JP6316506B2 - 電力増幅器及び無線送信器 - Google Patents

Description

本開示は電力増幅器に関し、例えば広帯域ドハティ方式増幅器に適用可能である。

電気回路や電子回路では電気信号を所定のレベルまで増幅するために、様々な増幅器が使用されている。このうち、主に送信機の最終段増幅器として使用され、その出力電力の大きいものは電力増幅器と呼ばれている。

広範囲で通信を行う無線機等ではその送信出力が大きくなるため、送信機に使用される電力増幅器の出力電力も大きくなる。このため、この電力増幅器で消費される電力が非常に大きくなり、送信機全体が消費する電力の中で多くの割合を占めることになる。したがって、送信機の低消費電力化のために、電力増幅器の低消費電力化、すなわち、高効率化は重要な開発課題である。

一般に、増幅器で使用されるトランジスタでは、出力信号レベルが小さい時と比べて、飽和付近で効率が良く、その効率は飽和効率と呼ばれている。一方、近年の無線通信では周波数の利用効率向上のために、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency-Division Multiplexing）などの高度なデジタル変調方式を採用される傾向にあるが、このような信号は最大電力と平均電力との比（ＰＡＰＲ：Peak to Average Power Ratio）が非常に大きい。電力増幅器では、信号波形の歪を抑えるために、使用するトランジスタの飽和電力は信号の最大電力を考慮する必要がある。したがって、電力増幅器は飽和電力に対して遥かに小さい平均電力で動作することとなり、その効率は飽和効率に対して非常に低いものとなる傾向にある。

電力増幅器の高効率化を実現する方法として様々な方式が考案されている。その中でもドハティ方式増幅器は、ＰＡＰＲの大きい信号の高効率化に適した電力増幅器として、近年、様々な用途の電力増幅器において採用され始めている。

特開２０１２−２９２３９号公報 特表２００５−５１６５１５号公報

本開示の課題は、出力容量が大きいトランジスタを使用する電力増幅器において、より広帯域で出力容量の影響を軽減可能な技術を提供することにある。

本開示のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、電力増幅器は、 入力信号を増幅するキャリアアンプと、
前記入力信号の信号レベルが所定レベル以上になると前記入力信号の増幅を開始するピークアンプと、
前記キャリアンプの出力と前記ピークアンプの出力の位相を調整する位相調整回路と、
前記入力信号の信号レベルが前記所定レベルより小さいときに前記キャリアアンプの負荷を変換するインピーダンス変換線路と、
前記キャリアアンプを構成する第一のトランジスタの出力にその一方の端子が接続され、その他方の端子は交流的に接地される第一のインダクタンスと、
前記第一のトランジスタの出力と前記インピーダンス変換線路の間に、第二のインダクタンスと第一の容量とが直列に接続された直列共振回路と、
を備え、
前記インピーダンス変換線路は、該インピーダンス変換線路と前記直列共振回路の接続点における、前記信号レベルが所定レベル以上のときの前記キャリアアンプの最適負荷インピーダンスに略等しい特性インピーダンスを有する。
前記特性インピーダンスは、前記信号レベルが最大のときの若しくは前記ピークアンプと前記キャリアアンプの出力が等しくなるときの又は最大の出力電力が得られるときの前記キャリアアンプの最適負荷インピーダンスが、前記第一のインダクタンス及び前記直列共振回路によって実軸付近に移動されたインピーダンスに略等しく又は近く、その一方、前記信号レベルが所定レベル未満のときの若しくは前記ピークアンプが動作しないときの又は最大の電力効率が得られるときの前記キャリアアンプの最適負荷インピーダンスが、前記第一のインダクタンス及び前記直列共振回路によって実軸付近に移動されたインピーダンスとは異なる又は略２倍離れている。

上記電力増幅器によれば、より広帯域で出力容量の影響を軽減することが可能である。

一般的なドハティ方式増幅器の構成を説明するためのブロック図。 ドハティ方式増幅器の効率特性を説明するための図。 広帯域な特性を持つドハティ方式増幅器の構成を説明するためのブロック図。 一般的な高出力トランジスタの出力部分の等価回路を説明するための図。 トランジスタの出力にインダクタンスを有する増幅器を説明するための図。 トランジスタの出力にインダクタンスを有するドハティ方式増幅器の構成を説明するためのブロック図。 実施形態に係るドハティ方式増幅器の構成を説明するためのブロック図。 図３のドハティ方式増幅器におけるトランジスタの最適インピーダンスを表すスミスチャート。 図７のドハティ方式増幅器におけるトランジスタの最適インピーダンスを表すスミスチャート。 第一の実施例に係るドハティ方式増幅器の構成を説明するためのブロック図。 第二の実施例に係るドハティ方式増幅器の構成を説明するためのブロック図。 第三の実施例に係るドハティ方式増幅器の構成を説明するためのブロック図。 第四の実施例に係る無線送信機のブロック図。

以下、実施形態および実施例について、図面を用いて説明する。ただし、以下の説明において、同一構成要素には同一符号を付し繰り返しの説明を省略することがある。

まず、ドハティ方式増幅器およびその課題について説明する。図１は一般的なドハティ方式増幅器の構成を示すブロック図である。図２はドハティ方式増幅器の効率特性を示す図である。図３は広帯域な特性を持つドハティ方式増幅器の構成を示すブロック図である。

図１に示すドハティ方式増幅器１０Ｒは、キャリアアンプ１とピークアンプ２からなる二つの増幅器で構成される。キャリアアンプ１とピークアンプ２は、別体または一体にパッケージ化されたＬＤ‐ＭＯＳ ＦＥＴ等の増幅素子であり、通常は、キャリアアンプ１はＡ級またはＡＢ級でバイアスされ、ピークアンプ２はＢ級またはＣ級でバイアスされる。また、５０オーム系のシステムの場合、増幅器の負荷３は５０オームであることが多い。以下に、ドハティ方式増幅器１０Ｒの動作を簡単に説明する。

ドハティ方式増幅器１０Ｒの入力端子ＩＮに入力される信号レベルが小さいときは、ピークアンプ２はオフ状態となり、キャリアアンプ１のみが動作する。このとき、ピークアンプ２の出力インピーダンスは非常に高くなるよう（理想的には無限大）に設計されている。また、インピーダンス変換回路（IMPEDANCE TRANSFORMER）８の出力も高インピーダンスとなるため、キャリアアンプ１とインピーダンス変換回路（IMPEDANCE TRANSFORMER）６にはλ／４伝送線路５Ｒを介して、インピーダンス変換回路（IMPEDANCE TRANSFORMER）４Ｒのみが接続されているのと等価となる。インピーダンス変換回路４Ｒは出力端子ＯＵＴの５０オームの負荷３を、ピークアンプ２とキャリアアンプ１の結合点において２５オームとなるように変換している。このインピーダンスは特性インピーダンス５０オームのλ／４伝送線路５Ｒを介して１００オームに変換されるため、キャリアンプ１とインピーダンス変換回路６からなる増幅器は１００オームの負荷で動作することになる。

ドハティ方式増幅器１０Ｒに入力される信号レベルが所定レベル以上に大きくなると、ピークアンプ２が動作を開始するため、キャリアアンプ１とピークアンプ２の両方が動作する。λ／４伝送線路（位相調整用線路）７は、キャリアアンプ１とピークアンプ２の両方の出力が同相で合成されるように調整されている。インピーダンス変換回路４Ｒは５０オーム負荷３を２５オームに変換するため、キャリアンプ１とピークアンプ２それぞれに５０オームの負荷が接続されていることと等価になる。

このとき、キャリアアンプ１が飽和するタイミングで、ピークアンプ２が動作を開始するようにピークアンプ２のバイアスを調整することで、ドハティ方式増幅器１０Ｒの効率は図２に示すような特性になる。同図に示すように、入力信号が小さい領域ではキャリアアンプ１のみ動作し、かつ、ＰＡＰＲの大きい変調信号の場合でも、その平均出力電力がキャリアアンプ単体の飽和電力に近づくため、高効率な動作が可能となる。

ところで近年、携帯電話の基地局では、７００ＭＨｚ帯から２ＧＨｚ帯まで様々な周波数帯が使用されており、一つの装置で複数の帯域に対応することが要望されている。このため、装置の広帯域化は重要な課題となっている。また、地上波デジタル放送では、４００ＭＨｚから８００ＭＨｚまでのＵＨＦ（Ultra High Frequency）帯に各チャンネルが割り当てられている。これらの帯域内の全チャンネルに対応可能な送信機を１機種で実現できれば、在庫の管理やコスト等の点で有効であるため、送信機の広帯域化が期待されている。

ドハティ方式増幅器１０Ｒは、キャリアアンプ１とピークアンプ２の出力インピーダンスと、負荷のインピーダンスを整合させるためにインピーダンス変換回路６、８が使用される。このインピーダンス変換回路６、８には周波数特性が存在するため、特定の周波数点では所望のインピーダンス変換が行われるが、中心周波数から離れた周波数点では理想のインピーダンスから外れる。この影響により、ドハティ方式増幅器１０Ｒが動作する周波数範囲は制限されることになる。さらには、このインピーダンス変換回路６、８の周波数特性とλ／４伝送線路５Ｒの周波数特性、さらに、インピーダンス変換回路４Ｒの周波数特性が相互に影響し、ドハティ方式増幅器として動作する周波数範囲を制限するため、ドハティ方式増幅器１０Ｒでは広帯域化が困難である。

ドハティ方式増幅器を広帯域化するための手段として、図３に示すように、キャリアアンプ１とピークアンプ２の出力にインピーダンス変換回路を使用しないで、両者の信号を合成する方法が考えられる。図３のドハティ方式増幅器１０Ｓの構成では、キャリアアンプ１の出力とピークアンプ２の出力の後ろにインピーダンス変換回路を使用しないため、λ／４伝送線路の特性インピーダンスは、キャリアアンプ１とピークアンプ２で使用するトランジスタの最適負荷インピーダンス（Ｚｏｐｔ）に近い値にする必要がある。入力端子ＩＮに入力される入力信号レベルが小さいときは、ピークアンプ２はオフ状態となり、キャリアアンプ１のみが動作する。さらに、ピークアンプ２の出力インピーダンスは比較的高くなっている（理想的には無限大）ため、キャリアアンプ１はλ／４伝送線路（インピーダンス変換線路）５を介して、インピーダンス変換整合回路（IMPEDANCE TRANSFORMER MATCHING CIRCUIT）４のみと接続されているのと等価となる。インピーダンス変換整合回路４は出力端子ＯＵＴの５０オームの負荷３をＺｏｐｔ／２に変換しているため、入力信号レベルが小さい範囲では、特性インピーダンスがＺｏｐｔのλ／４伝送線路５によって２×Ｚｏｐｔに変換されたインピーダンスがキャリアアンプ１の負荷となる。

入力信号レベルが大きくなると、ピークアンプ２が動作を開始するため、キャリアアンプ１とピークアンプ２の両方が動作する。位相調整用線路７は、キャリアアンプ１とピークアンプ２の両方の増幅器の出力が同相で合成されるように調整されているため、キャリアアンプ１とピークアンプ２はＺｏｐｔの負荷で動作することになる。

ところで、一般的なドハティ合成の考え方では、入力信号レベルが小さいときのキャリアアンプの負荷インピーダンスは、入力信号レベルが大きいときのキャリアアンプまたはピークアンプの負荷インピーダンスの２倍となるように設計される。ドハティ方式増幅器１０Ｒでは、入力信号レベルが大きいときは、キャリアアンプ１とインピーダンス変換回路６とからなるキャリアアンプ側の回路の負荷インピーダンス、および、ピークアンプ２とインピーダンス変換回路８とからなるピークアンプ側の回路の負荷インピーダンスは、それぞれ５０オームであるが、入力信号レベルが小さいときは、キャリアアンプ側の回路の負荷インピーダンスは１００オームとなる。

しかし、ドハティ方式増幅器１０Ｒにおいては、キャリアアンプ1とλ／４伝送線路５Ｒの間にインピーダンス変換回路６が存在するため、キャリアアンプ１の出力における、入力信号レベルの小さいときの負荷を、入力信号レベルが大きいときの負荷に対して２倍に保つことが難しい。仮にその関係を保つことができたとしても、その帯域が制限されるため広帯域化に不向きである。

ドハティ方式増幅器１０Ｓは上記の課題も解決するものであり、キャリアアンプ１とピークアンプ２の出力にインピーダンス変換回路を使用しないため、入力信号レベルが大きい範囲でのキャリアアンプ１とピークアンプ２の負荷インピーダンスはＺｏｐｔであり、入力信号レベルが小さい範囲でのキャリアアンプ１の負荷インピーダンスは２×Ｚｏｐｔとなる。

ところで、一般にキャリアアンプ１やピークアンプ２にはＦＥＴ（Field-Effect Transistor）やバイポーラトランジスタなどが使用されるが、これらのトランジスタはマイクロ波帯の周波数においては、トランジスタの出力容量や寄生成分の影響が無視できなくなる。これは、特に出力の大きいとトランジスタでは顕著になる。これらの影響から、トランジスタのパッケージのリード端において、入力信号レベルが小さいときの最適負荷インピーダンスが、入力信号レベルが大きいときの最適負荷インピーダンスの２倍にならない場合がある。したがって、ドハティ方式増幅器１０Ｓの回路を構成しても、入力信号レベルの小さいときのインピーダンスが最適とならず、ドハティ方式増幅器として十分な性能が得られない。

図４はマイクロ波帯で使用される一般的な高出力トランジスタの出力側の等価回路を示す図である。トランジスタの出力側は、出力信号を生成する電流源２１、出力抵抗２２および出力容量２３からなり、さらにトランジスタ本体とパッケージのリードとを接続するためのボンディングワイヤによる寄生インダクタンス２５、パッケージのリード部分の寄生インダクタンス２６、２７および寄生容量２４などが存在する。なお、より詳細な等価回路では、トランジスタ内部の配線による寄生インダクタンスや寄生容量、寄生抵抗なども存在するがここでは省略されている。図４の等価回路において、携帯電話用基地局や地上波デジタル放送用送信器で使用される高出力トランジスタでは、特に出力容量２３が１００ｐＦ程度もしくはそれ以上と非常に大きく、他の寄生成分と比較してトランジスタの最適負荷インピーダンスに対する影響が支配的となる。実際、動作時の見かけの出力アドミッタンス（出力のリードからトランジスタ側を見込んだインピーダンスの逆数）は、その実部よりも虚部の大きさの方が大きくなることが多い。以後、寄生インダクタンス２５、２６、２７を無視し、出力容量２３と寄生容量２４を１つに合成した出力容量（Ｃｏ）のみ考える。

トランジスタの出力部分にインダクタンスを装荷することにより増幅器素子の出力容量を軽減する手方法について説明する。図５はトランジスタの出力にインダクタンスを持つ増幅器の構成を示す図である。図５の増幅器はトランジスタ９１と入力端子９５と出力端子９６とを備え、トランジスタ９１のドレイン端子と出力端子９６との間にインダクタンス（Ｌｐ）９３と容量９４を接続するものである。なお、図中に破線で示されている容量（Ｃｏ）９２は、説明のためにトランジスタ９１の内部に含まれる出力容量を明示的に示したものである。通常は、容量９４は信号周波数に対して十分に大きい容量値とし、信号周波数ではインダクタンス９３は接地されているのと等価となる。このとき、インダクタンス（Ｌｐ）９３とトランジスタ内部の出力容量（Ｃｏ）９２が所望の周波数で共振するように選ぶことで、出力容量の影響を軽減することが可能である。

これをドハティ方式増幅器に適用した例について説明する。図６はトランジスタの出力にインダクタンスを有するドハティ方式増幅器の構成を示すブロック図である。図６に示すように、ドハティ方式増幅器１０Ｔはキャリアアンプ１の出力端にインダクタンス３１を装荷し、ピークアンプ２の出力端にインダクタンス３２を装荷し、その他の構成はドハティ方式増幅器１０Ｓと同様である。なお、キャリアアンプ１およびピークアンプ２はそれぞれトランジスタ１Ｔ、２Ｔを備える。また、キャリアアンプ１の出力端に接続されるインダクタンス３１の一端とは反対の他端は接地され、インダクタンス３１はトランジスタ１Ｔの出力容量と並列に接続される。ピークアンプ２の出力端に接続されるインダクタンス３２の一端とは反対の他端は接地され、インダクタンス３２はトランジスタ２Ｔの出力容量と並列に接続される。なお、トランジスタ１Ｔの出力容量およびトランジスタ２Ｔの出力容量を図示していないが、図５と同様の位置に存在する。キャリアアンプ１の出力端にインダクタンス３１を装荷することで、キャリアアンプ１に使用されるトランジスタの出力容量の影響を軽減し、入力信号レベルが小さいときの最適負荷インピーダンスを、入力信号レベルが大きいときの最適負荷インピーダンスの２倍に近づけることが可能である。

しかし、ドハティ方式増幅器１０Ｔでは、出力容量の影響を軽減するために、出力容量とインダクタンス３１を共振させているため、インダクタンスにＱ値の高いものを使用した場合、有効に出力容量を軽減できる帯域を十分に広くすることができない。この対策として、抵抗などの素子を挿入したり、Ｑ値の低いインダクタンスを使用したりすることで、共振のＱを下げて帯域を広げる手法も考えらえるが、この場合おいては、抵抗やインダクタンスで損失が発生し、ドハティ方式増幅器の効率が大幅に低下してしまう。

前述の通り、携帯電話の基地局や地上波デジタル放送の放送装置に使用されるような高出力で、かつ、マイクロ波帯のような高周波用で使用される増幅器において、使用するトランジスタの出力容量の影響で、入力信号成分が小さいときの最適負荷インピーダンスが、入力信号の大きいときの最適負荷インピーダンスの２倍にならないため、ドハティ方式増幅器を構成しても、十分な性能が得られない。

さらに、この対策として、トランジスタの出力にインダクタンスを装荷して、出力容量の影響を軽減したとしても、その帯域は十分に広くできない。

＜実施形態＞
そこで、実施形態では、出力容量が大きいトランジスタを使用してドハティ方式増幅器を構成する場合において、より広帯域で出力容量の影響を軽減し、入力信号成分が小さいときの負荷インピーダンスが、入力信号の大きいときの負荷インピーダンスの２倍となる構成のドハティ方式増幅器において、良好な広帯域特性を得ることを可能とする。実施形態に係るドハティ方式増幅器について図７から図９を用いて説明する。

図７は実施形態に係るドハティ方式増幅器の構成を示す図である。電力増幅器であるドハティ方式増幅器１０ではキャリアアンプ１の出力容量の影響を軽減するために、キャリアアンプ1のトランジスタ１Ｔの出力に並列に接続されたインダクタンス（第一のインダクタンス）３１を具備しているのに加えて、トランジスタ１Ｔの出力に直列にインダクタンス（第二のインダクタンス）４１と容量（第一の容量）４２を具備している。また、ドハティ方式増幅器１０では、ピークアンプ２のトランジスタ２Ｔの出力に並列に接続されたインダクタンス３２を具備しているのに加えて、トランジスタ２Ｔの出力に直列にインダクタンス４３と容量４４を具備している。インダクタンス３１はドハティ方式増幅器１０Ｔと同様に、出力容量と並列に接続される構成となるため、出力容量とインダクタンス３１の両者を合成したリアクタンス成分が小さくなり、出力容量の影響を軽減することが可能である。特にインダクタンス値（Ｌ）を以下の式（１）で決まる値とすることにより、出力容量と第一のインダクタンス３１が共振することでインピーダンスが無限大となり、出力容量とインダクタンスは接続されていない状態と等価になる。

なお、上記式（１）において、Ｃｏはトランジスタの出力容量、ｆｃは中心周波数を示している。さらに、インダクタンス４１の値をＬｓとし、容量４２の値をＣｓとすると、ＬｓとＣｓには以下の式（２）に近いものを使用する。

こうすることで、中心周波数（ｆｃ）ではインダクタンス４１と容量４２はその合成インピーダンスが小さくなり、これらはドハティ方式増幅器１０の回路に影響を及ぼさないため、インダクタンス３１により効果的にトランジスタの出力容量の影響を軽減することが可能となる。また、中心周波数（ｆｃ）付近の周波数特性に関して、インダクタンス４１と容量４２からなる直列回路（直列共振回路）は、周波数の増加に伴いリアクタンスは大きくなるのに対し、キャリアアンプ１の出力容量とインダクタンス３１と出力抵抗２２からなる並列回路（並列共振回路）の周波数特性はその逆の特性をとなり、互いに打ち消しあうため、ドハティ方式増幅器１０Ｔのようにインダクタンス３１のみを使用する場合と比べて、より広帯域に出力容量の影響を軽減することが可能となる。また、ドハティ方式増幅器１０にはＱの低いインダクタンスや容量を使用する必要はなく、抵抗素子のように損失のある素子も使用しないため、広帯域かつ高効率なドハティ増幅器が実現可能である。周波数特性が打ち消し合うことに注目すれば、中心周波数（ｆｃ）において、上記並列回路及び上記直列回路それぞれのインピーダンス（又はアドミッタンス）の周波数微分の虚部が、大きさが略等しく符号が反対になるように、ＬｓとＣｓを選ぶとよい。或いはインピーダンスの微分において大きさが等しくなる点と、アドミッタンスの微分において大きさが等しくなる点の間でＬｓとＣｓを選ぶこともできる。

このように設計されたドハティ方式増幅器１０では、トランジスタ１Ｔのコンダクタンス（出力抵抗２２）は、容量４２の出力側からみても変化しない。つまり上記並列回路及び上記直列回路を含んだ容量補償回路は、トランジスタ１Ｔのコンダクタンスを変換するインピーダンストランスとしては機能していない。

図８は図３のドハティ方式増幅器１０Ｓ回路でのキャリアアンプ１の最適負荷インピーダンスの例を示すスミスチャートである。同図中の実線Ａで示される３重の閉曲線は出力電力における最適負荷円を表しており、使用しているトランジスタで最大の出力を得るためには、負荷は黒丸点Ｂのインピーダンスである必要がある。すなわち、ドハティ方式増幅器において、入力信号レベルが大きいときのトランジスタの負荷は、黒丸点Ｂであることが望ましい。一方、点線Ｃで示される円は効率における最適負荷円である。ドハティ方式増幅器において図２のような効率特性を示すためには、入力信号レベルが小さくキャリアアンプ１のみが動作している時、キャリアアンプ１は、ピーク出力時に対して−３ｄＢの出力で最大の効率を得ることが望ましい。このような特性を得るためには、入力信号レベルが小さいときの最適負荷は黒三角点Ｃとなる。最適負荷インピーダンスは、共役整合の原理に対応して正の虚部を有する（つまり誘導性を示す）が、図８のスミスチャートの虚部を反転させたものは、図４の等価回路で示されるようなトランジスタの出力端子から内部をみたインピーダンス（出力インピーダンス）に相当すると想定することもできる。図８からわかる通り、黒丸点Ｂと黒三角点Ｃの関係は一般的なドハティ方式増幅器で考えられている２倍の関係になっておらず、図３のドハティ方式増幅器１０Ｓでは、十分な特性が得ることができない。

図９は図７のドハティ方式増幅器１０における容量補償後の最適負荷インピーダンスの例を示すスミスチャートである。このインピーダンスは上記並列回路及び上記直列回路を経て接続される負荷のものであり、図中の黒丸点Ｂや黒三角点Ｃ、実線Ａと点線Ｄの意味は図８と同じである。図からわかる通り、インダクタンス３１、４１及び容量４２による容量補償後には、元の黒丸点Ｂや黒三角点Ｃは、それぞれの等コンダクタンス円を左回りに遡って、実数軸付近に到達する。僅かにリアクタンス成分が残るものの、黒三角点Ｄのインピーダンスは黒丸点Ｂのインピーダンスの約２倍の位置になっており、ほぼ理想通りのドハティ方式増幅器の動作が可能となる。

なお、本実施形態では、キャリアアンプ１とピークアンプ２の両者が動作しているときの回路の対称性を良くするために、インダクタンスや容量はキャリアアンプ１とピークアンプ２の両方に接続されている。しかし、上述したドハティ方式増幅器で課題にしているインピーダンスの関係はキャリアンプ１のみで必要であるため、入力信号レベルが大きい場合に十分な特性が得られるのであれば、ピークアンプ側のインダクタンス３２、４３や容量４４は省略しても良い。容量４２や４４は、トランジスタ１Ｔ及び２Ｔの出力間が直流的に結合することを防ぐ上でも役立っているが、容量４２のみでもその効果に変わりはない。

本実施形態によれば、キャリアアンプに使用されるトランジスタに内在する出力容量の影響を低減するための回路をトランジスタの出力部に挿入することで、入力信号レベルが大きい場合の最適負荷インピーダンスと、入力レベルが小さい場合の最適負荷インピーダンスが、ドハティ方式増幅器が実現する両者のインピーダンスの関係に近くすることが可能となる。さらに、出力容量の影響を低減するための回路はトランジスタの出力に装荷された第一のインダクタンスに加えて、直列に装荷された第二のインダクタンスと容量を具備することで、より広帯域にトランジスタの出力容量の影響を軽減することが可能となり、より広帯域で高性能なドハティ方式増幅器の実現が可能となる。

図１０は第一の実施例に係るドハティ方式増幅器の構成を示す図である。
実施例１に係るドハティ方式増幅器１０Ａの入力端子ＩＮに入力される入力信号はウィルキンソン回路などで構成される電力分配回路６１で電力分配されたのち、整合回路６２，６３で所望のインピーダンスに変換されている。電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）５３，５４は、それぞれキャリアアンプ１のトランジスタ１Ｔとピークアンプ２のトランジスタ２Ｔを構成し、キャリアアンプ１（ＦＥＴ５３）の出力はインピーダンス変換回路を介さずに、λ／４伝送線路５が接続されている。ＦＥＴ５３，５４のゲートには電源供給線路６４，６５を介してバイアス電圧が印加される。なお、電力分配回路６１と整合回路６３との間にλ／４伝送線路７が配置され、キャリアアンプ１の出力とピークアンプ２の出力の位相の調整が行われる。

ドハティ方式増幅器１０Ａでは、インダクタンス（第一のインダクタンス）５１、インダクタンス（第二のインダクタンス）８１および容量（第一の容量）８２からなる回路およびインダクタンス（第三のインダクタンス）５２、インダクタンス（第四のインダクタンス）８３および容量（第四の容量）８４からなる回路がそれぞれトランジスタ１Ｔ、２Ｔの出力容量を低減するための回路である。インダクタンス５１、５２は、それぞれＦＥＴ５３、５４のドレイン端子ＤＴ１、ＤＴ２の直近（近傍）のノード６６、６７に接続されている。インダクタンス５１、５２はそれぞれ電源供給線路５７、５８を介して、ＦＥＴ５３、５４にドレインバイアスを供給する役割も兼ねており、電源供給線路５７、５８には電源が接続されている。インダクタンス５１、５２のドレイン端子側のノード６６、６７と反対側の端子６８、６９には信号周波数において接地されているとみなせるように、それぞれ十分に大きな容量（第一の容量）５５および容量（第三の容量）５６が接続されている。

キャリアアンプ１のＦＥＴ５３はＡ級またはＡＢ級でバイアスされ、ピークアンプ２のトＦＥＴ５４はＢ級またはＣ級でバイアスされており、入力信号が小さい場合はＣ級でバイアスされたピークアンプ２は動作せず、キャリアアンプ１のみが動作する。このとき、ピークアンプ２のＦＥＴ５４の出力インピーダンスが非常に高くなるため、インピーダンス変換整合回路４はキャリアアンプ１のみが接続されているのと等価になる。インピーダンス変換整合回路４は回路の負荷である５０オームを、キャリアアンプ１とピークアンプ２の結合点７０でＺｏｐｔ／２のインピーダンスとなるように変換しており、このインピーダンスはさらに特性インピーダンスがＺｏｐｔのλ／４伝送線路５により２×Ｚｏｐｔへと変換される。Ｚｏｐｔをインダクタンス５１、５２、インダクタンス８１、８３および容量８２、８４を装荷した状態でのトランジスタのピーク出力時の最適負荷インピーダンスとなるように設定すると、このときの最適負荷インピーダンスは図９のようになるから、
入力信号が小さくキャリアアンプ１のみが動作している範囲では、キャリアアンプ１はピーク出力から３ｄｂ低い出力のときに良好な特性が得ることが可能となる。また、インダクタンス５１、５２をトランジスタの出力容量との関係が式（１）となるように選び、さらに、インダクタンス８１、８２および容量８２、８４を式（２）の関係になるように決めることで、トランジスタの出力容量とインダクタンス５１、５２とからなる回路の周波数特性と、インダクタンス８１、８２と容量８３、８４からなる回路の周波数特性が逆の傾向を示し、互いに打ち消しあうため、より広帯域な範囲で出力容量の影響を軽減することが可能である。

なお、広帯域特性を得るためには、インピーダンス変換整合回路４は広帯域に５０オームのインピーダンスをＺｏｐｔ／２に変換する必要がある。これは、多段のλ／４線路で構成したインピーダンス変換回路やKlopfenstein型インピーダンス変換回路などで実現可能である。

以上のような構成をとることで、トランジスタの出力容量の影響を軽減することが可能であり、ドハティ方式増幅器の特性改善が可能である。さらには、ピークアンプ２とキャリアアンプ１の出力を、インピーダンス変換回路を介さずに合成し、両者の信号の合成後に広帯域なインピーダンス変換整合回路４で５０オームにインピーダンス変換することで、広帯域に良好な特性を維持することが可能である。

図１１は、第二の実施例に係るドハティ方式増幅器の構成を示す図である。実施例２に係るドハティ方式増幅器１０Ｂは、インダクタンスを伝送線路７１、７２、７３、７４で模擬した例である。伝送線路７１、７２、７３、７４は、中心周波数において図１０のドハティ方式増幅器１０Ａのインダクタンス５１、５２、８１、８２と同等の特性となるように、線路幅と長さが設定されている。なお、図１０のドハティ方式増幅器１０Ａと同様に、伝送線路７１、７２は、電源供給線路５７、５８を介してドレインバイアスを供給する役割も兼ねており、信号周波数において先端が接地された線路とみなせるように、十分に大きな容量５５、５６が接続されている。

ドハティ方式増幅器１０Ｂでは、インダクタンスを模擬している伝送線路は、トランジスタが実装されているプリント基板上に他の伝送線路と併せて形成することが可能であり、部品点数の削減によるコストの削減が可能である。また、図１０のドハティ方式増幅器１０Ａにおいて使用するインダクタンスはＱの高いものを使用することが望ましいが、実際に入手可能なインダクタンスは有限のＱ値を持つため、その影響が無視できない場合がある。そのような場合において、図１１のドハティ方式増幅器１０Ｂはインダクタンスを使用しないで良いため、より高効率なドハティ増幅器を構成することが可能である。

図１２は、第三の実施例に係るドハティ方式増幅器の構成を示す図である。実施例３に係るドハティ方式増幅器１０Ｃは、ラジアルスタブ１０１、１０２と伝送線路７３、７４、容量８２、８４からなる回路により、トランジスタの出力容量を軽減するための回路を構成している。ラジアルスタブ１０１、１０２は、その径がλ／４〜λ／２の範囲であれば誘導性の特性を示すので、適切にその径を設定することで図１０のドハティ方式増幅器１０Ａにおけるインダクタンス５１、５２と同等の特性を得ることができる。伝送線路７３、７４および容量８２、８４は図１１のドハティ方式増幅器１０Ｂと同等の働きをする。ここで、インダクタンス（第五のインダクタンス）１０４およびインダクタンス１０５は、電源供給線路を信号から分離するために使用されており、信号周波数に対して十分に高いインピーダンスとなるように大きいインダクタンス値のものが使用される。

ドハティ方式増幅器１０Ｃではインダクタンス１０４、１０５を使用しているが、電源供給線路を信号から分離するために使用されており、トランジスタの出力容量を軽減する回路の一部としては使用していない。したがって、図１０のドハティ方式増幅器１０Ａと比較して、インダクタンスのＱ値の特性に対する影響を抑えることが可能である。また、インダクタンスのＱ値のみならず、図１０のドハティ方式増幅器１０Ａや図１１のドハティ方式増幅器１０Ｂにおける容量５５、５６のＱ値も特性に影響することがあるが、ドハティ方式増幅器１０Ｃの場合、ラジアルスタブ１０１、１０２の先端に容量を必要としないため、容量のＱ値の影響を軽減し、より高効率なドハティ方式増幅器が実現可能である。

なお、回路中の容量５５、５６のみならず、容量８２、８４のＱ値の影響が大きい場合に、この容量を基板上の線路のギャップを利用した容量で代用することも可能である。

なお、実施例３において、インダクタンスの代わりにラジアルスタブを用いたが、ラジアルスタブの代わりに、長さがλ／４〜λ／２のオープンスタブを用いてもよい。

図１３は、第四の実施例に係る無線送信器の構成を示す図である。本例の無線送信機は、その終段に、これまで説明したドハティ方式増幅器１０、１０Ａ、１０Ｂ又は１０Ｃを複数用いて構成され、励振器１１１、プリアンプ１１２、分配器１１３、合成器１１５を更に備える。

励振器１１１は、ＤＶＢ−ＡＳＩ等のインタフェースによりＭＰＥＧ−２トランポートストリーム（ＴＳ）が入力され、８ＶＳＢ方式で変調された無線周波の搬送波を出力する。励振器１１１は、ＴＳ処理部１２１、８ＶＳＢ変調器１２２、プリディストータ１２３、アップコンバータ１２４が直列に接続された構成を有する。ＴＳ処理部１２１は、入力されたＴＳのレートを監視し、適宜ＮＵＬＬパケットの挿入または取り出しを行うとともに、ＰＣＲの再スタンプを行う。８ＶＳＢ変調器１２２は、処理されたＴＳをフレーム化、連接符号化等の処理をして、パイロット信号を挿入後、８ＶＳＢ変調し、ＲＲＣ（Root Raised cosine）特性でフィルタする。プリディストータ１２３は、その後に続く回路等で発生する歪の逆の歪を、変調信号に与えて出力する。歪の主たる発生場所はドハティ方式増幅器１０等であり、本例の特徴として、プリディストータ１２３は、インダクタンス３１、４１、容量４２等からなる出力容量補償回路の周波数-位相特性を含む歪の逆特性を、生成することができる。そのような逆特性はボルテラ級数により表現され、一般的にはそのような級数はＬＵＴ（ルックアップテーブル）に保持することで実時間で計算される。アップコンバータ１２４は、予歪された変調信号を、無線周波にアップコンバートして出力する。

プリアンプ１１２は、励振器１１１の出力である無線周波信号を、必要とされる電力まで増幅する。

分配器１１３は、複数のＴ分岐、ハイブリッドカプラ、ウィルキンソン分配器等の組合せで構成され、備えられるドハティ方式増幅器１０等の数に等分配する。

合成器１１５は、複数のドハティ方式増幅器１０等の出力を１つに合成する。分配器１１３にハイブリッドカプラが用いられている場合、その分配信号には所定の規則性で位相差が現れるため、合成時にはそれらと対応する位相差で合成しなければならない。

本例では、プリアンプ１１２、分配器１１３、ドハティ方式増幅器１０等及び合成器１１５は全て、その入力および出力インピーダンスが５０Ωとなるように設計される。

なお、実施例１〜３において、トランジスタとしてＦＥＴを用いて説明してきたが、これは、バイポーラトランジスタ等の他のトランジスタのでも同様の効果が得ることが可能である。

また、実施例１〜３において、トランジスタの出力容量を軽減するための回路はキャリアアンプおよびピークアンプの両方に接続されている。こうすることで、キャリアアンプとピークアンプの両方が動作しているときに対称性が保たれるため良好な特性を得ることが可能である。しかし、入力信号が大きく、ピークアンプ側も動作しているときに適切な負荷インピーダンスに設定することが可能であるなら、ピークアンプ側にトランジスタの出力容量を軽減するための回路を具備せず、回路を簡略化することが可能である。

以上、本発明者によってなされた発明を実施形態および実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は、上記実施形態および実施例に限定されるものではなく、種々変更可能であることはいうまでもない。

１…キャリアアンプ、１Ｔ…トランジスタ、２…ピークアンプ、２Ｔ…トランジスタ、３…負荷、４…インピーダンス変換整合回路、５…λ／４伝送線路（インピーダンス変換線路）、７…λ／４伝送線路（位相調整回路）、１０、１０Ａ、１０Ｂ、１０Ｃ…ドハティ方式増幅器（電力増幅器）、３１…インダクタンス（第一のインダクタンス）、３２…インダクタンス（第三のインダクタンス）、４１…インダクタンス（第二のインダクタンス）、４２…容量（第一の容量）、４３…インダクタンス（第四のインダクタンス）、４４…容量（第四の容量）、５１…インダクタンス（第一のインダクタンス）、５２…インダクタンス（第三のインダクタンス）、５３、５４…ＦＥＴ、５５…容量（第二の容量）、５６…容量（第四の容量）、５７、５８…電源供給線路、７１、７２、７３、７４…伝送線路、８１…インダクタンス（第二のインダクタンス）、８３…インダクタンス（第四のインダクタンス）、８２…容量（第一の容量）、８４…容量（第三の容量）、９１…トランジスタ、９２…出力容量、９３…インダクタンス、９４…容量、１０１、１０２…ラジアルスタブ、１０４、１０５…インダクタンス。

Claims (9)

1. 入力信号を増幅するキャリアアンプと、
   前記入力信号の信号レベルが所定レベル以上になると前記入力信号の増幅を開始するピークアンプと、
   前記キャリアアンプの出力と前記ピークアンプの出力の位相を調整する位相調整回路と、
   前記入力信号の信号レベルが前記所定レベルより小さいときに前記キャリアアンプの負荷を変換するインピーダンス変換線路と、
   前記キャリアアンプを構成する第一のトランジスタの出力にその一方の端子が接続され、その他方の端子は交流的に接地される第一のインダクタンスと、
   前記第一のインダクタンスと前記インピーダンス変換線路の間に、第二のインダクタンスと第一の容量が直列に接続された直列共振回路と、
   を備え、
   前記インピーダンス変換線路は、該インピーダンス変換線路と前記直列共振回路の接続点における、前記信号レベルが所定レベル以上のときの前記キャリアアンプの最適負荷インピーダンスに略等しい特性インピーダンスを有する電力増幅器。
2. 請求項１において、さらに、
   入力信号端子と、
   ５０オームの抵抗負荷に接続されることが意図された出力端子と、
   前記入力信号端子に入力される入力信号を分配する分配回路と、
   前記第一のインダクタンスの他方の端子と接地端子の間に接続され、信号周波数に対して十分に大きい容量の第二の容量と、
   前記インピーダンス変換線路と前記出力端子との間に配置され、前記キャリアアンプの最適負荷インピーダンスの１／２を、実質的に前記５０オームにインピーダンス変換するインピーダンス変換整合回路と、を備え、
   前記インピーダンス変換線路は、中心周波数において略λ／４の電気的長さを有し、
   前記位相調整回路は前記分配回路と前記ピークアンプとの間に配置される電力増幅器。
3. 請求項２において、
   前記第一のインダクタンスは、中心周波数付近において前記第一のトランジスタの出力容量と並列共振するような値に選ばれ、前記直列共振回路は、該中心周波数付近において直列共振するように前記第二のインダクタンスと前記第一の容量の値が選ばれ、
   前記第一のインダクタンスと前記出力容量とを含む並列共振回路と、前記直列共振回路と、を含む回路網は、前記第一のトランジスタのコンダクタンスを維持したまま前記出力容量を該中心周波数付近の帯域に亘ってキャンセルして、該第一のトランジスタと前記インピーダンス変換線路を接続する電力増幅器。
4. 請求項３において、
   前記中心周波数付近において、前記並列共振回路及び前記直列共振回路それぞれのインピーダンス又はアドミッタンスの周波数微分の虚部が、大きさが略等しく符号が逆となるように、前記直列共振回路の前記第二のインダクタンス及び前記第一の容量の値が選ばれる電力増幅器。
5. 請求項２において、
   前記ピークアンプを構成する第二のトランジスタの出力端子近傍に第三のインダクタンスの一方の端子が接続され、
   前記第二のトランジスタの出力端子と前記第三のインダクタンスとが接続されている点と、前記インピーダンス変換整合回路との間に、第四のインダクタンスと第三の容量が直列で接続され、
   前記第三のインダクタンスの他方の端子は、信号周波数に対して十分に大きい第四の容量を通じて接地されている電力増幅器。
6. 請求項５において、さらに、
   前記分配回路と前記第一のトランジスタのゲートとの間に配置される第一の整合回路と、
   前記位相調整回路と前記第二のトランジスタのゲートとの間に配置される第二の整合回路と、を備え、
   前記第一および第二のトランジスタはそれぞれＦＥＴである電力増幅器。
7. 請求項３において、
   前記第一のインダクタンスと前記第二のインダクタンスの一方、または、両方が伝送線路で模擬されている電力増幅器。
8. 請求項５において、
   前記第一のインダクタンスの前記一方の端子は前記第一のトランジスタの出力端子近傍に接続され、
   前記第一のインダクタンスを模擬している伝送線路は、前記第一のトランジスタにバイアスを印加する電源供給線路も兼ねている電力増幅器。
9. 請求項２の電力増幅器を用いた無線送信機であって、
   前記電力増幅器への入力信号に、該電力増幅器で発生する歪の逆の歪を与えるプレディストータを備え、該逆の歪は、少なくとも前記第一及び第二のインダクタンスと第一の容量とを設けたことにより影響された歪の逆特性を含むことを特徴とする無線送信機。

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