CN105324936B - 功率放大模块 - Google Patents

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Abstract

本发明对与多个频带对应的功率放大模块中采用包络跟踪方式的情况下的功率效率进行改善。功率放大模块包括多个功率放大电路，该功率放大电路包括：第一变压器，该第一变压器包含被输入无线频率信号的第一输入侧绕组，以及与第一输入侧绕组电磁耦合的第一输出侧绕组；第一差分放大电路，该第一差分放大电路包含其控制电极被输入从第一输出侧绕组的一端输出的第一无线频率信号的第一晶体管，以及其控制电极被输入从第一输出侧绕组的另一端输出的第二无线频率信号的第二晶体管，该第一差分放大电路输出将第一以及第二无线频率信号的差放大后得到的第一放大信号；以及第二变压器，该第二变压器包含向第一差分放大电路提供根据无线频率信号的振幅变动的电源电压，并且被输入第一放大信号的第二输入侧绕组，以及与第二输入侧绕组电磁耦合的第二输出侧绕组。

Description

功率放大模块
技术领域
本发明涉及功率放大模块。
背景技术
移动电话等移动体通信机中，为了放大向基站发送的信号的功率采用功率放大电路(功率放大器电路)。近年，移动电话中采用高速的数据通信的标准，即HSUPA(High SpeedUplink Packet Access：高速上行分组接入)或LTE(Long Term Evolution：长期演进)、LTE-Advanced(长期演进-高级)等调制方式。像这样的通信标准中，为了提高通信速度，减小相位、振幅的偏差尤为重要。即，在功率放大电路中要求高线形性。另外，像这样的通信标准中，为了提高通信速度，增大信号的振幅的变化范围(动态范围)的情况较多。并且，为了在动态范围较大的情况下也提高线形性，需要较高的电源电压，功率放大电路中有耗电量增大的倾向。
另一方面，移动电话中，为了延长能进行通话或通信的时间，要求降低耗电量。例如，专利文献1中，公开了一种包络跟踪方式，其通过根据输入的调制信号的振幅电平控制功率放大电路的电源电压，从而实现功率效率的提高。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开2012-4821号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
近年，要求一个功率放大模块与多个频带对应。像这样的功率放大模块包含分别与不同的频带对应的多个功率放大电路而构成。像这样与多个频带对应的功率放大模块中，采用包络跟踪方式的情况下，考虑进行包络跟踪控制的电源电路与多个功率放大电路连接而构成。
在此，在功率放大电路的电源线上，为了抑制高频信号对电源的影响，一般采用设置有退耦用的电容器的结构。像这样的结构的情况下，与多个频带对应的功率放大模块中，一般电源电路与多个退耦用的电容器连接。由于与电源电路连接的多个退耦用的电容器反复充放电，因此利用包络跟踪进行的电源电压的控制变缓慢。由此，采用包络跟踪方式改善功率效率的效果降低。
本发明是鉴于上述情况完成的，其目的在于在与多个频带对应的功率放大模块中对采用包络跟踪方式的情况下的功率效率进行改善。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明的一个侧面涉及的功率放大模块包括多个功率放大电路，该功率放大电路包括：第一变压器，该第一变压器包含被输入无线频率信号的第一输入侧绕组，以及与第一输入侧绕组电磁耦合的第一输出侧绕组；第一差分放大电路，该第一差分放大电路包含其控制电极被输入从第一输出侧绕组的一端输出的第一无线频率信号的第一晶体管，以及其控制电极被输入从第一输出侧绕组的另一端输出的第二无线频率信号的第二晶体管，该第一差分放大电路输出将第一以及第二无线频率信号的差放大后得到的第一放大信号；以及第二变压器，该第二变压器包含向第一差分放大电路提供根据无线频率信号的振幅变动的电源电压、并且被输入第一放大信号的第二输入侧绕组，以及与第二输入侧绕组电磁耦合的第二输出侧绕组。
发明效果
根据本发明，能在与多个频带对应的功率放大模块中对采用包络跟踪方式的情况的电力效率进行改善。
附图说明
图1是表示本发明的一个实施方式即包含功率放大模块的发送单元的结构例的图。
图2是表示多个功率放大电路与电源电路星形连接的结构的一例的图。
图3是表示RF部的结构的一例的图。
图4是表示利用固定的电源电压进行功率放大的情况下的功率损耗的一例的图。
图5是表示利用包络跟踪、采用可变的电源电压进行功率放大的情况下的功率损耗的一例的图。
图6是表示功率放大电路的结构的一例的图。
图7A是表示没有虚设晶体管的情况的模拟结果的图线。
图7B是表示使虚设晶体管的尺寸为构成差分放大电路的晶体管的尺寸的1/2的情况下的模拟结果的图线。
图7C是表示使虚设晶体管的尺寸为构成差分放大电路的晶体管的尺寸的3/4的情况下的模拟结果的图线。
图7D是表示使虚设晶体管的尺寸与构成差分放大电路的晶体管的尺寸相同的情况下的模拟结果的图线。
图8是表示利用了MOSFET的情况下的功率放大电路的结构的一例的图。
图9是表示功率放大电路中为了抑制增益变动追加了电容器的结构的一例的图。
图10是表示确认电容器的追加所产生的增益变动的抑制效果的模拟结果的图线。
图11是表示两级结构的功率放大电路的结构的一例的图。
图12是表示垂直层叠结构的功率放大电路的结构的一例的图。
具体实施方式
下面，参照附图对本发明的一个实施方式进行说明。图1是表示本发明的一个实施方式即包含功率放大模块的发送单元的结构例的图。发送单元100被用于例如在移动电话等移动通信设备中将声音、数据等各种信号发送至基站。本实施方式的发送单元100在无线频率(RF：Radio Frequency)中与多个频带对应。另外，虽然移动通信设备还包括用于接收来自基站的信号的接收单元，但在这里省略说明。
如图1所示，发送单元100包含基带部110、RF部111、电源电路112、功率放大模块113、前端部114以及天线115而构成。
基带部110基于HSUPA或LTE等调制方式，调制声音、数据等输入信号，输出调制信号。本实施方式中，从基带部1100输出的调制信号将振幅以及相位以在IQ平面上表示的IQ信号(I信号以及Q信号)的形式输出。IQ信号的频率为例如从数MHz到数10MHz左右。
RF部111由从基带部110输出的IQ信号生成用于进行无线发送的RF信号。RF信号例如从数百MHz到数GHz左右。另外，RF部111基于IQ信号检测调制信号的振幅电平，对电源电路112输出电源电压控制信号，使提供至功率放大模块113的电源电压VCC为与RF信号的振幅电平对应的电平。即，RF部111为了进行包络跟踪输出电源电压控制信号。
另外，RF部111中，可以不进行从IQ信号向RF信号的直接转换，而是将IQ信号转换为中间频率(IF：Intermediate Frequency)信号，再从IF信号生成RF信号。
电源电路112生成电平与从RF部111输出的电源电压控制信号相对应的电源电压VCC，提供至功率放大模块113。电源电路112例如能包含生成电平与电源电压控制信号相对应的电源电压VCC的DC-DC转换器。
功率放大模块113将从RF部111输出的RF信号的(RFIN)的功率放大至为了发送至基站所需的电平，输出放大信号(RFOUT)。功率放大模块113包含处理对象频带不同的多个功率放大电路120。如图2所示，多个功率放大电路120利用星形连接，与电源电路112直接连接。这里所说的星形连接是指，多个功率放大电路120将电源电路112作为中心放射状连接的形状。另外，图1以及图2中，在功率放大模块113内示出了三个功率放大电路120，但功率放大电路120的数量不限于此，可以是两个，也可以是四个以上。
图3是表示RF部111的结构的一例的图。如图3所示，RF部111包含延迟电路300、301、RF调制部302、振幅电平检测部303、失真补偿部304、以及数字-模拟转换器(DAC：Digital to Analog Converter)305而构成。
延迟电路300、301是为了使RF信号被输入至功率放大电路120的时刻与同RF信号的振幅电平相对应的电源电压VCC被提供至功率放大电路120的时刻相匹配，而使IQ信号延迟规定时间的电路。
RF调制部302从IQ信号生成RF信号并输出。具体而言，RF调制部302例如通过由乘法器合成I信号和载波信号，并且由乘法器合成Q信号和偏移90度相位后得到的载波信号，再由减法器合成这些合成信号，从而能得到RF信号。
振幅电平检测部303基于IQ信号检测调制信号的振幅电平。在此检测到的振幅电平与从RF调制部302输出的RF信号的振幅电平相对应。
失真补偿部304调整电源电压VCC的电平，使进行包络跟踪时放大信号不产生振幅失真。由于电源电压VCC，用于功率放大电路120的晶体管的增益特性可能会发生变化。因此，功率放大电路120中为了保持线形性，需要控制电源电压VCC使增益保持恒定。失真补偿部304例如能事先储存基于晶体管的增益特性的、表示调制信号的振幅电平和电源电压VCC的电平之间的对应关系的表。并且，失真补偿部304能基于该表，输出用于使电源电压VCC的电平与调制信号的振幅电平相对应的数字信号形式的电源电压控制信号。
DAC305将从失真补偿部304输出的数字信号的电源电压控制信号转换为模拟信号的电源电压控制信号并输出。
参照图4以及图5，对利用包络跟踪所进行的电源电压控制的一例进行说明。图4中表示利用固定的电源电压进行功率放大的情况下的功率损耗的一例。如图4所示，RF信号的振幅电平变化较大的情况下，采用与RF信号的振幅的最大电平相匹配的固定的电源电压，则RF信号的振幅电平较小的区间中功率损耗较大。
图5中表示利用包络跟踪、采用可变的电源电压进行功率放大的情况下的功率损耗的一例。如图5所示，通过使电源电压与RF信号的振幅电平相对应地变动，能降低功率损耗。
本实施方式中，电源电路112基于从RF部111输出的电源电压控制信号，将提供至功率放大电路120的电源电压VCC控制为与RF信号的振幅电平相对应的电平。
图6是表示功率放大电路120的结构的一例(功率放大电路120A)的图。如图6所示，功率放大电路120A能包含变压器600、601、NPN晶体管604～609、电阻610～613、电容器614～616以及恒流电路617。构成功率放大电路120A的晶体管(NPN晶体管604～609)，例如能为异质结双极晶体管(HBT：Heterojunction Bipolar Transistor)。另外，如下文所述，构成功率放大电路120A的晶体管不限于HBT，例如也能采用MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)。
变压器600(第一变压器)包含输入侧(一次侧)绕组620(第一输入侧绕组)，以及与输入侧绕组620电磁耦合的输出侧(二次侧)绕组621(第一输出侧绕组)。变压器600从输出侧绕组621的两端输出与输入至输入侧绕组620的RF信号(RFIN)相对应的RF信号。另外，输入至NPN晶体管604的基极的RF信号(第一无线频率信号)与输入至NPN晶体管605的基极的RF信号(第二无线频率信号)互为反相。
变压器601(第二变压器)包含输入侧(一次侧)绕组622(第二输入侧绕组)，以及与输入侧绕组622电磁耦合的输出侧(二次侧)绕组623(第二输出侧绕组)。变压器601的输入侧绕组622在其中点施加电源电压VCC，由NPN晶体管604、605生成的放大信号(差分放大信号)被输入至其两端。变压器601从输出侧绕组623输出与向输入侧绕组622输入的放大信号相对应的放大信号。
NPN晶体管604(第一晶体管)以及NPN晶体管605(第二晶体管)构成差分放大电路(第一差分放大电路)。经由变压器601的输入侧绕组622向NPN晶体管604、605的集电极(输入电极)提供电源电压VCC。另外，NPN晶体管604、605的发射极(输出电极)接地。并且，NPN晶体管604的基极(控制电极)与变压器600的输出侧绕组621的一端连接，NPN晶体管605的基极与变压器600的输出侧绕组621的另一端连接。由于输入至NPN晶体管604、605的基极的RF信号互为逆相，因此从NPN晶体管604、605的集电极输出的信号为将输入至NPN晶体管604、605的基极的RF信号的差放大后的放大信号(第一放大信号)。即，从NPN晶体管604、605的集电极输出的信号为RF信号的放大信号。
NPN晶体管606(第三晶体管)以及NPN晶体管607(第四晶体管)与NPN晶体管604以及NPN晶体管605交叉耦合。具体而言，NPN晶体管606中，集电极与NPN晶体管604的集电极连接，发射极经由电阻612接地。并且，NPN晶体管606的基极与NPN晶体管605的基极连接。另外，NPN晶体管607中，集电极与NPN晶体管605的集电极连接，发射极经由电阻613接地。并且，NPN晶体管607的基极与NPN晶体管604的基极连接。
另外，电阻612、613的电阻值例如为数千欧姆左右、电阻值相对较大，使流过NPN晶体管606、607的电流减小。
NPN晶体管606、607是为了抑制功率放大电路120A的增益根据电源电压VCC而变动所设置的虚设晶体管。NPN晶体管604、605的基极、集电极间电容(寄生电容)根据基极、集电极间的电压而变动。因此，利用NPN晶体管604、605构成的差分放大电路的增益根据电源电压VCC而变动。然而，本实施方式中，由于NPN晶体管606、607与NPN晶体管604、605交叉耦合，因此利用NPN晶体管606、607的基极、集电极间电容，输入至NPN晶体管606、607的RF信号和输入至NPN晶体管604、605的RF信号为反相。由此，由于NPN晶体管604、605的基极、集电极间电容的变化和NPN晶体管606、607的基极、集电极间电容的变化为反方向，所以NPN晶体管604、605的基极、集电极间电容相互抵消。由此，能抑制功率放大电路120A中的增益变动。
NPN晶体管608、609、恒流电路617、以及电阻610、611利用电池电压VBAT、构成向由NPN晶体管604、605构成的差分放大电路提供偏置电压的偏置电路。
电容器614～616用于匹配输入输出的阻抗而设置。
像这样构成的功率放大电路120A中，经由变压器600输入的RF信号(RFIN)利用由NPN晶体管604、605构成的差分放大电路被放大，经由变压器601作为放大信号(RFOUT)被输出。并且，功率放大电路120A中，分别对构成差分放大电路的NPN晶体管604、605，提供施加在变压器601的一次侧绕组622的中点的电源电压VCC。由于该中点作为假设接地点，因此功率放大电路120A中，不需要在电源电压VCC的供给线上设置退耦用的电容器。由此，即便在利用包络跟踪控制的电源电压VCC被提供至多个功率放大电路120A的情况下，也能抑制电源电压VCC的控制变缓慢。由此，能提高包络跟踪控制的精度，改善功率放大模块113的功率效率。
另外，功率放大电路120A中，构成差分放大电路的NPN晶体管604、605与NPN晶体管606、607交叉耦合。在此，输入至NPN晶体管604的基极的RF信号，与输入至NPN晶体管606的基极的RF信号互为反相。由此，NPN晶体管604的基极、集电极间电容由NPN晶体管606的基极、集电极间电容抵消。同样地，NPN晶体管605的基极、集电极间电容由NPN晶体管607的基极、集电极间电容抵消。由此，能抑制功率放大电路120A中的增益变动。
另外，图6所示的结构中，设置了用于抵消基极、集电极间电容的虚设晶体管(NPN晶体管606、607)，但也可采用不设置这样的虚设晶体管的结构。
图7A～图7D是表示确认由于追加NPN晶体管606、607而产生的增益变动的抑制效果的模拟结果的图线。图7A～图7D中，横轴为功率放大电路120A的输出功率(dBm)，纵轴为功率放大电路120A的增益。图7A～图7D中，示出了电源电压VCC从0.5V到4.5V的范围中，输出功率和增益的关系。另外，本实施方式中，晶体管的尺寸为指数量。另外，模拟中NPN晶体管604、605的尺寸分别为24指。
图7A所示的图线表示没有NPN晶体管606、607(虚设晶体管)的情况下的模拟结果。该情况下，电源电压VCC为1.0V到3.5V的范围中增益差约为2.9dB。
图7B所示的图线表示使NPN晶体管606、607(虚设晶体管)的尺寸为NPN晶体管604、605的尺寸的1/2(12指)的情况下的模拟结果。该情况下，电源电压VCC为1.0V到3.5V的范围中增益差约为2.4dB。
图7C所示的图线表示使NPN晶体管606、607(虚设晶体管)的尺寸为NPN晶体管604、605的尺寸的3/4(18指)的情况下的模拟结果。该情况下，电源电压VCC为1.0V到3.5V的范围中增益差约为1.8dB。
图7D所示的图线表示使NPN晶体管606、607(虚设晶体管)的尺寸与NPN晶体管604、605的尺寸相同(24指)的情况下的模拟结果。该情况下，电源电压VCC为1.0V到3.5V的范围中增益差约为0.6dB。
根据图7A～图7D的模拟结果可知，通过追加NPN晶体管606、607，抑制了在功率放大电路120A中的增益变动。特别是，模拟结果中，可知使NPN晶体管606、607的尺寸与NPN晶体管604、605的尺寸相同的情况(图7D)下，功率放大电路120A中的增益变动的抑制效果较高。
图8是表示采用了MOSFET的情况下的功率放大电路120的结构的一例(功率放大电路120B)的图。另外，针对与图6所示的功率放大电路120A相同的要素，标注相同的标号并省略说明。
如图8所示，功率放大电路120B包含N沟道MOSFET800～803，代替图6中的NPN晶体管604～607。另外，功率放大电路120B包含N沟道MOSFET804以及运算放大器805，代替图6所示的NPN晶体管608、609。
N沟道MOSFET800、801构成差分放大电路。经由变压器601的输入侧绕组622向N沟道MOSFET800、801的漏极(输入电极)提供电源电压VCC。另外，N沟道MOSFET800、801的源极(输出电极)接地。并且，N沟道MOSFET800的栅极(控制电极)与变压器600的输出侧绕组621的一端连接，N沟道MOSFET801的基极与变压器600的输出侧绕组621的另一端连接。由于输入至N沟道MOSFET800、801的栅极的RF信号互为反相，因此N沟道MOSFET800、801的漏极的输出为RF信号的放大信号。
N沟道MOSFET802、803与N沟道MOSFET800、801交叉耦合。具体而言，N沟道MOSFET802中，漏极与N沟道MOSFET800的漏极连接，源极经由电阻612接地。并且，N沟道MOSFET802的栅极与N沟道MOSFET801的栅极连接。另外，N沟道MOSFET803中，漏极与N沟道MOSFET801的漏极连接，源极经由电阻613接地。并且，N沟道MOSFET803的栅极与N沟道MOSFET800的栅极连接。
恒流电路617、N沟道MOSFET804、以及运算放大器805利用电池电压VBAT，构成向由N沟道MOSFET800、801构成的差分放大电路提供偏置电压的偏置电路。
像这样利用了MOSFET的功率放大电路120B中，也不需要在电源电压VCC的供给线上设置退耦用的电容器。由此，即便在利用包络跟踪控制的电源电压VCC被提供至多个功率放大电路120B的情况下，也能抑制电源电压VCC的控制变缓慢。由此，能提高包络跟踪控制的精度，改善功率放大模块113的功率效率。
另外，构成差分放大电路的N沟道MOSFET800、801与N沟道MOSFET802、803交叉耦合。由此，N沟道MOSFET800的栅极、漏极间电容由N沟道MOSFET802的栅极、漏极间电容抵消。同样地，N沟道MOSFET801的栅极、漏极间电容由N沟道MOSFET803的栅极、漏极间电容抵消。由此，能抑制功率放大电路120B中的增益变动。
进一步地，由于电源电路112利用MOSFET构成的情况较多，因此通过在功率放大模块113利用MOSFET，能使电源电路112以及功率放大模块113一体化，实现发送模块的小型化。
另外，图8所示的结构中，设置了用于抵消栅极、漏极间电容的虚设晶体管(N沟道MOSFET802、803)，但也可采用不设置这样的虚设晶体管的结构。
图9是表示为了抑制功率放大电路120中的增益变动而追加了电容器的结构的一例(功率放大电路120C)的图。另外，针对与图6所示的功率放大电路120A相同的要素，标注相同的标号并省略说明。
如图9所示，功率放大电路120C在图6所示的结构之外还包含电容器900(第一电容器)以及电容器901(第二电容器)。电容器900、901例如为MIM(Metal-Insulator-Metal：金属-绝缘体-金属)结构，具有小于NPN晶体管604、605的基极、集电极间电容的电容值。电容器900连接在NPN晶体管606的基极(控制电极)和集电极(输入电极)之间，电容器901连接在NPN晶体管607的基极(控制电极)和集电极(输入电极)之间。
通过像这样设置电容器900、901，能使NPN晶体管604、605的基极、集电极间电容没有被虚设晶体管(NPN晶体管606、607)抵消完的部分被电容器900、901补足。由此，能抑制功率放大电路120C中的增益变动。
图10是表示确认由于追加电容器900、901而产生的增益变动的抑制效果的模拟结果的图线。另外，模拟中，电容器900、901的电容值被设定为NPN晶体管604、605的基极、集电极间电容的1/4。除此之外的模拟条件与图7D所示的情况相同。
如图10的图线所示，追加了电容器900、901的情况下，电源电压VCC为1.0V到3.5V的范围中增益差约为0.2dB。即，与没有电容器900、901的情况(图7D)相比增益差减小。像这样，通过在虚设晶体管(NPN晶体管606、607)的基极、集电极之间设置电容器900、901，能抑制功率放大电路120C中的增益变动。
图11是表示两级结构的功率放大电路120的结构的一例(功率放大电路120D)的图。图11中，标号末尾带“a”的要素构成第一级放大电路，标号末尾带“b”的要素构成第二级放大电路。另外，在各级的结构要素中，除了末尾的“a”以及“b”之外，标注与图6所示的功率放大电路120A的要素相同的标号。
功率放大电路120D中，利用NPN晶体管604a(第一晶体管)以及NPN晶体管605a(第二晶体管)构成第一级差分放大电路(第一差分放大电路)。并且，将经由变压器600a(第一变压器)输入至NPN晶体管604a、605a的基极的RF信号(第一以及第二无线频率信号)的差放大后得到的放大信号(第一放大信号)被输入至变压器601a(第二变压器)。另外，与图6所示的功率放大电路120A同样地，NPN晶体管604a以及NPN晶体管605a与NPN晶体管606a(第三晶体管)以及NPN晶体管607a(第四晶体管)交叉耦合。
进一步地，利用NPN晶体管604b(第九晶体管)以及NPN晶体管605b(第十晶体管)构成第二级差分放大电路(第三差分放大电路)。并且，将经由变压器601a(第二变压器)输入至NPN晶体管604b、605b的基极的RF信号(第五以及第六无线频率信号)的差放大后得到的放大信号(第三放大信号)被输入至变压器601b(第五变压器)。另外，NPN晶体管604b以及NPN晶体管605b与NPN晶体管606b(第十一晶体管)以及NPN晶体管607b(第十二晶体管)交叉耦合。
像这样，由多级构成各功率放大电路120的情况下，也不需要在电源电压VCC的供给线上设置退耦用的电容器。由此，利用包络跟踪控制的电源电压VCC被提供至多个功率放大电路120的情况下，也能抑制电源电压VCC的控制变缓慢。由此，能提高包络跟踪控制的精度，改善功率放大模块113的功率效率。
另外，功率放大电路120中的级数不限于两级，也可为三级以上。另外，利用MOSFET构成功率放大电路120的情况也同样地，能构成多级。另外，多级构成功率放大电路120的情况下，也如图9所示，能在虚设晶体管的控制电极、输入电极间设置电容器。
图12是表示垂直连接(级联连接)构成的功率放大电路120的结构的一例(功率放大电路120E)的图。图12中，标号末尾带“c”的要素构成上级放大电路，标号末尾带“d”的要素构成下级放大电路。另外，在各级的结构要素中，除了末尾的“c”以及“d”之外，标注与图6所示的功率放大电路120A的要素相同的标号。
功率放大电路120E中，利用NPN晶体管604c(第一晶体管)以及NPN晶体管605c(第二晶体管)构成上级差分放大电路(第一差分放大电路)。并且，将经由变压器600c(第一变压器)输入至NPN晶体管604c、605c的基极的RF信号(第一以及第二无线频率信号)的差放大后得到的放大信号(第一放大信号)被输入至变压器601c(第二变压器)。另外，与图6所示的功率放大电路120A同样地，NPN晶体管604c以及NPN晶体管605c与NPN晶体管606c(第三晶体管)以及NPN晶体管607c(第四晶体管)交叉耦合。
进一步地，利用NPN晶体管604d(第五晶体管)以及NPN晶体管605d(第六晶体管)构成下级差分放大电路(第二差分放大电路)。并且，将经由变压器600d(第三变压器)输入至NPN晶体管604d、605d的基极的RF信号(第三以及第四无线频率信号)的差放大后得到的放大信号(第二放大信号)被输入至变压器601d(第四变压器)。另外，NPN晶体管604d以及NPN晶体管605d与NPN晶体管606d(第七晶体管)以及NPN晶体管607d(第八晶体管)交叉耦合。
如图12所示，在上级的变压器601c的输入侧绕组的中点施加电源电压VCC。另外，下级的变压器601d的输入侧绕组的中点与上级的NPN晶体管604c、605c的发射极连接。并且，下级的NPN晶体管604d、605d的发射极接地。利用像这样的结构，各级的放大电路以VCC/2的电压进行动作。由于，与图6的结构相比，能利用耐压较低的元件构成功率放大电路120。
以上，对本实施方式进行了说明。根据本实施方式的功率放大模块113，各功率放大电路120中，经由变压器对构成差分放大电路的晶体管提供电源电压VCC。因此，不需要在各功率放大电路120的电源线上设置退耦用的电容器。由此，能抑制利用包络跟踪进行的电源电压VCC的控制变缓慢。由此，能提高包络跟踪控制的精度，改善功率放大模块113的功率效率。
另外，根据本实施方式的功率放大模块113，各功率放大电路120中，构成差分放大电路的晶体管与虚设晶体管交叉耦合。由此，能抑制由于构成差分放大电路的晶体管的控制电极、输入电极间的寄生电容的电压依存性所造成的增益变动。
另外，根据本实施方式的功率放大模块113，各功率放大电路120中，通过使虚设晶体管与构成差分放大电路的晶体管尺寸相同，能提高增益变动的抑制效果。
另外，根据本实施方式的功率放大模块113，各功率放大电路120中，例如图9所示，通过在虚设晶体管的控制电极、输入电极间设置电容器，能提高增益变动的抑制效果。
并且，根据本实施方式的功率放大模块113，通过使虚设晶体管的控制电极、输入电极间的电容器的电容值小于构成差分放大电路的晶体管的控制电极、输入电极间的寄生电容的电容值，能进一步提高增益变动的抑制效果。
另外，根据本实施方式的功率放大模块113，能将多个功率放大电路120星形连接至电源电路112。由此，缩短从电源电路112向各功率放大电路120布线的距离，能抑制由布线的寄生电容造成的、利用包络跟踪进行的电源电压VCC的控制变缓慢。
另外，本实施方式用于方便理解本发明，而并不用于限定并解释本发明。本发明在不脱离其思想的前提下，可以对本发明进行变更、改良，并且本发明的同等发明也包含在本发明内。
标号说明
100 发送单元
110 基带部
111 RF部
112 电源电路
113 功率放大模块
114 前端部
115 天线
120 功率放大电路
300、301 延迟电路
302 RF调制部
303 振幅电平检测部
304 失真补偿部
305 DAC
600、601 变压器
604～609 NPN晶体管
610～613 电阻
614～616、900、901 电容器
617 恒流电路
800～804 N沟道MOSFET
805 运算放大器

Claims (10)

1.一种功率放大模块，包括多个功率放大电路，该功率放大电路包括：
第一变压器，该第一变压器包含输入无线频率信号的第一输入侧绕组，以及与所述第一输入侧绕组电磁耦合的第一输出侧绕组；
第一差分放大电路，该第一差分放大电路包含其控制电极被输入从所述第一输出侧绕组的一端输出的第一无线频率信号的第一晶体管，以及其控制电极被输入从所述第一输出侧绕组的另一端输出的第二无线频率信号的第二晶体管，该第一差分放大电路输出将所述第一以及第二无线频率信号的差放大后得到的第一放大信号；
第二变压器，该第二变压器包含向所述第一差分放大电路提供根据所述无线频率信号的振幅变动的电源电压、并且被输入所述第一放大信号的第二输入侧绕组，以及与所述第二输入侧绕组电磁耦合的第二输出侧绕组；
第三晶体管，该第三晶体管与所述第一晶体管并联连接，其控制电极被输入所述第二无线频率信号；
第四晶体管，该第四晶体管与所述第二晶体管并联连接，其控制电极被输入所述第一无线频率信号；
第一电容器，该第一电容器连接在所述第三晶体管的控制电极和所述第三晶体管的输入电极之间；以及
第二电容器，该第二电容器连接在所述第四晶体管的控制电极和所述第四晶体管的输入电极之间。
2.如权利要求1所述的功率放大模块，其特征在于，
所述第三以及第四晶体管分别与所述第一以及第二晶体管尺寸相同。
3.如权利要求1所述的功率放大模块，其特征在于，
所述第一电容器具有小于所述第三晶体管的控制电极和输入电极之间的寄生电容的电容值，
所述第二电容器具有小于所述第四晶体管的控制电极和输入电极之间的寄生电容的电容值。
4.如权利要求1所述的功率放大模块，其特征在于，
所述第一至第四晶体管是异质结双极晶体管。
5.如权利要求1所述的功率放大模块，其特征在于，
所述第一至第四晶体管是MOSFET。
6.如权利要求1所述的功率放大模块，其特征在于，
所述多个功率放大电路与提供所述电源电压的电源电路星形连接。
7.如权利要求1～6中任一项所述的功率放大模块，其特征在于，
各功率放大电路还包括：
第三变压器，该第三变压器包含与所述第一输入侧绕组的接地侧连接、被输入所述无线频率信号的第三输入侧绕组，以及与所述第三输入侧绕组电磁耦合的第三输出侧绕组；
第二差分放大电路，该第二差分放大电路包含其控制电极被输入从所述第三输出侧绕组的一端输出的第三无线频率信号的第五晶体管，以及其控制电极被输入从所述第三输出侧绕组的另一端输出的第四无线频率信号的第六晶体管，该第二差分放大电路输出将所述第三以及第四无线频率信号的差放大后得到的第二放大信号；以及
第四变压器，该第四变压器包含与所述第一差分放大电路的接地侧连接、被输入所述第二放大信号的第四输入侧绕组，以及与所述第二输出侧绕组的接地侧连接、与所述第四输入侧绕组电磁耦合的第四输出侧绕组。
8.如权利要求7所述的功率放大模块，其特征在于，还包括：
第七晶体管，该第七晶体管与所述第五晶体管并联连接，被输入所述第四无线频率信号；以及
第八晶体管，该第八晶体管与所述第六晶体管并联连接，被输入所述第三无线频率信号。
9.如权利要求1～6中任一项所述的功率放大模块，其特征在于，
各功率放大电路还包括：
第三差分放大电路，该第三差分放大电路包含其控制电极被输入从所述第二输出侧绕组的一端输出的第五无线频率信号的第九晶体管，以及其控制电极被输入从所述第二输出侧绕组的另一端输出的第六无线频率信号的第十晶体管，该第三差分放大电路输出将所述第五以及第六无线频率信号的差放大后得到的第三放大信号；以及
第五变压器，该第五变压器包含向所述第三差分放大电路提供根据所述无线频率信号的振幅变动的所述电源电压、并且被输入所述第三放大信号的第五输入侧绕组，以及与所述第五输入侧绕组电磁耦合的第五输出侧绕组。
10.如权利要求9所述的功率放大模块，其特征在于，还包括：
第十一晶体管，该第十一晶体管与所述第九晶体管并联连接，被输入所述第六无线频率信号；以及
第十二晶体管，该第十二晶体管与所述第十晶体管并联连接，被输入所述第五无线频率信号。
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