JPWO2014050721A1 - 増幅装置および増幅装置を搭載した無線通信装置 - Google Patents

Abstract

増幅用トランジスタ（１）のコレクタには、ＤＣ／ＤＣコンバータ（１１）によって変換された電圧が供給される。ＤＣ／ＤＣコンバータ（１１）の出力電圧は、後段回路ブロックの入力インピーダンスを基に定められる。例えば、後段回路ブロックの入力インピーダンス（一般には５０［Ω］）に対して、出力整合回路を用いずとも増幅回路の出力波形が対象となる変調方式（モード）あるいは使用周波数（バンド）において適切になるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ（１１）の電圧が設定される。

Description

本発明は、増幅装置および増幅装置を搭載した無線通信装置に関し、特に、インピーダンスの整合をとりつつ、電力を増幅する技術に関する。

携帯電話や無線ＬＡＮ（Local Area Network）といった無線通信装置において、音声ならびにデータ通信等のデータは電力増幅器（パワーアンプ）によって増幅され、基地局または相手側通信装置に送信される。

これらの無線通信にはマイクロ波の周波数が割り当てられており、電力増幅器は使用する周波数で所定の電力の信号を所定の性能、特に所定の歪み特性にて出力できるように調整されている。マイクロ波で使用するＲＦ回路では特性インピーダンスが異なる部品を接続すると不整合による信号損失が発生するため、一般的には５０［Ω］の特性インピーダンスで各部品の入出力の整合をとっており、電力増幅器についても５０［Ω］負荷時に最大性能が得られるように設計されている。

しかしながら、特に携帯電話においては、データ量の増加に伴う高速伝送要求の高まりを受け、年々新たな規格が登場し、そのたびに、変調方式が変わってきた。一方で、各国毎に電波制度が異なるために世界中の全てのエリアで共通の方式が使えるわけではない。そのため、古い規格（変調方式）での対応も必須である。また、使用周波数も地域毎、キャリア毎に異なるため、各種周波数対応が必要である。このため、端末としてはマルチモード、マルチバンド化が必須であり、ベースバンドＩＣ（Integrated Circuit）やＲＦＩＣ（Radio Frequency Integrated Circuit）については着々とその対応が進んでいる。

一方でパワーアンプはアンテナから電波を輻射するためのアンプであり、その性能が電波特性や規制準拠、更には消費電流を左右する重要部品であることから、特定の変調方式（モード）や使用帯域（バンド）に最適化したパワーアンプを複数用いるのが一般的である。これら現状については、「日経エレクトロニクス」、２０１０年９月６日号、ｐ．２９−３１、４０−４７（非特許文献１）に概略が記載されている。

以下に、通常は特定の変調方式や帯域に特化したパワーアンプを用いる理由を述べる。
図７は高周波電力増幅器を用いた携帯型無線通信装置の構成の一部を示すブロック図である。図７に記載の携帯型無線通信装置は、音声およびデータ通信などのデータを無線通信により送受信するためのアンテナ６と、送信用と受信用とアンテナ６を共用できるように設けられたスイッチ７と、スイッチ７に接続されて受信データが入力される受信回路８と、スイッチ７に接続されて送信データを出力する送信回路９とを有している。

送信回路９は、出力部に、音声およびデータ通信などのデータ信号を増幅するための高周波電力増幅器１０を有している。高周波電力増幅器１０は、増幅用トランジスタ１と、出力整合回路２と、ベースバイアス回路４とを備える。増幅用トランジスタ１には、充電池５から電圧が供給される。

増幅用トランジスタ１のエミッタが接地され、コレクタがＲＦチョークコイル３を介して充電池５に接続され、ベースにベースバイアス回路４が接続されている。ベースに入力された電力が増幅されてコレクタから出力される。

増幅用トランジスタ１に供給される電圧の最大値は充電池５の電圧に制限されるため、出力電力が大きい増幅器の出力段トランジスタは、必要とされる電力に出力するために電流を増やす必要がある。このため、トランジスタの出力側は数［Ω］程度の低いインピーダンスが最適負荷となる場合が多い。一方で、上述したように、５０［Ω］の特性インピーダンスで各部品の入出力の整合をとる必要があることから、数［Ω］程度から５０［Ω］にインピーダンス変換を行なう出力整合回路２が必須である。

図８はＧＳＭ（登録商標）（Global System for Mobile Communications）（欧州デジタル携帯電話）用電力増幅器で使用した出力整合回路２の一例を示す。この出力整合回路２は増幅用トランジスタ１の出力インピーダンスを４［Ω］から５０［Ω］へ変換する。パワーアンプの出力整合回路２においては無損失が望ましいため、抵抗は用いずにリアクタンス、すなわちインダクタとキャパシタないしは整合用伝送線路で出力整合回路２が構成される。図８の例では、回路内のＣはチップコンデンサ、Ｌはチップインダクタ、整合用伝送線路はガラスエポキシ基板上に作成したマイクロストリップラインである。

しかしながら、リアクタンス素子は周波数特性を有するため、全ての帯域で所定のインピーダンス変換を実現することはできない。これについて図９を用いて説明する。図９は図８で示したインピーダンス変換回路（出力整合回路）の周波数特性を示したものである。図９に示すように、実用的な損失０．７ｄＢ以下で規定すると、８４９ＭＨｚ−９６３ＭＨｚの狭い範囲でしか必要な性能を得ることができない。

整合素子を多段にする等で広帯域化を図れるが、例えば特開２０１１−３５７６１号公報（特許文献１）に記載のように、一般的に比帯域で±１０−２０％程度が限度である。すなわちＧＳＭの帯域でいえば、ＧＳＭ８００と９００、ＧＳＭ１８００と１９００をそれぞれ１つのパワーアンプ、計２つのパワーアンプで実現することはできるが、全４バンドを１つのパワーアンプで実現することは現状技術では実現できていない。

近年提案されている別の手法として、整合回路をバンド毎に切り替えたり、整合回路内の容量に可変容量を用いる手法等が提案されている。

特開２０１１−３５７６１号公報

「日経エレクトロニクス」、2010年9月6日号、p.29-31、40-47

先に述べたように、従来の整合回路を用いた形式のパワーアンプでは、求められている全てのモード、バンドに１つのパワーアンプで対応することは困難であり、整合回路をバンド毎に切り替えたり、整合回路内の容量に可変容量を用いる手法等が提案されている。しかしながら前者は通常の整合回路損失に加えて切り替えスイッチの損失が加算される、整合回路規模が大きくなる等の欠点がある。また、後者についてもキャパシタアレーとその制御回路を準備する必要があり、回路規模の増大を招くという欠点がある。

本発明は、上述の課題を鑑みてなされたものであり、装置の小型化、軽量化を図ることを目的とする。

増幅用トランジスタのコレクタには、ＤＣ／ＤＣコンバータによって変換された電圧が供給される。ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は、後段回路ブロックの入力インピーダンスを基に定められる。例えば、後段回路ブロックの入力インピーダンス（一般には５０［Ω］）に対して、出力整合回路を用いずとも増幅回路の出力波形が対象となる変調方式（モード）あるいは使用周波数（バンド）において適切になるように、ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧が設定される。これにより、１つの電力増幅器でマルチモード、マルチバンド対応を実現することができる。そのため、必要となる電力増幅器の数を減らすことができる。その結果、端末の小型化に寄与する。

第１の実施例に係る無線通信装置の構成を示すブロック図である。 第２の実施例に係る無線通信装置の構成を示すブロック図である。 第３の実施例に係る無線通信装置の構成を示すブロック図である。 第４の実施例に係る無線通信装置の構成を示すブロック図である。 第５の実施例に係る無線通信装置の構成を示すブロック図である。 第６の実施例に係る無線通信装置の構成を示すブロック図である。 高周波電力増幅器を用いた携帯型無線通信装置の構成の一部を示すブロック図である。 ＧＳＭ用電力増幅器を使用した出力整合回路を示す図である。 図８のインピーダンス変換回路（出力整合回路）の周波数特性を示す図である。

図１は本発明の高周波電力増幅器を用いた最も基本的な無線通信装置の構成を示すブロック図である。なお、前述した図７および図８に記載の構成と同種の構成については同じ番号を付してある。

図１に記載の無線通信装置は、音声およびデータ通信などのデータを無線通信により送受信するためのアンテナ６と、送信用と受信用とでアンテナ６を共用できるように設けられたスイッチ７と、スイッチ７に接続されて受信データが入力される受信回路８と、スイッチ７に接続されて送信データを出力する送信回路９と、ベースバンドＩＣおよびＲＦＩＣが一体的に形成されたＩＣ１２を有している。なお、ベースバンドＩＣとＲＦＩＣとは別体に形成してもよい。

送信回路９は、音声およびデータ通信などのデータ信号を増幅するための高周波電力増幅器１０と、ＲＦチョークコイル３と、電圧可変装置（例えばＤＣ／ＤＣコンバータ）１１と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１に電圧を供給する充電池５とを備えている。

高周波電力増幅器１０は、増幅用トランジスタ１と、ベースバイアス回路４とを含む。増幅用トランジスタ１は、化合物半導体である。一例として、増幅用トランジスタ１には、ＧａＡｓ ＨＢＴ（Heterojunction Bipolar Transistor）(ヒ化ガリウムヘテロ接合バイポーラトランジスタ)が用いられる。ＧａＮ（窒化ガリウム）デバイスを増幅用トランジスタ１に用いてもよい。また、増幅用トランジスタ１を形成する際、同じチップ上に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１を構成するスイッチング素子を形成してもよい。

増幅用トランジスタ１のエミッタは接地されている。増幅用トランジスタ１のコレクタ（出力側）がＲＦチョークコイル３を介してＤＣ／ＤＣコンバータ１１に接続されている。増幅用トランジスタ１のベースにはベースバイアス回路４ならびにＩＣ１２が接続されている。ＩＣ１２からベースバイアス回路４にはＯＮ信号またはオフ信号が入力される。ベースに入力された電力が増幅されてコレクタから出力される。

コレクタから出力される電圧は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１から増幅用トランジスタ１に供給される電圧によって定まる。すなわち、高周波電力増幅器１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１から出力側に供給された電力を利用して増幅された電力を出力する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、充電池５から供給された電圧を変換し、高周波電力増幅器１０の出力側に供給する。一例として、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、充電池５から供給された電圧を、ＩＣ１２から入力される電圧設定信号に応じて変換して出力する。したがって、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧は、ＩＣ１２によって実行されるソフトウェアをプログラムすることによって任意に変更することができる。一例として、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は、充電池５から供給される電圧よりも高い電圧を出力する。すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１は昇圧動作を実行する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１１が降圧動作を実行するようにＩＣ１２をプログラムしてもよい。

増幅用トランジスタ１に供給される電圧、すなわち、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧は、増幅用トランジスタ１の出力側に接続された機器の負荷（入力インピーダンス）を基に定められる。例えば５０［Ω］の負荷に対して所望の特性（歪み、電力等）となるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧が設定される。具体的には、例えば図８に示された出力整合回路２と同等の性能を得るために、出力整合回路２の出力電圧と同等の電圧をＤＣ／ＤＣコンバータ１１が出力する。

負荷で消費される電力Ｐ、負荷抵抗Ｒならびに電圧振幅Ｖの間には、Ｐ＝Ｖ²／Ｒで示される関係が成り立つことから、図８の出力整合回路２の作動電圧をＶ１、負荷をＲ１、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧をＶ２、負荷（高周波電力増幅器１０の後段の回路の負荷）をＲ２とし、消費電力Ｐが変わらないとすると、近似的に次式が成り立つ。

Ｖ１²／Ｒ１＝Ｖ２²／Ｒ２・・・（１）
したがって、
Ｖ２＝Ｖ１×（Ｒ２／Ｒ１）^1/2・・・（２）
ここで、図８の出力整合回路２において、Ｖ１＝３．６［Ｖ］であり、Ｒ１＝４［Ω］であり、Ｒ２＝５０［Ω］である場合には、図８の出力整合回路２と同等の性能を得るためにＤＣ／ＤＣコンバータ１１が増幅用トランジスタ１のコレクタに供給すべき電圧は、 ３．６［Ｖ］×（５０［Ω］／４［Ω］）^1/2≒１２．７［Ｖ］
となる。

本実施例における送信回路９には、図８に示した周波数特性を有する出力整合回路が無いため、本実施の送信回路９は広帯域での動作が可能であり、出力段トランジスタの出力性能を整合回路の周波数特性で劣化させることが無い。最適負荷はモードやバンド毎に異なっているが、先に述べたのと同様の考え方で電圧値を調整し、様々な負荷に対応することにより、どのモード、どのバンドにも対応させることが可能となる。

また、動作電圧を上げることにより、副次的に損失が低減するという効果を奏する。例えば特開２００７−１９５８５号公報に記載の通り、整合回路に用いるリアクタンス素子は実際には抵抗成分を含んでおり、結果として整合回路は、その変換比が大きいほど損失が大きくなる。本発明においては整合回路が存在しないので、その損失が無いという特徴も有する。

また、本発明では、整合回路が無いことによる小型化が実現できることに加え、高電圧動作によって電流値は減少するため、用いるトランジスタ面積も小さくできるという利点がある。

一方で、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１が必要となるが、電力増幅器（パワーアンプ）の個数が削減される効果と比較して検討すると、必ずしもデメリットを有するとは言えない。かつ、携帯電話においては、ＤＣ／ＤＣコンバータを用いて小出力電力時に電源電圧を落とす手法（例えば特開２００１−２５７５４０号公報、特開２００１−２５７５４０号公報）も用いられていることから、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１が必要であることは不利にはならない。

また、基準となる電圧値を上げて、例えば図１の例では、基準となる電圧値を１２．７［Ｖ］にあげて、出力が小さいときにはそれに応じて電圧を５［Ｖ］程度に落とすという手法をとれば、更なる低消費電力化が可能となる。

さらに、携帯電話の周波数帯もしくは変調規格を周知の技術を利用して判定し、判定した周波数帯もしくは変調規格から、予めメモリに記憶しておいた電圧テーブルに従ってＤＣ／ＤＣコンバータ１１の出力電圧を設定してもよい。

また、電力増幅器１０の出力の一部を分岐するなどして電力増幅器１０の出力波形をモニタし、モニタした出力波形が所定の要件を満たすようにＤＣ／ＤＣコンバータ１１をフィードバック制御するようにしてもよい。

図２は第２の実施例を示す。本実施例においては、図１と比較すると、電力増幅器１０ａ〜１０ｃから構成される多段アンプが採用されている。なお、電力増幅器の数は３つに限定されない。多段アンプにおいては最終段の電力増幅器１０ｃの性能が支配的であるため、最終段のみにＤＣ／ＤＣコンバータ（電圧可変回路）１１を適用し、ドライバー段は充電池５に直結されている。

図３は第３の実施例を示す。本実施例においては、多段アンプの夫々の段にＤＣ／ＤＣコンバータ（電圧可変回路）１１が適用されるとともに、多段アンプの全ての段の電源電圧が一律に制御される。

図４は第４の実施例を示す。本実施例は、多段アンプの夫々の段にＤＣ／ＤＣコンバータ（電圧可変回路）１１ａ〜１１ｃが適用されるとともに、多段アンプの各々の段の電源電圧が独立に制御される。これにより、よりきめ細かな特性の合わせ込が可能となる。

図５は第５の実施例を示す。本実施例においては、図４の実施例と比較して、電力増幅器１０ａ〜１０ｃのバイアス電圧も、可変バイアス回路１２ａ〜１２ｃによって変更可能である。近年のパワーアンプには低歪み特性と低消費電力特性という相反する性能が求められており、それらはバイアス電圧の設定が大きく関わってくる。従って、第１〜４の実施例と異なり、使用モードやバンド、出力電力に応じて、電源電圧のみではなくバイアス電圧も変更することにより、更なる高性能化が実現できる。

図６は本発明の第６の実施例を示す。本実施例においては、これまで説明してきた電力増幅器１０の出力に経路切替スイッチ２０とスイッチ２２とが新たに設けられる。一例として、経路切替スイッチ２０には、ＧａＡｓ ＨＥＭＴ（High Electron Mobility Transistor）（ヒ化ガリウム高電子移動度トランジスタ）が使われることが多い。経路切替スイッチ２０の素材としてＧａＮを用いてもよい。

経路切替スイッチ２０は、電力増幅器１０から出力された電力の供給先を切替える。一例として、図６に示すように、周波数帯毎に設けられた複数のフィルタ２１ａ〜２１ｃの中から、電力が供給されるフィルタが選択される。なお、フィルタの数は３つに限定されず、複数であればいくつであってもよい。スイッチ７と接続されるフィルタは、スイッチ２２により切替えられる。より具体的には、電力増幅器１０から電力が供給されるフィルタとスイッチ７とが接続される。

携帯電話において、経路切替スイッチ２０の入手出力負荷は例えば５０［Ω］である。経路切替スイッチ２０のバイアス電圧は、バッテリーから直接加えられたり、ＬＤＯ（Low Drop Out）で安定化された２．７［Ｖ］や３［Ｖ］電源から加えられる。そのため、電力増幅器１０と同様に、大電力を歪みなく切り替えるために大電流を扱えるようにゲート幅を広げる必要があった。ゲート幅を広げるとチップサイズが大きくなる問題に加え、トランジスタの浮遊容量が大きくなりアイソレーション特性や挿入損の周波数特性が劣化するという問題があった。しかしながら、経路切替スイッチ２０のバイアスにも電力増幅器１０と同様の昇圧電源を用いることにより、同じ電力を扱う際にゲート幅を小さくすることができ、上記問題が解決できる。

更には、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のスイッチング素子には、一例としてＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）が用いられる。この際、動作周波数が数ＭＨｚであるため、外付けのインダクタのサイズが大きく小型化が難しいという問題があった。しかしながら、ＤＣ／ＤＣコンバータ１１のスイッチング素子に高速動作が可能な化合物半導体を用いることにより数十ＭＨｚでのスイッチングが可能となり、可変電圧源そのものの小型化も可能となる。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 増幅用トランジスタ、２ 出力整合回路、３ チョークコイル、４ ベースバイアス回路、５ 充電池、６ アンテナ、７ スイッチ、８ 受信回路、９ 送信回路、１０ 高周波電力増幅器、１１，１１ａ，１１ｂ，１１ｃ 電圧可変回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）、１２ ＩＣ、１２ａ，１２ｂ，１２ｃ 可変バイアス回路、２０ 経路切替スイッチ、２１ａ，２１ｂ，２１ｃ フィルタ。

Claims (14)

1. 出力側に供給された電力を利用して増幅された電力を出力する電力増幅器と、
   電源から供給される電圧を変換し、前記電力増幅器の出力側に供給する可変電圧回路とを備え、
   前記可変電圧回路の出力電圧は、前記電力増幅器の出力側に接続された機器のインピーダンスを基に定められる、増幅装置。
2. プログラムに従って前記可変電圧回路に所定の電圧を出力させる制御器をさらに備える、請求項１に記載の増幅装置。
3. 前記増幅装置を搭載した装置の動作状態に応じて前記可変電圧回路に所定の電圧を出力させる制御器をさらに備える、請求項１に記載に増幅装置。
4. 前記可変電圧回路の出力電圧は、前記電源から供給される電圧よりも高い、請求項１に記載の増幅装置。
5. 前記電力増幅器はトランジスタを含み、
   前記トランジスタのバイアス電圧を変更する可変バイアス電圧回路をさらに備える、請求項１に記載の増幅装置。
6. 前記電力増幅器から出力された電力の供給先を切替えるスイッチをさらに備える、請求項１に記載の増幅装置。
7. 前記電力増幅器はトランジスタを含み、
   前記スイッチの材質は、前記トランジスタの材質と同じである、請求項６に記載の増幅装置。
8. 前記電力増幅器は、化合物半導体である、請求項１に記載の増幅装置。
9. 前記電力増幅器は、ヒ化ガリウムから形成されるヘテロ接合バイポーラトランジスタを含む、請求項８に記載の増幅装置。
10. 前記電力増幅器は、窒化ガリウムから形成されるトランジスタを含む、請求項８に記載の増幅装置。
11. 前記可変電圧回路は、スイッチング素子から構成され、
    前記スイッチング素子は、化合物半導体である、請求項１に記載の増幅装置。
12. 前記スイッチング素子の材質は、窒化ガリウムである、請求項１１に記載の増幅装置。
13. 前記電力増幅器は、トランジスタを含み、
    前記トランジスタと前記スイッチング素子とが同じチップ上に形成される、請求項１１に記載の増幅装置。
14. 請求項１〜１３のいずれかに記載の増幅装置を搭載した無線通信装置。

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