CN102257726B - 用于宽带放大器线性化的装置和方法 - Google Patents

Abstract

一种改进宽带放大器线性化的装置和方法。本电路利用预失真技术来改进放大器的三阶失真以减少为实现给定系统要求所需的DC功率量。此外，放大器具有适合于简化的预失真的宽带特性。预失真线性化器电路跨越放大器的输入端进行连接。线性化器电路包括多个二极管以改进线性化器的削波性能。此外，RC电路使线性化器失真的相位对准以与放大器的相反。

Description

用于宽带放大器线性化的装置和方法

本申请要求在2008年10月17日提交的题为“BROADBAND AMPLIFIER LINEARIZATION”的美国临时专利申请序列号61/106,455的优先权，其公开内容合并于此。

技术领域

本发明通常涉及电路，并且更特别地涉及用于宽带放大器线性化的电路和技术。

背景技术

诸如模拟CATV和数字QAM（正交幅度调制）信号的宽带信息的高效传输需要遍及网络的内容的线性放大。线性放大器是由于它们增加信号的幅度而添加少量失真的那些放大器。添加过度失真的放大器引起了图片质量的劣化以及减少的BER（位出错率）。维持遍及系统的良好失真性能需要仔细地注意沿传输链路的放大器的设计。

CATV系统中的放大器生成两种主要类型的失真，即二阶和三阶失真。每种类型的失真导致独特的系统损害，其限制了可以通过系统传输的内容或信息的有效量。例如，放大器中的三阶失真使QAM信号显现（develop）可能损害相邻QAM信道上的BER的频谱内容。该频谱再生是用于数字RF网络的放大器中的主要关注。

二阶失真以许多方式影响CATV系统，诸如模拟视频图片质量。然而，在新的CATV架构中，当模拟信道和QAM内容同时通过放大器传输时，二阶失真的存在越来越成为关注。通常QAM内容位于系统的上频带中，而模拟信道被留在下频带中。上频带中出现的二阶失真机制将生成回落到下模拟频带中的差积。由于上频率中的原始QAM内容与模拟内容不相关并且因此是类噪声的（noise-like），因此二阶失真将表现为模拟信号的噪声本底的增加，由此使图片质量劣化。

因较新的CATV架构通过输出具有较高水平的偏斜（tilt）的、较高电平的RF信号而努力减少系统放大器的数目的事实，而加剧了该问题。偏斜是最高信道处的信号电平较之最低信道处的信号电平之间的差。较高的输出电平和增加的偏斜意味着位于QAM频带中的RF功率在新系统中是较高的并且模拟频带中的电平是较低的。这进一步恶化二阶失真问题并且导致CATV放大器的设计中的重大设计挑战。必须越来越小心以确保二阶失真产物不会限制CATV系统。特别地，必须不允许使下模拟信道具有载波-噪声（CNR）问题的高QAM电平。考虑到较新的QAM内容和较高的RF输出，显然许多现有技术的线性化技术没有足够小心地解决该问题。

存在若干种控制和减少放大器中的失真的常见方法。最简单的技术是增加放大器自身中使用的晶体管的尺寸。尽管这容易降低失真，但是由于较大的晶体管需要更多的功率来操作，因此这也导致了较高的功耗。另一种技术是使用在器件级上固有更线性的较新的晶体管技术。近来已进行了改进晶体管的内部失真的大量工作。这些较新的晶体管技术在它们达到技术成熟时常常造成重大可靠性风险。

图1中示出了针对预失真的现有技术的方法。这里从预失真电路驱动需要减少失真的放大器。为了出现线性化，预失真电路创建的失真需要为与放大器中出现的失真相同的电平和相反的相位。换言之，如果来自线性化器的失真被无失真放大器放大，则该失真将需要具有与在相同的输出电平下操作时从真实放大器自身出现的失真相同的幅值但是相反的相位。因此，图1中的电路的操作可以被视为相消干扰电路，其中目标在于实现两个失真信号的幅值和相位的良好对准，因此存在尽可能多的抵消。

放大器设计的一个重要目标是通过如下器件实现良好带宽，这些器件自身常常具有重大端电容和电荷存储效应（在下文中被称为电容），其减慢电路中的电荷的移动并且限制带宽。也关键的是指出这些器件电容自身是端电压和电流的非线性函数。对于低频，这些效应对放大器失真具有最小的影响。然而，在较高的频率下，这些电容可能支配放大器失真。

如图2中所示，图1中的放大器的设计通常是通过若干种熟悉的拓扑来执行的。这些拓扑的差动形式也是常用的。共发射极拓扑已知具有良好效率和噪声性能，并且易于设计。然而，其往往由于器件电容可能支配频率响应和高频失真而具有差的性能。

共射共基（Cascode）拓扑通过将第二晶体管设置在主晶体管上方而帮助减轻输入-输出电容，其通常被称为集电极-基极或“密勒（Miller）”电容。共射共基或顶部器件的发射极为底部器件提供了低阻抗，这防止电压的积累并且使为充电和放电集电极-基极电容所需的能量最小化。共射共基到目前为止是现今的基础设施CATV放大器中使用的主要拓扑。更不用说，与较旧的硅技术一起使用的共射共基放大器在频率增加时仍然在其失真性能方面具有重大劣化。

图2中示出的达林顿（Darlington）拓扑也增加了带宽。第一器件用作缓冲器级，其具有直到第二器件的输入基极的单位增益。缓冲器是能够将电荷移入和移出第二器件的电容的驱动器件。因此，达林顿拓扑可以具有非常良好的带宽。注意，图2中示出的达林顿仍然受到密勒效应的困扰并且同样地在较高频率下具有失真性能的重大劣化。

图2中的所有放大器拓扑将在频率增加时具有失真性能的某种劣化。放大器的失真性能随增加的频率而降低指示放大器的失真的幅值正在增加。这也表明失真的相位也不随频率恒定。在频率增加时失真信号的幅值和相位的这一改变使得线性化器的设计更困难得多。

正常在图2中示出的放大器的设计期间，极少关注失真产物的频率响应的类型。对于宽带放大器，设计目标通常是具有其复合失真被最小化的放大器。在CATV放大器的领域中，相关失真是复合二阶（CSO）和复合三次差拍（CTB）。CATV放大器的设计目标正常将是使CSO和CTB低于某个指定值。关于CSO和CTB对于哪些频率最低，通常给予极少关注。

图3a中示出了常见的分流（shunt）型线性化器电路。这里，两个弱正向偏置二极管D1和D2被设置成反串联并且跨越输入信号线。电容器C1、C2和C3所有均是大的旁路电容器。R1、R2和IBIAS用于设定二极管中的偏置条件。在正常操作中，D1和D2被以非常小的电流弱偏置。图4示出了正向偏置二极管的IV特性。对于常见的二极管，端电压和电流之间的关系由指数关系给出。该指数可以被求微分以给出特定IBIAS处的二极管的有效视频电阻或者小信号电阻。注意：如果正向偏置电流量从IBIAS增加，则视频电阻动态减少；并且如果电流同样地减少，则视频电阻动态增加。因此，在将入射信号施加到具有IBIAS的偏置电流的二极管时，二极管用作其电阻随入射信号变化的电阻器。再次考虑图3A的电路，输入上的RF信号将增加和减少电路中的点A处的节点电压。当节点A处的电压增加时，D1和D2中的电流两者均改变。D1中的正向偏置电流增加，这使其视频电阻减少。然而，D2中的正向偏置电流减少，这使其视频电阻增加。由于二极管的指数行为，因此D2的视频电阻的增加大于D1的视频电阻的减少，这意味着串联的D1和D2的总视频电阻随着点A处的RF电压增加而增加。这意味着线性化器电路中的损耗随着RF电压增加而减少。这通常被称为“增益”扩展。

存在许多预失真电路，但是它们的操作与图3相似。二极管的指数特性用于制成在输入信号电平高时具有较少损耗的电路。该特性几乎总是所需要的，因为大多数放大器在RF输入增加时具有相反的增益压缩行为。

图3B中示出了串联型线性化器并且在CATV工业中的许多专利中使用了该串联型线性化器，诸如美国专利号6,107,877（Miguelez等人）和美国专利号6,580,319（Cummings等人）。Miguelez和Cummings两者均将串联型预失真应用于熟悉的CATV混合放大器，其被认为是CATV分送网络中的主力（workhorse）放大器部件。操作与早先描述的分流型相似，其中入射RF信号的增加导致损耗量的减少。在该情况中，RF信号的增加导致动态二极管电阻的下降；在串联路径中，电阻的下降导致增益的增加。

图3A和3B中的电路通常用于使放大器预失真。其失真与放大器的失真的对准常常通过调整IBIAS的值来完成。较高的IBIAS值将导致来自线性化器电路的较少失真。注意，图3A和3B中的电路仅允许调整失真项的幅值而不具有控制相位的能力。如提到的，大多数放大器的失真产物具有频率上变化的相位响应，因此图3A和3B中的电路是不完善的。

设计人员常常设置相位补偿电路以使相位对准从而获得最好抵消。Miguelez和Cummings公开了用于调整预失真信号的相位以与放大器的失真抵消的技术。可以使用小的电容或电感来执行对准。然而，由于Miguelez和Cummings中公开的电路需要大值的电容器以实现所需的低频响应，因此它们不容易在集成电路中实施。添加的电容器往往将由于它们添加到电路的寄生长度而减少可能的集成优点。简言之，Miguelez和Cummings的串联型线性化器不适合于集成。

关于美国专利号5,798,854和美国专利号6,288,814（均为Blauvelt）可以进行相似的叙述，其中公开了关于电子或光学元件的失真项的实部和虚部对准。Blauvelt中公开的技术需要大的阻塞电容器或偏置电感器以在二极管或FET周围路由偏置信号或者将偏置信号路由到二极管或FET。

通常用于使光学传输器预失真的技术常常利用宽带分离器或耦合器以按特定比例划分信号。它们也依赖于延迟线以帮助对准预失真器和放大器或光学传输器之间的相位。说明这一点的若干个现有技术的参考文献是美国专利号5,589,797（Gans等人）和美国专利号5,436,749（Pidgeon等人），其两者均利用延迟线并且因此不适用于集成电路实施方式。

美国专利号5,282,072（Nazarathy等人）公开了一种用于光学传输器的分流型线性化器，其可以扩展为与放大器一起工作。然而，Nazarathy中公开的电路不是关于它们在具有不确定的匹配特性的集成电路工艺中的适用性而精心设计的。二极管特性中的任何失衡将导致二极管支路中的电流失衡并且潜在地导致大的二阶失真。大的二阶失真的潜在性使得Nazarathy对于集成设计而言具有可疑的价值。此外，Nazarathy未公开在预失真生成器和放大器之间对准相位响应的关键步骤，这如早先提到的那样可能需要大的延迟线并且极大地使集成任务复杂化。对Nazarathy的修改需要前面提到的大的阻塞电容器或偏置电感器，这同样不易于（given to）集成。

针对图3A中的预失真电路的一个问题是放大器完全压缩之前的线性化器的过早削波（clipping）。换言之，来自诸如图3A中的常见线性化器的失真特性随着输入RF电平增加而显著变化，并且大量的RF驱动可以使线性化器在放大器削波之前过早削波。这导致非常不理想的组合压缩性能劣化。因此，设计如下预失真电路变得非常重要：其具有所需的失真特性以确保与放大器的良好抵消，但是不会在输入驱动增加时过早削波。在现有技术的线性化器中，预失真电路非常常常不利地影响组合响应的高功率性能。

最后，美国专利号5,172,068（Childs）公开了如何可以将反串联配置的多个串联二极管用作针对三阶产物的预失真电路。Childs公开了多个串联二极管使得可以通过该电路发送较大的RF信号成为可能。Childs未示出用于调整失真项的相位响应的方法，仅示出了如何可以使它们随频率的变化最小化。作为替代，Childs公开了较高的RF电平可能在维持良好高频失真抵消特性方面是有用的。除了通过调整二极管的数目和输入RF电平之外，Childs另外未示出如何可以调整预失真电路和正被线性化的元件之间的相位对准。

发明内容

通常，本发明是用于改进线性化的装置和方法。本发明利用预失真技术来改进放大器的三阶失真以减少为实现给定的系统要求所需的DC功率量。此外，放大器具有适合于简化的预失真的宽带特性。

更特别地，根据本发明的一个实施例，一种电路包括：放大器电路，具有两个输入；以及预失真线性化器电路，跨越放大器电路的两个输入进行连接。线性化器电路包括：输入变压器；以及线性化二极管网络，跨越输入变压器的输出进行连接，其中二极管网络包括不止两个二极管。在优选实施例中，线性化二极管网络包括六个二极管。

在一个实施例中，输入变压器通过VBIAS电压进行偏置以推送电流通过线性化二极管网络。在备选实施例中，第一电流源和第二电流源偏置线性化二极管网络。第一和第二电流源可以偏移（skew）以将二阶失真引入到电路中。

该电路可以进一步包括：第一电阻器和第一电容器，并联连接并且连接到线性化二极管网络的第一部分；以及第二电阻器和第二电容器，并联连接并且连接到线性化二极管网络的第二部分，其中第一电阻器和第一电容器以及第二电阻器和第二电容器使线性化器失真的相位对准以与放大器的相反。

放大器可以是差动放大器或者包括两个匹配的放大器，每个放大器具有一个输入。该电路可以进一步包括连接到放大器的输出的不平衡变压器（balun）。

在一个实施例中，放大器是修改的达林顿放大器，其中输入级晶体管的漏极连接在一起。放大器可以包括共射共基放大器。

根据本发明的另一实施例，一种电路包括：输入变压器，具有第一输出和第二输出；VBIAS电压，连接到输入变压器；第一RC网络，连接到输入变压器的第一输出；第一线性化二极管网络，连接到第一RC网络；第二RC网络，连接到输入变压器的第二输出；第二线性化二极管网络，连接到第二RC网络；以及放大器，具有连接到输入变压器的第一输出的第一输入、和连接到输入变压器的第二输出的第二输入。

放大器可以是差动放大器或者两个匹配的放大器，每个放大器具有一个输入。在优选实施例中，第一线性化二极管网络包括三个二极管，并且第二线性化二极管网络包括三个二极管。

根据另一实施例，一种电路包括：输入变压器，具有第一输出和第二输出；第一RC网络，连接到输入变压器的第一输出；第一线性化二极管网络，连接到第一RC网络；第二RC网络，连接到输入变压器的第二输出；第二线性化二极管网络，连接到第二RC网络；第一电流源，连接到输入变压器的第一输出；第二电流源，连接到输入变压器的第二输出；以及放大器，具有连接到输入变压器的第一输出的第一输入、和连接到输入变压器的第二输出的第二输入。

在一个实施例中，一种电路包括：输入变压器，具有第一输出和第二输出；第一RC网络，连接到输入变压器的第一输出；第一线性化二极管网络，连接到第一RC网络；第二RC网络，连接到输入变压器的第二输出；第二线性化二极管网络，连接到第二RC网络；VBIAS电压，连接到第一和第二线性化二极管网络；以及修改的达林顿放大器，具有连接到输入变压器的第一输出的第一输入、和连接到输入变压器的第二输出的第二输入，其中放大器中的输入级晶体管的漏极连接在一起。

一个特定实施例包括：输入变压器，具有第一输出和第二输出；第一RC网络，连接到输入变压器的第一输出；第一线性化二极管网络，连接到第一RC网络；第二RC网络，连接到输入变压器的第二输出；第二线性化二极管网络，连接到第二RC网络；电压，连接到第一和第二线性化二极管网络；第一电流源，连接到输入变压器的第一输出；第二电流源，连接到输入变压器的第二输出；以及差动共射共基放大器，连接到输入变压器的第一和第二输出。

附图说明

通过结合附图的以下详细描述，将容易理解本发明，其中相同的附图标记表示相同的结构元件，并且其中：

图1是利用预失真的现有技术的方法的框图；

图2说明了现有技术的放大器设计的示意图；

图3A是现有技术的分流线性化器电路的示意图；

图3B是现有技术的串联线性化器电路的示意图；

图4是图3A的电路中的正向偏置二极管的IV特性的曲线图；

图5A是具有匹配的放大器的电路的框图；

图5B是具有差动放大器的电路的框图；

图6是根据本发明的实施例的具有跨越差动放大器的输入连接的预失真线性化器的电路的框图；

图7是本发明的实施例的电路示意图；

图8是本发明的实施例的更详细的电路示意图；

图9A是比较典型的达林顿设计和根据本发明的修改的达林顿设计的IP3比对频率的曲线图；

图9B是比较典型的共射共基设计与根据本发明的自举共射共基设计的IP3比对频率的曲线图；

图10是IP3比对输出音调功率的图线的曲线图；

图11是本发明的备选实施例的电路示意图。

具体实施方式

以下描述被提供以使得本领域的任何技术人员能够做出和使用本发明并且阐述了被发明人考虑用于实施本发明的最好模式。然而，各种修改对于本领域的技术人员而言将保持容易明白。任何和所有这样的修改、等效物和备选方案旨在落在本发明的精神和范围内。

本发明公开了如何在不向放大器添加额外的功率的情况下并且在不需要使用较新的晶体管技术的情况下可以实现改进的失真。本发明可以有利地应用于新的CATV放大器集成电路，其在较之当前最先进的备选方案使功耗减少超过40%的同时实现了关键的系统失真要求。

更特别地，本发明利用预失真技术来改进CATV放大器的三阶失真以减少为实现给定的系统要求所需的DC功率量。尽管预失真已被成功使用了相当长时间，但是本发明利用了独特的电路，其系统地克服了与预失真线性化关联的常见问题。如这里公开的，可以在维持出色的二阶失真的同时设计三阶预失真。如前面提到的，当部署较新的CATV信号和架构时，二阶产物的控制是关键的。

本技术也减轻了针对线性化的如下常见问题：为了在各种频率或功率水平下获得最好性能，常常需要复杂的调整。该技术进一步使该问题最小化并且提供了跨越宽带宽和大输入电平动态范围的更简单得多的操作。后者通常与QAM信号关联，其具有比较大的峰均信号比。

本设计方法公开了，待被线性化的放大器的设计和预失真电路的设计是在考虑到彼此的情况下设计的。该方法成功的关键在于将放大器设计为具有适合于简化预失真的宽带特性。相似地，本发明中提出的预失真电路是使用预失真电路中不常用的技术在考虑到放大器的特性的情况下完成的。而且，本技术克服了针对现有技术关于实施为集成电路的问题。该集成不仅对于成本降低和性能一致性是重要的，而且对于使常常限制印刷电路板上的离散实施方式的预失真有效性的寄生效应最小化而言可能是更重要的。

在许多放大器中期望的是在推挽模式中操作，其中两个匹配的放大器彼此异相地操作。图5A和5B说明了两种布置。或者可以使用匹配的放大器51、52（图5A），或者可以使用完全差动放大器53（图5B）。在这两种情况中，诸如不平衡变压器的相位分离器器件50用于从不平衡输入或输出转换为平衡配置。

图6说明了完全差动实施方式，其中线性化跨越平衡输入端设置在相位分离器之后。具体地，输入被施加到相位分离器50，并且线性化器55跨越差动放大器53的输入端连接。线性化器55以与图3的电路的相似方式操作，除了电路是差动的并且不存在固有的地参考。图6中的电路是有利的，因为其恰好适合于通过使用输入变压器的DC路径或者通过使用常用的反馈电阻器的DC连接而实现线性化二极管的偏置。

图7说明了如何可以使用输入变压器来偏置线性化二极管。可以使用常用的4:1阻抗变压器T1来引入偏置电压VBIAS以推送电流通过线性化二极管D1-D6。二极管D1-D6以前面解释的方式作为线性化器操作。变压器T1也用于在差动放大器53之前分离信号和相位。输出不平衡变压器B1用于组合放大器53的输出。图7说明了被实施为传输线类型的输入变压器T1；用其中可以由匝数比设定阻抗比的通量耦合变压器来执行该功能是同样有效的。

备选地，用于图7中的电路的二极管偏置电流可以源自电流源（分别是Ib1和Ib2），其将电流推送到节点（1）和（2）中。为了针对幅度和相位分离变压器或不平衡变压器中通常观察到的失衡进行调整，可以有意地使偏置电流Ib1和Ib2偏移。这有意地将二阶失真引入到电路中并且可能在使来自放大器自身的任何残余二阶为零方面是有用的。这种残余二阶失真可能由较差的变压器或不平衡变压器性能引起或者由差动放大器53自身中的略微失衡引起。

注意，通过使用电流源来偏置二极管D1-D6，使由于制造差异引起的D1-D6特性中的潜在变化最小化。该电路便利地允许电流源用于该目的。

为了使线性化器失真的相位对准以与差动放大器的相反，使用由R1和C1形成的RC极点。在较高的频率下，电容器C1支配并联组合并且允许较多的RF跨越二极管串呈现。因此，在较高的频率下，线性化器变得更非线性，这如所提到的那样与大多数放大器的正常行为匹配。

线性化器中的二极管的数目是非常重要的。尽管通常使用一对二极管，但是可以示出添加多个二极管可以改进线性化器的削波性能。在线性化器中的多个二极管的使用帮助增加线性化器进行压缩所处的功率电平。尽管添加二极管确实改变了它们的失真生成性质，但是通过简单地调整在每个二极管中额定操作的IBIAS电流量，可以实现中等RF功率电平处的良好抵消所需的适当的失真量。在该情况中，多个二极管方法将在较宽的功率范围上实现较好的抵消并且将减小线性化器在放大器之前削波的可能性。在该示例中，使用多个二极管在RFIC工艺中自然是可用的。在印刷电路板上的离散实施方式中，多个二极管可能导致过度寄生，这可能改变线性化器和放大器之间的相位关系。

图8中示出了本发明的更详细的实施例，其中通过反馈电阻器RFB来引入线性化器二极管偏置。二极管D1-D6容易集成在单个芯片上；通过标为VBIAS的单个片外调整来执行线性化二极管的偏置控制。该方法的优点是可以容易实现放大器与线性化器的完全集成，这使寄生效应影响两个失真项之间的相位关系的机会最小化。电容器C2是片上小阻塞型，由于通过使用FET技术而给予的大输入阻抗，该电容器的值不需要是大的。在该情况中Rb1和Rb2是大的并且仅存在用于偏置目的并且未重大地影响在Q1a和Q2b的栅极处看到的输入阻抗。放大器的偏置是通过大的片上电阻器RB1和RB2执行的，所述电阻器形成了分压器并且设置到Q2a和Q2b的栅极电压。

在该实施方式中，放大器是对前面描述的达林顿拓扑的修改。注意，在该情况中，输入器件Q2a和Q2b的漏极未分别连接到Q1a和Q1b的漏极。通过将输入级的漏极连接在一起，因此形成图8中的点X处的虚拟地，由于不存在从Q2a和Q2b的输入栅极到它们的漏极的电压增益，因此极大地使放大器的密勒电容最小化。

该达林顿拓扑中的密勒效应的这种最小化克服了放大器设计的主要限制之一，即失真响应随频率的变平。图9A是说明标准达林顿拓扑的典型的输出IP3（三阶截点）性能以及由修改的达林顿实现的性能的曲线图。标准达林顿的向下倾斜的IP3（频率）性能指示重大电容或电抗正在影响放大器失真的相位响应。修改的达林顿的随频率的非常平坦的IP3性能指示其失真的相位响应比较平坦并且表现良好。由于抵消量取决于失真源之间的相位对准，因此这使得设计有宽带宽能力的线性化器的工作更简单得多且有效。

注意，标准达林顿的图9A中示出的低频IP3性能优于修改的达林顿的低频IP3性能。这是因为在标准达林顿中，在图2中被示出为缓冲器级的输入级器件中消耗的电流对输出驱动有贡献，而在图8的修改的达林顿中它们没有贡献。标准达林顿中的功率压缩性能（通常指的是1 dB压缩点或P1dB）高于修改的达林顿中的功率压缩性能。效率和P1dB的该损耗通常排除了供在大多数设计中所考虑的修改的共射共基。然而，根据本发明，通过使主放大器的设计与线性化器的设计耦合，可以实现改进的预失真有效性。

用于实现线性化器和放大器之间的良好相位对准的有效方法是作为开始放大器设计的一部分使放大器的失真中的相位变化最小化。这种目标不是已知存在的或者在放大器的设计中至少非常罕见；相反，通常的目标只是实现较高的IP3性能量。

作为本发明的设计过程的另一示例，图9B示出了较之图11中示出的自举共射共基（这将在后面详细描述）的标准共射共基的典型的随频率的IP3性能。图9B中示出的自举共射共基的IP3性能将优于标准共射共基的IP3性能。自举共射共基方法常常由于其高水平的不稳定性和笨拙的行为而被排除。在本发明中，完成放大器的设计以实现合理的IP3，但是如图9A和9B中所示，优先实现感兴趣的频率上的平坦的IP3。这样，线性化器的设计被极大地简化并且较宽的频率和功率范围上的抵消前景被增强。

这里使用的修改的达林顿也具有如下的重大优点：其失真行为受FET内部的主要失真机制支配。放大器中出现的失真受作为输入Vgs的函数的FET跨导支配。输入器件Q2a和Q2b用作简单的单位增益缓冲器并且没有贡献很多失真。由于存在支配失真的单个器件，因此设计一种使幅值和相位响应对准的抵消电路是更容易得多。在共射共基级中情况将不是这样，其中在器件非线性如何表现在总放大器失真中方面，存在顶部和底部器件之间的重大交互。

在一般意义上，这里公开的方法牵涉仔细设计放大器以在感兴趣的宽频率范围以及宽的输入信号范围上呈现表现良好的失真性能。该要求在现代的CATV系统中是常见的，其中频率范围现在从50 MHz扩展到1000 MHz并且超出，并且信道数目是非常高的并且峰均功率比指示将呈现宽的瞬时功率范围。

图10示出了如何可以以常见术语理解该要求。图10是IP3比对输出音调功率的图线的曲线图。理想地，将希望设计一种自始至终具有平坦的IP3（功率）直至压缩效应接管为止的放大器，并且将希望对于每个频率具有相同的响应。如果这被实现，则由于多二极管线性化器的设计被放松，因此宽的功率范围上的高水平的抵消的前景是良好的。常常发现，器件和正常拓扑可以处理IP3（功率），其如图10中所示的那样是较高不稳定的。通常，这种放大器将是优选的，因为其IP3在较高的输出功率电平下是较好的；然而这种放大器的线性化更难得多。

这里描述的方法寻求实现平坦的IP3（功率、频率），即使付出违反直觉的裸放大器性能劣化的代价。以集成方式使用多个二极管极大地改进了在线性化器和放大器之间使失真项对准的能力。

图11中示出了使用共射共基拓扑的相似的电路。在该实施方式中，底部器件Q1a和Q1b将输入栅极电压转换为电流，其随后分别通过Q2a和Q2b传递至连接到Q2a和Q2b的漏极的输出。

源极电阻器Rsa和Rsb感测电流并且提供负反馈的形式。在每一半上，存在由R1与C1串联和C2与R2串联形成的自举网络。这些自举网络的目的在于分别动态地调整Q2a和Q2b的顶部栅极电压，使得跨越Q1a和Q1b的RF电压摆动保持为几乎恒定。如果未使用这些自举网络，则顶部FET Q2a和Q2b的寄生电容将使RF信号跨越Q1a和Q1b的漏极-栅极呈现。这种条件挫败了共射共基拓扑的目的并且是IP3（频率）恶化的主要原因。换言之，在没有图11中的自举网络的情况下，共射共基拓扑将受到其IP3特性随频率的重大滚降的困扰，并且照此将更难以利用相位对准的线性化电路进行预失真。如前面讨论的修改的达林顿的情况中的那样，自举共射共基实现了相对平坦的IP3（频率）特性。

图11中的线性化器通过二极管D1-D6形成。Q1a和Q1b的栅极通过片外电容器耦合到分别由Rpd1与Cpd1和Rpd2与Cpd2形成的并联RC网络。D1-D6以及Rpd1与Cpd1和Rpd2与Cpd2一起形成了分流线性化器。失真产物的调整通过调整D1-D6中的偏置电流来执行，这可以通过如所指示的那样将电流源Ilin1和Ilin2连接到地来实现。失真产物与放大器的那些的相位对准通过调整Cpd1和Cpd2的值来实现。如果需要二阶失真的调整，则可以有意地使电流Ilin1和Ilin2偏移。为了简化，偏置可以通过将电流源替换为电阻器来执行，其中不利方面是线性化器偏置电流然后将易于受到二极管工艺变化和电阻器公差的影响，其任一个均可能导致不利的二阶性能。

本领域的技术人员将认识到，在不偏离本发明的范围和精神的情况下可以配置刚刚描述的优选实施例的各种适配和修改。因此，将理解，在所附权利要求的范围内，本发明可以不同于如这里具体描述的那样来实施。

Claims (22)

1.一种电路，包括：

放大器电路，具有两个输入；以及

预失真线性化器电路，跨越所述放大器电路的两个输入进行连接，其中所述线性化器电路包括：

输入变压器；以及

线性化二极管网络，跨越所述输入变压器的输出进行连接，其中所述二极管网络包括不止两个二极管，且其中所述电路进一步包括第一电流源和第二电流源以偏置所述线性化二极管网络。

2.如权利要求1所述的电路，其中所述输入变压器通过VBIAS电压进行偏置以推送电流通过所述线性化二极管网络。

3.如权利要求1所述的电路，其中所述第一和第二电流源被偏移以将二阶失真引入到所述电路中。

4.如权利要求1所述的电路，进一步包括：第一电阻器和第一电容器，并联连接并且连接到所述线性化二极管网络的第一部分。

5.如权利要求4所述的电路，进一步包括：第二电阻器和第二电容器，并联连接并且连接到所述线性化二极管网络的第二部分；

其中所述第一电阻器和第一电容器以及第二电阻器和第二电容器使线性化器电路失真的相位对准以与所述放大器的相位相反。

6.如权利要求1所述的电路，其中所述放大器是差动放大器。

7.如权利要求1所述的电路，其中所述放大器包括两个匹配的放大器，每个放大器具有一个输入。

8.如权利要求6所述的电路，进一步包括连接到所述差动放大器的输出的不平衡变压器。

9.如权利要求1所述的电路，进一步包括施加一VBIAS电压到所述线性化二极管网络。

10.如权利要求9所述的电路，其中所述放大器是修改的达林顿放大器，以及其中所述放大器中的输入级晶体管的漏极连接在一起。

11.如权利要求1所述的电路，其中所述放大器包括共射共基放大器。

12.一种电路，包括：

放大器电路，具有两个输入；以及

预失真线性化器电路，跨越所述放大器电路的两个输入进行连接，并具有：

输入变压器；以及

线性化二极管网络，跨越所述输入变压器的输出进行连接，其中所述线性化二极管网络包括六个二极管。

13.一种电路，包括：

输入变压器，具有第一输出和第二输出并配置成接收VBIAS电压；

第一RC网络，连接到所述输入变压器的第一输出；

第一线性化二极管网络，连接到所述第一RC网络；

第二RC网络，连接到所述输入变压器的第二输出；

第二线性化二极管网络，连接到所述第二RC网络；以及

放大器，具有连接到所述输入变压器的第一输出的第一输入和连接到所述输入变压器的第二输出的第二输入。

14.如权利要求13所述的电路，其中所述放大器包括差动放大器。

15.如权利要求13所述的电路，其中所述放大器包括两个匹配的放大器，每个放大器具有一个输入。

16.如权利要求13所述的电路，其中所述第一线性化二极管网络包括三个二极管，并且所述第二线性化二极管网络包括三个二极管。

17.一种电路，包括：

输入变压器，具有第一输出和第二输出；

第一RC网络，连接到所述输入变压器的第一输出；

第一线性化二极管网络，连接到所述第一RC网络；

第二RC网络，连接到所述输入变压器的第二输出；

第二线性化二极管网络，连接到所述第二RC网络；

第一电流源，连接到所述输入变压器的第一输出；

第二电流源，连接到所述输入变压器的第二输出；以及

放大器，具有连接到所述输入变压器的第一输出的第一输入和连接到所述输入变压器的第二输出的第二输入。

18.如权利要求17所述的电路，其中所述放大器包括差动放大器。

19.如权利要求17所述的电路，其中所述放大器包括两个匹配的放大器，每个放大器具有一个输入。

20.如权利要求17所述的电路，其中所述第一线性化二极管网络包括三个二极管，并且所述第二线性化二极管网络包括三个二极管。

21.一种电路，包括：

输入变压器，具有第一输出和第二输出；

第一RC网络，连接到所述输入变压器的第一输出；

第一线性化二极管网络，连接到所述第一RC网络；

第二RC网络，连接到所述输入变压器的第二输出；

第二线性化二极管网络，连接到所述第二RC网络；其中

将一VBIAS电压施加到所述第一和第二线性化二极管网络；以及

修改的达林顿放大器，具有连接到所述输入变压器的第一输出的第一输入和连接到所述输入变压器的第二输出的第二输入，其中所述放大器中的输入级晶体管的漏极连接在一起。

22.一种电路，包括：

输入变压器，具有第一输出和第二输出；

第一RC网络，连接到所述输入变压器的第一输出；

第一线性化二极管网络，连接到所述第一RC网络；

第二RC网络，连接到所述输入变压器的第二输出；

第二线性化二极管网络，连接到所述第二RC网络；其中

将一电压施加到所述第一和第二线性化二极管网络；

第一电流源，连接到所述输入变压器的第一输出；

第二电流源，连接到所述输入变压器的第二输出；以及

差动共射共基放大器，连接到所述输入变压器的第一和第二输出。