CN104521139A - 放大装置和搭载有放大装置的无线通信装置 - Google Patents

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Abstract

对放大用晶体管(1)的集电极供给由DC/DC转换器(11)转换后的电压。DC/DC转换器(11)的输出电压根据后级电路块的输入阻抗决定。例如，设定DC/DC转换器(11)的电压，使得对于后级电路块的输入阻抗(一般为50[Ω])，即使不使用输出匹配电路，放大电路的输出波形在作为对象的调制方式(模式)或使用频率(频带)中也变得合适。

Description

放大装置和搭载有放大装置的无线通信装置
技术领域
本发明涉及放大装置和搭载有放大装置的无线通信装置，特别涉及在取得与阻抗的匹配的同时将电力放大的技术。
背景技术
在便携式电话和无线LAN(Local Area Network：局域网)这样的无线通信装置中，声音和数据通信等的数据由电力放大器(poweramplifier)放大，向基站或对象侧通信装置发送。
对这些无线通信分配有微波的频率，电力放大器进行了调整，使得能够以使用的频率将规定的电力信号以规定的性能、特别是规定的失真特性输出。在使用微波的RF电路中，当连接特性阻抗不同的部件时，会产生由不匹配引起的信号损失，因此，一般以50[Ω]的特性阻抗取得各部件的输入输出的匹配，对于电力放大器也设计成在50[Ω]负载时得到最大性能。
但是，特别是在便携式电话中，随着数据量的增加，高速传送需求不断提高，每年都有新的标准出现，每次调制方式也变化。另一方面，各国的电波制度不同，因此，不能在全世界的所有地区使用相同的方式。因此，也必须应对旧的标准(调制方式)。另外，使用频率也按每个地域、每个承运商而不同，因此，需要应对各种频率。因此，作为终端，必须多模式、多频带化。对于基带IC(Integrated Circuit：集成电路)和RFIC(Radio Frequency Integrated Circuit：射频集成电路)，其应对逐渐发展。
另一方面，电力放大器是用于从天线辐射电波的放大器，是其性能左右电波特性和规则标准、以及消耗电流的重要部件，因此，一般使用最适合于特定的调制方式(模式)或使用频带的多个电力放大器。关于这些现状，在“日经电子”2010年9月6日号，p.29－31、40－47(非专利文献1)中有概略记载。
以下，对通常使用特化为特定的调制方式或频带的电力放大器的理由进行说明。
图7是表示使用高频电力放大器的便携型无线通信装置的结构的一部分的框图。图7中记载的便携型无线通信装置具有：用于利用无线通信发送接收声音和数据通信等的数据的天线6；设计成在发送时和接收时能够共用天线6的开关7；与开关7连接，被输入接收数据的接收电路8；和与开关7连接，输出发送数据的发送电路9。
发送电路9在输出部具有用于对声音和数据通信等的数据信号进行放大的高频电力放大器10。高频电力放大器10具备放大用晶体管1、输出匹配电路2和基极偏置电路4。从充电电池5对放大用晶体管1供给电压。
放大用晶体管1的发射极接地，集电极经由RF扼流圈3与充电电池5连接，基极与基极偏置电路4连接。输入到基极的电力被放大，从集电极输出。
供给至放大用晶体管1的电压的最大值受到充电电池5的电压的限制，因此，输出电力大的放大器的输出级晶体管，为了输出需要的电力，需要使电流增加。因此，晶体管的输出侧，几[Ω]左右的低阻抗成为最佳负载的情况很多。另一方面，如上所述，需要以50[Ω]的特性阻抗取得各部件的输入输出的匹配，因此，从几[Ω]左右进行阻抗变换至50[Ω]的输出匹配电路2是必须的。
图8表示在GSM(注册商标)(Global System for Mobile Communications：全球移动通信系统)(欧洲数字便携式电话)用电力放大器中使用的输出匹配电路2的一个例子。该输出匹配电路2将放大用晶体管1的输出阻抗从4[Ω]变换为50[Ω]。在电力放大器的输出匹配电路2中希望没有损失，因此，不使用电阻，而由电抗、即电感和电容器、以及匹配用传送线路构成输出匹配电路2。在图8的例子中，电路内的C是芯片电容器，L是芯片电感，匹配用传送线路是在玻璃环氧基板上制作的微带线。
但是，电抗元件具有频率特性，因此，无法在全部的频带实现规定的阻抗变换。对此使用图9进行说明。图9是表示图8所示的阻抗变换电路(输出匹配电路)的频率特性的图。如图9所示，当以实际使用的损失0.7dB以下进行规定时，只能在849MHz－963MHz的狭窄范围得到需要的性能。
通过使匹配元件多级化，可以实现宽频带化，但是，例如像日本特开2011-35761号公报(专利文献1)中记载的那样，一般相对带宽±10－20％左右是极限。即，以GSM频带来说，虽然能够将GSM800和900、GSM1800和1900利用各1个电力放大器、合计2个电力放大器来实现，但是，在现有技术中无法利用1个电力放大器实现全部4个频带。
作为近年来提出的其它方法，提出了按每个频带切换匹配电路，或者匹配电路内的电容使用可变电容的方法等。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2011-35761号公报
非专利文献
非专利文献1：「日経エレクトロニクス」、2010年9月6日号、p.29－31、40－47(“日经电子”，2010年9月6日号，p.29－31、40－47)
发明内容
发明要解决的技术问题
如前面说明的那样，在以往的使用匹配电路的形式的电力放大器中，难以利用1个电力放大器应对所要求的全部的模式、频带，提出了按每个频带切换匹配电路，或者匹配电路内的电容使用可变电容的方法等。但是，前者除了通常的匹配电路损失以外，还要加上切换开关的损失，存在匹配电路规模变大等缺点。另外，对于后者，需要准备电容器阵列和其控制电路，也存在导致电路规模增大的缺点。
本发明鉴于上述的技术问题而做出，其目的是实现装置的小型化、轻量化。
用于解决技术问题的手段
对放大用晶体管的集电极供给由DC/DC转换器转换后的电压。DC/DC转换器的输出电压根据后级电路块的输入阻抗决定。例如，设定DC/DC转换器的电压，使得对于后级电路块的输入阻抗(一般为50[Ω])，即使不使用输出匹配电路，放大电路的输出波形在作为对象的调整方式(模式)或使用频率(频带)中也变得合适。由此，能够利用1个电力放大器实现多模式、多频带应对。因此，能够减少需要的电力放大器的数量。其结果，有助于终端的小型化。
附图说明
图1是表示第一实施例的无线通信装置的结构的框图。
图2是表示第二实施例的无线通信装置的结构的框图。
图3是表示第三实施例的无线通信装置的结构的框图。
图4是表示第四实施例的无线通信装置的结构的框图。
图5是表示第五实施例的无线通信装置的结构的框图。
图6是表示第六实施例的无线通信装置的结构的框图。
图7是表示使用高频电力放大器的便携型无线通信装置的结构的一部分的框图。
图8是表示使用GSM用电力放大器的输出匹配电路的图。
图9是表示图8的阻抗变换电路(输出匹配电路)的频率特性的图。
具体实施方式
图1是表示使用本发明的高频电力放大器的最基本的无线通信装置的结构的框图。此外，对于与上述的图7和图8中记载的结构同种的结构，标注相同的符号。
图1中记载的无线通信装置具有：用于利用无线通信发送接收声音和数据通信等的数据的天线6；设计成在发送时和接收时能够共用天线6的开关7；与开关7连接，被输入接收数据的接收电路8；与开关7连接，输出发送数据的发送电路9；和一体地形成有基带IC和RFIC的IC 12。此外，基带IC和RFIC也可以分体(分开)形成。
发送电路9具备：用于对声音和数据通信等的数据信号进行放大的高频电力放大器10；RF扼流圈3；电压可变装置(例如DC/DC转换器)11；向DC/DC转换器11供给电压的充电电池5。
高频电力放大器10包括放大用晶体管1和基极偏置电路4。放大用晶体管1是化合物半导体。作为一个例子，放大用晶体管1可以使用GaAs HBT(Heterojunction Bipolar Transistor：异质结双极晶体管)(砷化镓异质结双极晶体管)。放大用晶体管1也可以使用GaN(氮化镓)器件。另外，在形成放大用晶体管1时，也可以在同一芯片上形成构成DC/DC转换器11的开关元件。
放大用晶体管1的发射极接地。放大用晶体管1的集电极(输出侧)经由RF扼流圈3与DC/DC转换器11连接。基极偏置电路4以及IC 12与放大用晶体管1的基极连接。从IC 12向基极偏置电路4输入开(ON)信号或关(OFF)信号。输入到基极的电力被放大，从集电极输出。
从集电极输出的电压，由从DC/DC转换器11供给到放大用晶体管1的电压决定。即，高频电力放大器10利用从DC/DC转换器11供给到输出侧的电力，输出放大后的电力。DC/DC转换器11对从充电电池5供给的电压进行变换，并向高频电力放大器10的输出侧供给。作为一个例子，DC/DC转换器11根据从IC 12输入的电压设定信号，对从充电电池5供给的电压进行变换并输出。因此，DC/DC转换器11的输出电压，能够通过对由IC 12执行的软件进行编程而任意地改变。作为一个例子，DC/DC转换器11输出比从充电电池5供给的电压高的电压。即，DC/DC转换器11执行升压动作。也可以对IC 12进行编程使得DC/DC转换器11执行降压动作。
供给到放大用晶体管1的电压，即DC/DC转换器11的输出电压，根据与放大用晶体管1的输出侧连接的设备的负载(输入阻抗)决定。例如，设定DC/DC转换器11的输出电压，使得对于50[Ω]的负载成为期望的特性(失真、电力等)。具体地说，例如，为了得到与图8所示的输出匹配电路2同等的性能，DC/DC转换器11输出与输出匹配电路2的输出电压同等的电压。
在由负载消耗的电力P、负载电阻R和电压振幅V之间，由P＝V2/R表示的关系成立，因此，当将图8的输出匹配电路2的动作电压设为V1，将负载设为R1，将DC/DC转换器11的输出电压设为V2，将负载(高频电力放大器10的后级的电路的负载)设为R2，且设消耗电力P不变时，下式近似地成立。
V12/R1＝V22/R2……(1)
因此，
V2＝V1×(R2/R1)1/2……(2)
在此，在图8的输出匹配电路2中，在V1＝3.6[V]、R1＝4[Ω]、R2＝50[Ω]的情况下，为了得到与图8的输出匹配电路2同等的性能，DC/DC转换器11要对放大用晶体管1的集电极供给的电压为3.6[V]×(50[Ω]/4[Ω])1/2≒12.7[V]。
本实施例中的发送电路9没有具有图8所示的频率特性的输出匹配电路，因此，本实施方式的发送电路9能够在宽频带中动作，不会由于匹配电路的频率特性使输出级晶体管的输出性能劣化。虽然最佳负载按每个模式或频带而不同，但是，通过按照与前面说明的想法同样的想法来调整电压值，应对各种负载，对于任何模式、任何频带都能够应对。
另外，通过提高动作电压，附带地能得到损失减少的效果。例如，如日本特开2007-19585号公报中记载的那样，匹配电路中使用的电抗元件实际上含有电阻成分，结果，匹配电路的变换比越大，损失越大。在本发明中不存在匹配电路，因此，也具有不存在由其引起的损失的特征。
另外，在本发明中，除了能够实现由不具有匹配电路引起的小型化以外，通过高电压动作，电流值减少，因此，具有也能够使得使用的晶体管面积减小的优点。
另一方面，虽然需要DC/DC转换器11，但是，与削减电力放大器(power amplifier)的个数的效果比较进行研究时，不一定具有缺点。并且，在便携式电话中，使用DC/DC转换器在小输出电力时使电源电压降低的方法(例如日本特开2001-257540号公报、日本特开2001-257540号公报)也被使用，因此，需要DC/DC转换器11并不会成为不利因素。
另外，如果采用使作为基准的电压值提高，例如在图1的例子中，使作为基准的电压值提高至12.7[V]，从而在输出小时与其相应地使电压降低至5[V]左右的方法，则能够进一步降低消耗电力。
另外，也可以利用众所周知的技术来判定便携式电话的频带或调制规格，根据判定出的频带或调制规格，按照预先存储在存储器中的电压表来设定DC/DC转换器11的输出电压。
另外，也可以使电力放大器10的输出的一部分分支等，监视电力放大器10的输出波形，对DC/DC转换器11进行反馈控制，使得监视到的输出波形满足规定的条件。
图2表示第二实施例。在本实施例中，与图1相比较，采用了由电力放大器10a～10c构成的多级放大器。此外，电力放大器的数量并不限定于3个。在多级放大器中最终级的电力放大器10c的性能是支配性的，因此，仅对最终级应用DC/DC转换器(电压可变电路)11，驱动级直接与充电电池5连接。
图3表示第三实施例。在本实施例中，对多级放大器的各级应用DC/DC转换器(电压可变电路)11，并且多级放大器的全部级的电源电压被统一地控制。
图4表示第四实施例。在本实施例中，对多级放大器的各级应用DC/DC转换器(电压可变电路)11a～11c，并且多级放大器的各级的电源电压被独立地控制。由此，能够进行更细致的特性匹配。
图5表示第五实施例。在本实施例中，与图4的实施例相比较，电力放大器10a～10c的偏置电压也能够由可变偏置电路12a～12c改变。近年来的电力放大器被要求低失真特性和低消耗电力特性这样的相反的性能，它们与偏置电压的设定有很大关系。因此，与第一～第四实施例不同，根据使用模式或频带、输出电力，不仅改变电源电压，也改变偏置电压，由此能够实现进一步的高性能化。
图6表示本发明的第六实施例。在本实施例中，在此前说明的电力放大器10的输出中新设置有路径切换开关20和开关22。作为一个例子，路径切换开关20大多使用GaAs HEMT(High Electron MobilityTransistor：高电子迁移率晶体管)(砷化镓高电子迁移率晶体管)。作为路径切换开关20的材料也可以使用GaN。
路径切换开关20切换从电力放大器10输出的电力的供给目的地。作为一个例子，如图6所示，从对每个频带设置的多个滤波器21a～21c中，选择被供给电力的滤波器。此外，滤波器的数量并不限定于3个，只要是多个，几个都可以。与开关7连接的滤波器由开关22切换。更具体地说，从电力放大器10被供给电力的滤波器与开关7连接。
在便携式电话中，路径切换开关20的取得输出负载例如为50[Ω]。路径切换开关20的偏置电压从电池直接施加，从由LDO(Low DropOut：低压降稳压器)稳定化后的2.7[V]或3[V]电源施加。因此，与电力放大器10同样，为了不失真地切换大电力，需要扩展栅极宽度使得能够处理大电流。当扩展栅极宽度时，除了芯片尺寸变大的问题以外，还有晶体管的杂散电容变大，隔离特性和插入损失的频率特性劣化的问题。但是，通过在路径切换开关20的偏置中也使用与电力放大器10同样的升压电源，在处理相同电力时能够使栅极宽度减小，能够解决上述问题。
另外，DC/DC转换器11的开关元件，作为一个例子可以使用MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)。此时，动作频率为几MHz，因此，外加的电感的尺寸大，存在难以小型化的问题。但是，通过DC/DC转换器11的开关元件使用能够高速动作的化合物半导体，能够进行几十MHz的开关，可变电压源本身也能够小型化。
应当认为，本次公开的实施方式，在所有的方面是例示而不是限制。本发明的范围不是由上述说明表示，而是由权利要求的范围表示，包含与权利要求的范围等同的意义和范围内的所有改变。
符号说明
1 放大用晶体管；2 输出匹配电路；3 扼流圈；4 基极偏置电路；5 充电电池；6 天线；7 开关；8 接收电路；9 发送电路；10 高频电力放大器；11、11a、11b、11c 电压可变电路(DC/DC转换器)；12 IC；12a、12b、12c 可变偏置电路；20 路径切换开关；21a、21b、21c 滤波器。

Claims (14)

1.一种放大装置，其特征在于，具备：
电力放大器，该电力放大器利用供给到输出侧的电力，输出放大后的电力；和
可变电压电路，该可变电压电路对从电源供给的电压进行变换，并向所述电力放大器的输出侧供给，
所述可变电压电路的输出电压根据与所述电力放大器的输出侧连接的设备的阻抗决定。
2.如权利要求1所述的放大装置，其特征在于：
还具备控制器，该控制器按照程序使所述可变电压电路输出规定的电压。
3.如权利要求1所述的放大装置，其特征在于：
还具备控制器，该控制器根据搭载有所述放大装置的装置的动作状态使所述可变电压电路输出规定的电压。
4.如权利要求1所述的放大装置，其特征在于：
所述可变电压电路的输出电压比从所述电源供给的电压高。
5.如权利要求1所述的放大装置，其特征在于：
所述电力放大器包括晶体管，
所述放大装置还具备使所述晶体管的偏置电压改变的可变偏置电压电路。
6.如权利要求1所述的放大装置，其特征在于：
还具备开关，该开关切换从所述电力放大器输出的电力的供给目的地。
7.如权利要求6所述的放大装置，其特征在于：
所述电力放大器包括晶体管，
所述开关的材质与所述晶体管的材质相同。
8.如权利要求1所述的放大装置，其特征在于：
所述电力放大器是化合物半导体。
9.如权利要求8所述的放大装置，其特征在于：
所述电力放大器包含由砷化镓形成的异质结双极晶体管。
10.如权利要求8所述的放大装置，其特征在于：
所述电力放大器包含由氮化镓形成的晶体管。
11.如权利要求1所述的放大装置，其特征在于：
所述可变电压电路由开关元件构成，
所述开关元件是化合物半导体。
12.如权利要求11所述的放大装置，其特征在于：
所述开关元件的材质为氮化镓。
13.如权利要求11所述的放大装置，其特征在于：
所述电力放大器包括晶体管，
所述晶体管和所述开关元件形成在同一芯片上。
14.一种无线通信装置，其特征在于：
搭载有权利要求1～13中任一项所述的放大装置。
CN201380041617.1A 2012-09-26 2013-09-20 放大装置和搭载有放大装置的无线通信装置 Pending CN104521139A (zh)

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