ信号より遅い周期で、階段状（ステップ状）の信号を発生させる方式が検討されている。
電力増幅回路内のトランジスタの利得は、電源電圧依存性がある。従って、電源電圧の波形がステップ状に変化すると、電力増幅回路の利得が、ステップ状に変化してしまう。従って、エンベロープトラッキングの電源がステップ状に変化すると、電力増幅回路は、離散的な利得で増幅してしまうため、アナログ的な滑らかな増幅を行うことができない。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、離散的な電圧を出力するエンベロープトラッキング方式での電力増幅器の連続的な増幅ができることを目的とする。
本発明の一側面の電力増幅回路は、正極性の第１高周波信号及び負極性の第２高周波信号を含む第１高周波差動信号を増幅して、負極性の第３高周波信号及び正極性の第４高周波信号を含む第２高周波差動信号を出力する電力増幅回路であって、エミッタが共通電位に電気的に接続され、ベースに第１高周波信号が入力され、コレクタから第３高周波信号を出力する、第１トランジスタと、エミッタが共通電位に電気的に接続され、ベースに第２高周波信号が入力され、コレクタから第４高周波信号を出力する、第２トランジスタと、第２トランジスタのコレクタと第１トランジスタのベースとの間に電気的に接続された、第１容量回路と、第１トランジスタのコレクタと第２トランジスタのベースとの間に電気的に接続された、第２容量回路と、を含む。
本発明によれば、利得の電源電圧依存性を抑制し、ディジタル方式のエンベロープトラッキングを使用した電力増幅を好適に行うことが可能となる。
第１の実施の形態の電力増幅器の構成を示す図である。 トランジスタの、コレクタ−ベース間電圧と、コレクタ−ベース間容量と、の関係を示す図である。 比較例の電力増幅回路の、高周波信号の電力と、利得と、の関係を示す図である。 比較例の電力増幅回路の、高周波信号の電力と、利得と、の関係を示す図である。 電源電圧の例を示す図である。 比較例の電力増幅回路の、高周波信号の電力と、利得と、の関係を示す図である。 第１の実施の形態の電力増幅回路の、高周波信号の電力と、利得と、の関係を示す図である。 第２の実施の形態の電力増幅器の構成を示す図である。 第３の実施の形態の電力増幅器の構成を示す図である。
以下に、本発明の電力増幅回路の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。各実施の形態は例示であり、異なる実施の形態で示した構成の部分的な置換又は組み合わせが可能であることは言うまでもない。第２の実施の形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点についてのみ説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。
（第１の実施の形態）
図１は、第１の実施の形態の電力増幅器の構成を示す図である。電力増幅器１は、無線周波数の高周波差動信号ＲＦ１を増幅して、無線周波数の高周波差動信号ＲＦ３を出力する。高周波差動信号ＲＦ１は、正極性の高周波信号ＲＦ１Ｐと、負極性の高周波信号ＲＦ１Ｎと、を含む。高周波差動信号ＲＦ３は、正極性の高周波信号ＲＦ３Ｐと、負極性の高周波信号ＲＦ３Ｎと、を含む。
高周波差動信号ＲＦ１が、本開示の「第１高周波差動信号」に対応する。高周波信号ＲＦ１Ｐが、本開示の「第１高周波信号」に対応する。高周波信号ＲＦ１Ｎが、本開示の「第２高周波信号」に対応する。
電力増幅器１は、携帯電話装置で例示される移動体通信装置において、音声、データ等の各種信号を基地局へ送信するために利用可能である。電力増幅器１は、１個の半導体チップ（ダイ）上に形成されても良い。
電力増幅器１は、第１段の電力増幅回路２と、第２段の電力増幅回路３と、を含む。第１の実施の形態では、電力増幅回路の段数を２段としたが、本開示はこれに限定されない。電力増幅回路の段数は、１段であっても良いし、３段以上であっても良い。
電力増幅回路２は、高周波差動信号ＲＦ１を増幅する。そして、電力増幅回路２は、増幅後の高周波差動信号ＲＦ２を電力増幅回路３に出力する。高周波差動信号ＲＦ２は、正極性の高周波信号ＲＦ２Ｐと、負極性の高周波信号ＲＦ２Ｎと、を含む。電力増幅回路３は、高周波差動信号ＲＦ２を増幅する。そして、電力増幅回路３は、増幅後の高周波差動信号ＲＦ３を出力する。
高周波差動信号ＲＦ２が、本開示の「第２高周波差動信号」に対応する。高周波信号ＲＦ２Ｎが、本開示の「第３高周波信号」に対応する。高周波信号ＲＦ２Ｐが、本開示の「第４高周波信号」に対応する。
高周波差動信号ＲＦ１、高周波差動信号ＲＦ２及び高周波差動信号ＲＦ３の周波数は、数百ＭＨｚ（メガヘルツ）から数十ＧＨｚ（ギガヘルツ）程度が例示されるが、本開示はこれに限定されない。
以下、電力増幅回路２の構成を説明する。なお、電力増幅回路３の構成は、電力増幅回路２の構成と同様であるので、説明を省略する。
電力増幅回路２は、差動増幅回路である。電力増幅回路２は、トランジスタＱ１及びＱ２を含む。
トランジスタＱ１が、本開示の「第１トランジスタ」に対応する。トランジスタＱ２が、本開示の「第２トランジスタ」に対応する。
第１の実施の形態では、トランジスタＱ１及びＱ２は、ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（Heterojunction Bipolar Transistor：ＨＢＴ）が例示されるが、本開示はこれに限定されない。トランジスタＱ１及びＱ２は、例えば、電界効果トランジスタ（Field Effect Transistor：ＦＥＴ）であっても良い。トランジスタＱ１及びＱ２は、複数の単位トランジスタ（フィンガーとも言う）を電気的に並列接続した、マルチフィンガートランジスタであっても良い。単位トランジスタとは、トランジスタが構成される最小限の構成を言う。
トランジスタＱ１のエミッタ及びトランジスタＱ２のエミッタは、基準電位に電気的に接続されている。基準電位は接地電位が例示されるが、本開示はこれに限定されない。
トランジスタＱ１は、コレクタ−ベース間容量ＣＣＢ１を有する。コレクタ−ベース間容量ＣＣＢ１は、コレクタ（Ｎ型半導体）とベース（Ｐ型半導体）との間の接合容量である。同様に、トランジスタＱ２は、コレクタ−ベース間容量ＣＣＢ２を有する。
電力増幅回路２は、バイアス回路１１及び１２を含む。バイアス回路１１は、電源電位Ｖｃｃｂの供給を受けて、一定のバイアス電位（バイアス電流）を、トランジスタＱ１のベースに出力する。バイアス回路１２は、電源電位Ｖｃｃｂの供給を受けて、一定のバイアス電位（バイアス電流）を、トランジスタＱ２のベースに出力する。
電力増幅回路２は、チョークインダクタ１３及び１４を含む。トランジスタＱ１のコレクタは、チョークインダクタ１３を介して、電源回路３１に電気的に接続されている。トランジスタＱ２のコレクタは、チョークインダクタ１４を介して、電源回路３１に電気的に接続されている。
チョークインダクタ１３及び１４は、交流電力を通さない機能を担っている。チョークインダクタ１３及び１４は、高周波差動信号ＲＦ１及び高周波差動信号ＲＦ２の周波数帯域に対して、十分に高いインピーダンスを有するものとする。つまり、チョークインダクタ１３及び１４のインピーダンスは、高周波差動信号ＲＦ１及び高周波差動信号ＲＦ２の周波数帯域を考慮するに際して、無視できるものとする。また、チョークインダクタ１３及び１４は、高周波差動信号ＲＦ１及び高周波差動信号ＲＦ２の電源回路３１への漏洩を抑制する。
電源回路３１は、高周波差動信号ＲＦ１の振幅レベルに応じた電源電位ＶＣＣ１を、チョークインダクタ１３を介してトランジスタＱ１のコレクタに出力するとともに、チョークインダクタ１４を介してトランジスタＱ２のコレクタに出力する。
つまり、電源回路３１は、高周波差動信号ＲＦ１の振幅レベルに応じて電力増幅回路２の電源電位ＶＣＣ１を制御することにより電力効率の向上を図るエンベロープトラッキング制御を行う、エンベロープトラッカーである。
電力増幅回路２は、カップリングコンデンサ１５及び１６を含む。カップリングコンデンサ１５の一端は、トランジスタＱ１のベースに電気的に接続されている。トランジスタＱ１のベースには、カップリングコンデンサ１５を介して、正極性の高周波信号ＲＦ１Ｐが入力される。カップリングコンデンサ１６の一端は、トランジスタＱ２のベースに電気的に接続されている。トランジスタＱ２のベースには、カップリングコンデンサ１６を介して、負極性の高周波信号ＲＦ１Ｎが入力される。
トランジスタＱ１及びＱ２の各々は、コレクタ出力のエミッタ接地回路として動作する。従って、トランジスタＱ１は、正極性の高周波信号ＲＦ１Ｐを反転増幅した、負極性の高周波信号ＲＦ２Ｎを、コレクタから出力する。また、トランジスタＱ２は、負極性の高周波信号ＲＦ１Ｎを反転増幅した、正極性の高周波信号ＲＦ２Ｐを、コレクタから出力する。
電力増幅回路２が差動増幅回路であるので、トランジスタＱ１のサイズ（フィンガー数）とトランジスタＱ２のサイズ（フィンガー数）とは同じであることが好ましいが、本開示はこれに限定されない。
電力増幅回路２は、更に、トランジスタＣＰ１及びＣＰ２を含む。
トランジスタＣＰ１のコレクタは、トランジスタＱ２のコレクタに電気的に接続されている。トランジスタＣＰ１のベースは、トランジスタＱ１のベースに電気的に接続されている。
第１の実施の形態では、トランジスタＣＰ１のエミッタは、トランジスタＣＰ１のベース（トランジスタＱ１のベース）に電気的に接続されていることとするが、本開示はこれに限定されない。トランジスタＣＰ１のエミッタは、何処にも接続されず、オープン（フローティング）であっても良い。但し、トランジスタＣＰ１のエミッタがトランジスタＣＰ１のベースに電気的に接続されていれば、トランジスタＣＰ１のエミッタの電位が安定し、ノイズ耐性が高くなり、ノイズを抑制できる。
トランジスタＣＰ２のコレクタは、トランジスタＱ１のコレクタに電気的に接続されている。トランジスタＣＰ２のベースは、トランジスタＱ２のベースに電気的に接続されている。
第１の実施の形態では、トランジスタＣＰ２のエミッタは、トランジスタＣＰ２のベース（トランジスタＱ２のベース）に電気的に接続されていることとするが、本開示はこれに限定されない。トランジスタＣＰ２のエミッタは、何処にも接続されず、オープン（フローティング）であっても良い。但し、トランジスタＣＰ２のエミッタがトランジスタＣＰ２のベースに電気的に接続されていれば、トランジスタＣＰ２のエミッタの電位が安定し、ノイズ耐性が高くなり、ノイズを抑制できる。
つまり、トランジスタＣＰ１及びＣＰ２は、トランジスタＱ１のベースとトランジスタＱ２のコレクタとの間及びトランジスタＱ２のベースとトランジスタＱ１のコレクタとの間を、クロスカップリングする。
トランジスタＣＰ１が、本開示の「第３トランジスタ」及び「第１容量回路」に対応する。トランジスタＣＰ１のコレクタ−ベース間容量値は、トランジスタＱ１とトランジスタＱ２のベース電位が同じ場合、コレクタ−ベース間容量ＣＣＢ２とおよそ同じ値にすることが多い。トランジスタＣＰ２が、本開示の「第４トランジスタ」及び「第２容量回路」に対応する。トランジスタＣＰ２のコレクタ−ベース間容量値は、トランジスタＱ１とトランジスタＱ２のベース電位が同じ場合、コレクタ−ベース間容量ＣＣＢ１とおよそ同じ値とすることが多い。
トランジスタＣＰ１及びＣＰ２の作用について説明するに先立って、比較例について説明する。比較例の一例として、電力増幅回路２及び３がトランジスタＣＰ１及びＣＰ２を含まない場合を想定する。
図２は、トランジスタの、コレクタ−ベース間電圧と、コレクタ−ベース間容量と、の関係を示す図である。図２の波形４１に示すように、トランジスタのコレクタ−ベース間容量は、コレクタ−ベース間電圧が高くなるほど小さくなり、コレクタ−ベース間電圧が低くなるほど大きくなるように、非線形に変化する。
コレクタから出力される出力信号は、コレクタ−ベース間容量を介して、ベースに帰還される。ここで、エミッタ接地回路は、反転増幅回路である。つまり、コレクタから出力される出力信号の電圧の極性は、ベースに入力される入力信号の電圧の極性に対して、反転する。従って、コレクタ−ベース間容量は、負帰還作用を有し、利得を低下させる作用を有する。負帰還の強さ（利得の低下度合い）は、コレクタ−ベース間容量が大きいほど（コレクタ−ベース間電圧が低いほど）強く、コレクタ−ベース間容量が小さいほど（コレクタ−ベース間電圧が高いほど）弱い。つまり、電力増幅回路の利得は、電源電圧依存性が強い。
図３は、比較例の電力増幅回路の、高周波信号の電力と、利得と、の関係を示す図である。波形５１は、コレクタ−ベース間電圧が第１電圧Ｖ１の場合の、高周波信号の電力と、利得と、の関係を示す。波形５２は、コレクタ−ベース間電圧が第２電圧Ｖ２（Ｖ１＜Ｖ２）の場合の、高周波信号の電力と、利得と、の関係を示す。波形５３は、コレクタ−ベース間電圧が第３電圧Ｖ３（Ｖ２＜Ｖ３）の場合の、高周波信号の電力と、利得と、の関係を示す。波形５４は、コレクタ−ベース間電圧が第４電圧Ｖ４（Ｖ３＜Ｖ４）の場合の、高周波信号の電力と、利得と、の関係を示す。波形５５は、コレクタ−ベース間電圧が第５電圧Ｖ５（Ｖ４＜Ｖ５）の場合の、高周波信号の電力と、利得と、の関係を示す。波形５６は、コレクタ−ベース間電圧が第６電圧Ｖ６（Ｖ５＜Ｖ６）の場合の、高周波信号の電力と、利得と、の関係を示す。
先に説明したように、負帰還の強さ（利得の低下度合い）は、コレクタ−ベース間容量が大きいほど（コレクタ−ベース間電圧が低いほど）強く、コレクタ−ベース間容量が小さいほど（コレクタ−ベース間電圧が高いほど）弱い。従って、図３に示すように、コレクタ−ベース間電圧が低いほど、利得が低くなり、コレクタ−ベース間電圧が高いほど、利得が高くなる。
図４は、比較例の電力増幅回路の、高周波信号の電力と、利得と、の関係を示す図である。もし、仮に、エンベロープトラッカーである電源回路３１が、コレクタ−ベース間電圧を、Ｖ２からＶ６まで滑らか（連続的、アナログ的）に変化させることができれば、波形６１に示すように、電力増幅回路の利得を一定にすることができる。
しかしながら、電源回路３１は、高周波信号の変調信号帯域が高くなると、電力増幅回路の電源電圧を滑らかに制御することができなくなる。つまり、電源電圧の波形が、階段状（ステップ状、離散的）に変化してしまう。
図５は、電源電圧の例を示す図である。波形７１は、高周波信号を示す。波形７２は、電源電圧の一例を示す。波形７３は、電源電圧の他の一例を示す。
ディジタル制御でエンベロープトラッキングを行う電源回路３１は、高周波信号の変調信号帯域が高くなると、電力増幅回路の電源電圧を滑らかに制御することができなくなる。つまり、波形７２又は７３に示すように、電源電圧の波形が、階段状（ステップ状、離散的）に変化してしまう。
利得の電源電圧依存性が強いと、波形７２又は７３に含まれる高調波成分（高周波成分）が、高周波信号の帯域に変調され、高周波出力信号に重畳されてしまう。
図６は、比較例の電力増幅回路の、高周波信号の電力と、利得と、の関係を示す図である。電源回路３１が、コレクタ−ベース間電圧を、Ｖ２→Ｖ３→Ｖ４→Ｖ５→Ｖ６と階段状（ステップ状、離散的）に変化させると、波形８１に示すように、電力増幅回路の利得が、大きく変動する。例えば、高周波信号の電力がＰ１のときに、電源回路３１が、コレクタ−ベース間電圧をＶ２からＶ３に変化させると、矢印８２で示すように、電力増幅回路の利得の変化量は大きい。つまり、電力増幅回路は、線形増幅を行うことができない。
ここで、再び図１を参照すると、第１の実施の形態の電力増幅回路２は、トランジスタＣＰ１及びＣＰ２を有する。
トランジスタＣＰ１のコレクタは、トランジスタＱ２のコレクタに電気的に接続され、トランジスタＣＰ１のベースは、トランジスタＱ１のベースに電気的に接続されている。従って、高周波信号ＲＦ２Ｐは、トランジスタＣＰ１のコレクタ−ベース間容量を介して、トランジスタＱ１のベースに帰還される。ここで、トランジスタＱ２のコレクタから出力される高周波信号ＲＦ２Ｐの電圧の極性は、トランジスタＱ１のベースに入力される高周波信号ＲＦ１Ｐの電圧の極性と、同極性である。従って、トランジスタＣＰ１のコレクタ−ベース間容量は、正帰還作用を有し、トランジスタＱ１の利得を上昇させる作用を有する。
トランジスタＣＰ１のコレクタ−ベース間容量は、トランジスタＱ１のコレクタ−ベース間容量ＣＣＢ１と実質的に同じであることが好ましい。即ち、トランジスタＣＰ１のサイズ（フィンガー数）は、トランジスタＱ１のサイズ（フィンガー数）と同じであることが好ましい。これにより、トランジスタＣＰ１のコレクタ−ベース間容量の正帰還作用による電圧上昇量は、トランジスタＱ１のコレクタ−ベース間容量ＣＣＢ１の負帰還作用による電圧低下量と実質的に同じになる。但し、本開示はこれに限定されない。
同様に、トランジスタＣＰ２のコレクタは、トランジスタＱ１のコレクタに電気的に接続され、トランジスタＣＰ２のベースは、トランジスタＱ２のベースに電気的に接続されている。従って、高周波信号ＲＦ２Ｎは、トランジスタＣＰ２のコレクタ−ベース間容量を介して、トランジスタＱ２のベースに帰還される。ここで、トランジスタＱ１のコレクタから出力される高周波信号ＲＦ２Ｎの電圧の極性は、トランジスタＱ２のベースに入力される高周波信号ＲＦ１Ｎの電圧の極性と、同極性である。従って、トランジスタＣＰ２のコレクタ−ベース間容量は、正帰還作用を有し、トランジスタＱ２の利得を上昇させる作用を有する。
トランジスタＣＰ２のコレクタ−ベース間容量は、トランジスタＱ２のコレクタ−ベース間容量ＣＣＢ２と実質的に同じであることが好ましい。即ち、トランジスタＣＰ２のサイズ（フィンガー数）は、トランジスタＱ２のサイズ（フィンガー数）と同じであることが好ましい。これにより、トランジスタＣＰ２のコレクタ−ベース間容量の正帰還作用による電圧上昇量は、トランジスタＱ２のコレクタ−ベース間容量ＣＣＢ２の負帰還作用による電圧低下量と実質的に同じになる。但し、本開示はこれに限定されない。
例えば、高周波差動信号ＲＦ１及びＲＦ２の電圧振幅が小さい場合は、トランジスタＱ１のコレクタ−ベース間容量ＣＣＢ１と、トランジスタＣＰ１のコレクタ−ベース間容量と、は、実質的に同じになる。また、トランジスタＱ１のコレクタ電位と、トランジスタＱ２のコレクタ電位と、は、実質的に同じになる。また、トランジスタＱ１のベース電位と、トランジスタＱ２のベース電位と、は、実質的に同じになる。従って、トランジスタＱ１のコレクタ−ベース間容量ＣＣＢ１の負帰還作用による電圧低下量と、トランジスタＣＰ１のコレクタ−ベース間容量の正帰還作用による電圧上昇量と、は、実質的に同じになる。これにより、トランジスタＱ１のコレクタ−ベース間容量ＣＣＢ１の負帰還作用による電圧低下量は、トランジスタＣＰ１のコレクタ−ベース間容量の正帰還作用による電圧上昇量により、相殺される。
図７は、第１の実施の形態の電力増幅回路の、高周波信号の電力と、利得と、の関係を示す図である。波形９１は、トランジスタＱ１及びＱ２のコレクタ−ベース間電圧が第１電圧Ｖ１の場合の、高周波信号の電力と、利得と、の関係を示す。波形９２は、トランジスタＱ１及びＱ２のコレクタ−ベース間電圧が第２電圧Ｖ２の場合の、高周波信号の電力と、利得と、の関係を示す。波形９３は、トランジスタＱ１及びＱ２のコレクタ−ベース間電圧が第３電圧Ｖ３の場合の、高周波信号の電力と、利得と、の関係を示す。波形９４は、トランジスタＱ１及びＱ２のコレクタ−ベース間電圧が第４電圧Ｖ４の場合の、高周波信号の電力と、利得と、の関係を示す。波形９５は、トランジスタＱ１及びＱ２のコレクタ−ベース間電圧が第５電圧Ｖ５の場合の、高周波信号の電力と、利得と、の関係を示す。波形９６は、トランジスタＱ１及びＱ２のコレクタ−ベース間電圧が第６電圧Ｖ６の場合の、高周波信号の電力と、利得と、の関係を示す。
電力増幅回路２では、トランジスタＱ１のコレクタ−ベース間容量ＣＣＢ１の負帰還作用による電圧低下量は、トランジスタＣＰ１のコレクタ−ベース間容量の正帰還作用による電圧上昇量により、相殺される。同様に、トランジスタＱ２のコレクタ−ベース間容量ＣＣＢ２の負帰還作用による電圧低下量は、トランジスタＣＰ２のコレクタ−ベース間容量の正帰還作用による電圧上昇量により、相殺される。従って、電力増幅回路２では、トランジスタＱ１及びＱ２のコレクタ−ベース間電圧が変化しても、利得の低下が抑制される。つまり、電力増幅回路の利得は、電源電圧依存性が弱い。
電力増幅回路２では、利得の電源電圧依存性が弱い。従って、電力増幅回路２は、波形７２又は７３（図５参照）に含まれる高調波成分（高周波成分）が高周波信号の帯域に変調されることを抑制することができ、高周波出力信号に重畳されることを抑制することができる。
また、電源回路３１が、コレクタ−ベース間電圧を、Ｖ２→Ｖ３→Ｖ４→Ｖ５→Ｖ６と階段状（ステップ状、離散的）に変化させても、電力増幅回路２は、波形１０１に示すように、利得の変動を抑制することができる。例えば、高周波信号の電力がＰ１のときに、電源回路３１が、コレクタ−ベース間電圧をＶ２からＶ４に変化させても、矢印１０２で示すように、電力増幅回路の利得の変化量は、矢印８２（図６参照）よりも抑制される。これにより、電力増幅回路２は、非線形性を抑制することができ、線形性を高めることができる。
以上説明したように、電力増幅回路２は、トランジスタＣＰ１及びＣＰ２を備えることにより、利得の電源電圧依存性を弱めることができる。
これにより、電力増幅回路２は、電源電圧（図５の波形７２及び７３参照）の高調波が高周波信号の帯域に変調されることを抑制することができ、高周波信号に重畳されることを抑制することができる。
また、電力増幅回路２は、電源回路３１がコレクタ−ベース間電圧を階段状（ステップ状、離散的）に変化させても、利得の変動を抑制することができる。これにより、電力増幅回路２は、非線形性を抑制することができ、線形性を高めることができる。
これにより、電力増幅回路２は、エンベロープトラッキングを好適に行うことができる。
（第２の実施の形態）
図８は、第２の実施の形態の電力増幅器の構成を示す図である。電力増幅器１Ａは、電力増幅回路２Ａ及び３Ａを含む。電力増幅回路２Ａは、電力増幅回路２と比較して、コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３及びＣ４を、更に含む。電力増幅回路３Ａの回路構成は、電力増幅回路２Ａの回路構成と同様であるので、説明を省略する。
コンデンサＣ１が、本開示の「第１コンデンサ」に対応する。コンデンサＣ２が、本開示の「第２コンデンサ」に対応する。
コンデンサＣ３が、本開示の「第３コンデンサ」に対応する。トランジスタＣＰ１とコンデンサＣ３との並列接続回路が、本開示の「第１容量回路」に対応する。
コンデンサＣ４が、本開示の「第４コンデンサ」に対応する。トランジスタＣＰ２とコンデンサＣ４との並列接続回路が、本開示の「第２容量回路」に対応する。
コンデンサＣ１は、トランジスタＱ１のコレクタと、トランジスタＱ１のベースと、の間に電気的に接続されている。つまり、コンデンサＣ１は、トランジスタＱ１のコレクタ−ベース間容量ＣＣＢ１と並列接続されている。従って、トランジスタＱ１のコレクタ−ベース間の総容量は、コンデンサＣ１と、コレクタ−ベース間容量ＣＣＢ１と、の和である。
トランジスタＱ１のコレクタ−ベース間容量ＣＣＢ１が非線形の容量であるのに対して、コンデンサＣ１は、線形の容量である。従って、トランジスタＱ１のコレクタ−ベース間の総容量は、非線形性が抑制され、線形性が高められる。
トランジスタＱ１のコレクタ−ベース間の総容量の非線形性を抑制する観点からは、コンデンサＣ１の容量を大きくすることが好ましい。但し、コンデンサＣ１の容量を大きくし過ぎると、電力増幅回路２Ａの周波数特性の低下等を招く可能性がある。従って、コンデンサＣ１の容量は、電力増幅回路２Ａの周波数特性の低下等が許容できる範囲内で、できるだけ大きくすることが好ましい。但し、本開示はこれに限定されない。
コンデンサＣ１が設けられたことに対応して、コンデンサＣ３が、トランジスタＱ２のコレクタと、トランジスタＱ１のベースと、の間に電気的に接続されている。つまり、コンデンサＣ３は、トランジスタＣＰ１のコレクタ−ベース間容量と並列接続されている。従って、トランジスタＱ２のコレクタと、トランジスタＱ１のベースと、の間の総容量は、コンデンサＣ３と、トランジスタＣＰ１のコレクタ−ベース間容量と、の和である。
トランジスタＣＰ１のコレクタ−ベース間容量が非線形の容量であるのに対して、コンデンサＣ３は、線形の容量である。従って、トランジスタＱ２のコレクタとトランジスタＱ１のベースとの間の総容量は、非線形性が抑制され、線形性が高められる。
コンデンサＣ３の容量は、コンデンサＣ１の容量と実質的に同じであることが好ましい。これにより、トランジスタＱ１のコレクタ−ベース間の総容量の負帰還作用による電圧低下量は、トランジスタＱ２のコレクタとトランジスタＱ１のベースとの間の総容量の正帰還作用による電圧上昇量により、相殺される。但し、本開示はこれに限定されない。
同様に、コンデンサＣ２は、トランジスタＱ２のコレクタと、トランジスタＱ２のベースと、の間に電気的に接続されている。つまり、コンデンサＣ２は、トランジスタＱ２のコレクタ−ベース間容量ＣＣＢ２と並列接続されている。従って、トランジスタＱ２のコレクタ−ベース間の総容量は、コンデンサＣ２と、コレクタ−ベース間容量ＣＣＢ２と、の和である。
トランジスタＱ２のコレクタ−ベース間容量ＣＣＢ２が非線形の容量であるのに対して、コンデンサＣ２は、線形の容量である。従って、トランジスタＱ２のコレクタ−ベース間の総容量は、非線形性が抑制され、線形性が高められる。
トランジスタＱ２のコレクタ−ベース間の総容量の非線形性を抑制する観点からは、コンデンサＣ２の容量を大きくすることが好ましい。但し、コンデンサＣ２の容量を大きくし過ぎると、電力増幅回路２Ａの周波数特性の低下等を招く可能性がある。従って、コンデンサＣ２の容量は、電力増幅回路２Ａの周波数特性の低下等が許容できる範囲内で、できるだけ大きくすることが好ましい。但し、本開示はこれに限定されない。
コンデンサＣ２が設けられたことに対応して、コンデンサＣ４が、トランジスタＱ１のコレクタと、トランジスタＱ２のベースと、の間に電気的に接続されている。つまり、コンデンサＣ４は、トランジスタＣＰ２のコレクタ−ベース間容量と並列接続されている。従って、トランジスタＱ１のコレクタと、トランジスタＱ２のベースと、の間の総容量は、コンデンサＣ４と、トランジスタＣＰ２のコレクタ−ベース間容量と、の和である。
トランジスタＣＰ２のコレクタ−ベース間容量が非線形の容量であるのに対して、コンデンサＣ４は、線形の容量である。従って、トランジスタＱ１のコレクタとトランジスタＱ２のベースとの間の総容量は、非線形性が抑制され、線形性が高められる。
コンデンサＣ４の容量は、コンデンサＣ２の容量と実質的に同じであることが好ましい。これにより、トランジスタＱ２のコレクタ−ベース間の総容量の負帰還作用による電圧低下量は、トランジスタＱ１のコレクタとトランジスタＱ２のベースとの間の総容量の正帰還作用による電圧上昇量により、相殺される。但し、本開示はこれに限定されない。
以上説明したように、電力増幅回路２Ａは、各部の容量の非線形性が抑制され、線形性が高められているので、より好適に増幅を行うことができる。これにより、電力増幅回路２Ａは、エンベロープトラッキングをより好適に行うことができる。
（第３の実施の形態）
図９は、第３の実施の形態の電力増幅器の構成を示す図である。電力増幅器１Ｂは、電力増幅回路２Ｂ及び３Ｂを含む。電力増幅回路２Ｂは、電力増幅回路２Ａと比較して、トランジスタＣＰ１及びＣＰ２を含んでいない。電力増幅回路３Ｂの回路構成は、電力増幅回路２Ｂの回路構成と同様であるので、説明を省略する。
コンデンサＣ１が、本開示の「第１コンデンサ」に対応する。コンデンサＣ２が、本開示の「第２コンデンサ」に対応する。コンデンサＣ３が、本開示の「第３コンデンサ」及び「第１容量回路」に対応する。コンデンサＣ４が、本開示の「第４コンデンサ」及び「第２容量回路」に対応する。
トランジスタＱ１のコレクタ−ベース間の総容量の負帰還作用による電圧低下量は、トランジスタＱ２のコレクタとトランジスタＱ１のベースとの間の総容量の正帰還作用による電圧上昇量により、概ね打ち消されれば、完全に相殺されなくても良いと考えることもできる。この観点から、電力増幅回路２Ｂは、トランジスタＣＰ１を含んでいない。
コンデンサＣ３の容量は、トランジスタＱ１のコレクタ−ベース間の総容量と同じであることが好ましい。但し、トランジスタＱ１のコレクタ−ベース間の総容量が非線形であるのに対して、コンデンサＣ３の容量は、線形である。従って、コンデンサＣ３の容量を、トランジスタＱ１のコレクタ−ベース間の総容量と完全に同じにすることはできない。そこで、コンデンサＣ３の容量は、トランジスタＱ１のコレクタ−ベース間の電圧変動範囲内において、トランジスタＱ１のコレクタ−ベース間の総容量と概ね同じであることが好ましい。つまり、コンデンサＣ３の容量は、トランジスタＱ１のコレクタ−ベース間の電圧変動範囲内において、コンデンサＣ１の容量と、トランジスタＱ１のコレクタ−ベース間容量ＣＣＢ１と、の和であることが好ましい。但し、本開示はこれに限定されない。
同様に、トランジスタＱ２のコレクタ−ベース間の総容量の負帰還作用による電圧低下量は、トランジスタＱ１のコレクタとトランジスタＱ２のベースとの間の総容量の正帰還作用による電圧上昇量により、概ね打ち消されれば、完全に相殺されなくても良いと考えることもできる。この観点から、電力増幅回路２Ｂは、トランジスタＣＰ２を含んでいない。
コンデンサＣ４の容量は、トランジスタＱ２のコレクタ−ベース間の総容量と同じであることが好ましい。但し、トランジスタＱ２のコレクタ−ベース間の総容量が非線形であるのに対して、コンデンサＣ４の容量は、線形である。従って、コンデンサＣ４の容量を、トランジスタＱ２のコレクタ−ベース間の総容量と完全に同じにすることはできない。そこで、コンデンサＣ４の容量は、トランジスタＱ２のコレクタ−ベース間の電圧変動範囲内において、トランジスタＱ２のコレクタ−ベース間の総容量と概ね同じであることが好ましい。つまり、コンデンサＣ４の容量は、トランジスタＱ２のコレクタ−ベース間の電圧変動範囲内において、コンデンサＣ２の容量と、トランジスタＱ２のコレクタ−ベース間容量ＣＣＢ２と、の和であることが好ましい。但し、本開示はこれに限定されない。
以上説明したように、電力増幅回路２Ｂは、電力増幅回路２Ａと比較して、素子数を削減することができる。これにより、電力増幅回路２Ｂは、電力増幅回路２Ａと比較して、回路規模を抑制することができる。
なお、上記した実施の形態は、本発明の理解を容易にするためのものであり、本発明を限定して解釈するためのものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更／改良され得るとともに、本発明にはその等価物も含まれる。
１、１Ａ、１Ｂ 電力増幅器
２、２Ａ、２Ｂ、３、３Ａ、３Ｂ 電力増幅回路
１１、１２ バイアス回路
１３、１４ チョークインダクタ
１５、１６ カップリングコンデンサ
３１ 電源回路
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４ コンデンサ
ＣＰ１、ＣＰ２、Ｑ１、Ｑ２ トランジスタ

Claims (7)

  1. 正極性の第１高周波信号及び負極性の第２高周波信号を含む第１高周波差動信号を増幅して、負極性の第３高周波信号及び正極性の第４高周波信号を含む第２高周波差動信号を出力する電力増幅回路であって、
    エミッタが共通電位に電気的に接続され、ベースに前記第１高周波信号が入力され、コレクタから前記第３高周波信号を出力する、第１トランジスタと、
    エミッタが共通電位に電気的に接続され、ベースに前記第２高周波信号が入力され、コレクタから前記第４高周波信号を出力する、第２トランジスタと、
    前記第２トランジスタのコレクタと前記第１トランジスタのベースとの間に電気的に接続された、第１容量回路と、
    前記第１トランジスタのコレクタと前記第２トランジスタのベースとの間に電気的に接続された、第２容量回路と、
    を含む、
    電力増幅回路。
  2. 請求項１に記載の電力増幅回路であって、
    前記第１容量回路は、コレクタが前記第２トランジスタのコレクタに電気的に接続され、ベースが前記第１トランジスタのベースに電気的に接続された、第３トランジスタを含み、
    前記第２容量回路は、コレクタが前記第１トランジスタのコレクタに電気的に接続され、ベースが前記第２トランジスタのベースに電気的に接続された、第４トランジスタを含む、
    電力増幅回路。
  3. 請求項２に記載の電力増幅回路であって、
    前記第１トランジスタのコレクタとベースとの間に電気的に接続された、第１コンデンサと、
    前記第２トランジスタのコレクタとベースとの間に電気的に接続された、第２コンデンサと、
    を更に含み、
    前記第１容量回路は、前記第２トランジスタのコレクタと前記第１トランジスタのベースとの間に電気的に接続された、第３コンデンサを更に含み、
    前記第２容量回路は、前記第１トランジスタのコレクタと前記第２トランジスタのベースとの間に電気的に接続された、第４コンデンサを更に含む、
    電力増幅回路。
  4. 請求項２又は３に記載の電力増幅回路であって、
    前記第３トランジスタのコレクタ−ベース間容量は、前記第１トランジスタのコレクタ−ベース間容量と実質的に同じであり、
    前記第４トランジスタのコレクタ−ベース間容量は、前記第２トランジスタのコレクタ−ベース間容量と実質的に同じである、
    電力増幅回路。
  5. 請求項２から４のいずれか１項に記載の電力増幅回路であって、
    前記第３トランジスタのエミッタは、前記第３トランジスタのベースに電気的に接続され、
    前記第４トランジスタのエミッタは、前記第４トランジスタのベースに電気的に接続されている、
    電力増幅回路。
  6. 請求項１に記載の電力増幅回路であって、
    前記第１トランジスタのコレクタとベースとの間に電気的に接続された、第１コンデンサと、
    前記第２トランジスタのコレクタとベースとの間に電気的に接続された、第２コンデンサと、
    を更に含み、
    前記第１容量回路は、前記第２トランジスタのコレクタと前記第１トランジスタのベースとの間に電気的に接続された、第３コンデンサを含み、
    前記第２容量回路は、前記第１トランジスタのコレクタと前記第２トランジスタのベースとの間に電気的に接続された、第４コンデンサを含む、
    電力増幅回路。
  7. 請求項３又は６に記載の電力増幅回路であって、
    前記第３コンデンサの容量は、前記第１コンデンサの容量と実質的に同じであり、
    前記第４コンデンサの容量は、前記第２コンデンサの容量と実質的に同じである、
    電力増幅回路。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2021030727A (ja) * 2019-08-27 2021-03-01 キヤノン株式会社 液体補充システム
US11298945B2 (en) 2019-08-27 2022-04-12 Canon Kabushiki Kaisha Liquid replenishing system

Family Cites Families (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6690231B1 (en) 2002-04-22 2004-02-10 Ralink Technology, Inc. Gain stage that minimizes the miller effect
JP2005012770A (ja) 2003-05-22 2005-01-13 Matsushita Electric Ind Co Ltd 高周波差動回路、差動増幅器、差動ミキサ、差動発振器、およびそれらを用いた無線回路
JP2005124175A (ja) 2003-09-24 2005-05-12 Matsushita Electric Ind Co Ltd 増幅装置および周波数変換装置
US7256646B2 (en) * 2005-06-21 2007-08-14 Seiko Epson Corporation Neutralization techniques for differential low noise amplifiers
KR100744148B1 (ko) * 2006-08-25 2007-08-01 삼성전자주식회사 안정적인 감지 증폭 동작을 수행하는 감지 증폭기 및 이를구비하는 입출력 감지 증폭 장치
US7495515B1 (en) * 2007-08-24 2009-02-24 Freescale Semiconductor, Inc. Low-noise amplifier
US7646219B2 (en) * 2008-06-05 2010-01-12 Texas Instruments Incorporated Translator circuit having internal positive feedback
CN102257726B (zh) * 2008-10-17 2015-08-26 特里奎恩特半导体公司 用于宽带放大器线性化的装置和方法
JP5228017B2 (ja) * 2010-09-16 2013-07-03 株式会社東芝 高周波差動増幅回路
US9413301B2 (en) * 2012-02-01 2016-08-09 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Noise canceling low-noise amplifier
CN103259553A (zh) * 2012-02-17 2013-08-21 Imec公司 一种用于无线电设备的前端系统
CN105324936B (zh) 2013-07-04 2018-02-23 株式会社村田制作所 功率放大模块
US9490759B2 (en) * 2014-05-27 2016-11-08 Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. Neutralization of parasitic capacitance using MOS device
US20170373647A1 (en) * 2015-02-19 2017-12-28 Northeastern University Linearity Enhancement Method For Low-Power Low-Noise Amplifiers Biased In The Subthreshold Region
US9413309B1 (en) * 2015-03-25 2016-08-09 Analog Devices Global Apparatus and methods for a cascode amplifier topology for millimeter-wave power application
JP6662072B2 (ja) 2016-02-04 2020-03-11 富士通株式会社 増幅器
US10218310B2 (en) * 2016-09-09 2019-02-26 Skyworks Solutions, Inc. Power amplifier systems with differential ground
CN106571780B (zh) * 2016-11-17 2019-11-15 锐迪科微电子（上海）有限公司 一种自适应偏置的射频功率放大器
JP2018085689A (ja) * 2016-11-25 2018-05-31 株式会社村田製作所 電力増幅回路
JP6680235B2 (ja) * 2017-02-09 2020-04-15 株式会社村田製作所 電力増幅回路および高周波モジュール
US10153739B2 (en) * 2017-03-21 2018-12-11 Panasonic Corporation Power amplification division circuit and multi-stage type power amplification division circuit
JP2020136902A (ja) * 2019-02-19 2020-08-31 キオクシア株式会社 半導体装置及びメモリシステム
US11073857B1 (en) * 2020-09-30 2021-07-27 Nxp B.V. Maximum voltage selector for power management applications

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2021030727A (ja) * 2019-08-27 2021-03-01 キヤノン株式会社 液体補充システム
US11298945B2 (en) 2019-08-27 2022-04-12 Canon Kabushiki Kaisha Liquid replenishing system

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