JP7039826B2 - ドハティ型増幅器 - Google Patents

Description

本発明は、ドハティ型増幅器に関する。

無線通信におけるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）などの変調方式は、平均電力とピーク電力の比（以下、「ＰＡＰＲ」（ Peak to Average Power Ratio）と示す。）が大きい。例えばＲＦ（Radio Frequency）信号などの、上記のような変調方式を利用した信号を効率的に増幅する手段としては、ドハティ型増幅器がある。

このような中、ドハティ型増幅器に関する技術が開発されている。ドハティ型増幅器に関する技術としては、例えば下記の非特許文献１に記載の技術が挙げられる。

Bumman Kim, Yunsung Cho,"Design of Linear Doherty Power Amplifier for Handset Application", IEEE2016.

ドハティ型増幅器は、キャリア増幅器と、入力信号のレベルに応じて動作するピーキング増幅器とを備える。ドハティ型増幅器では、低出力時にはキャリア増幅器だけが動作し、高出力時にはキャリア増幅器とピーキング増幅器との双方が動作する。キャリア増幅器だけが動作している状態（上記低出力時の状態に対応する）には、キャリア増幅器とピーキング増幅器が共に動作する状態（上記高出力時の状態に対応する）に比べて負荷インピーダンスが２倍となり、キャリア増幅器の飽和電力が１／２となる。よって、ドハティ型増幅器では、飽和電力と、飽和電力より低い出力（例えば－６［ｄＢ］）とで、電力効率が最大となる。

例えば、３Ｇ（third Generation）、４Ｇ（fourth Generation）、５Ｇ（fifth Generation）などの通信方式を利用する無線端末においては、バッテリなどの内部電源による駆動時間を長くするに、増幅器の平均電力出力時の電力効率を高めることが重要である。ここで、ドハティ型増幅器における電力効率の特性は、ピーキング増幅器が動作していない状態における性能（すなわち、キャリア増幅器だけが動作している状態）によって決まる。そのため、ドハティ型増幅器における電力効率の向上を図るためには、ピーキング増幅器が動作していないオフ状態における性能を高めることが効果的であると考えられる。

本発明は、上記問題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的とするところは、ドハティ型増幅器における電力効率の向上を図ることが可能な、新規かつ改良されたドハティ型増幅器を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明の一の観点によれば、入力された入力信号を増幅するキャリア増幅器と、上記入力信号のレベルに応じて動作し、上記入力信号を増幅するピーキング増幅器と、上記キャリア増幅器の出力側に電気的に接続されるインピーダンス変換回路と、を備えるドハティ型増幅器であって、上記インピーダンス変換回路は、上記キャリア増幅器を構成する上記入力信号を増幅する増幅素子の出力側と電気的に接続される第１のインダクタンス素子と、上記第１のインダクタンス素子と直列に接続される第２のインダクタンス素子と、上記第１のインダクタンス素子および上記第２のインダクタンス素子との接続点に並列に接続される第１のキャパシタンス素子とを有し、上記第１のインダクタンス素子は、上記増幅素子と電気的に接続する第１のボンディングワイヤを含んで構成される、ドハティ型増幅器が、提供される。

かかる構成によって、ドハティ型増幅器における電力効率の向上を図ることができる。また、かかる構成によって、例えば後述する（１）～（５）に示すような効果が奏される。

また、上記第１のインダクタンス素子は、上記第１のボンディングワイヤで構成されてもよい。

また、上記第１のインダクタンス素子は、上記第１のボンディングワイヤと、上記第１のボンディングワイヤに電気的に接続される分布定数線路とで構成されてもよい。

また、上記第２のインダクタンス素子は、第２のボンディングワイヤで構成されてもよい。

また、上記第２のインダクタンス素子は、上記第１のインダクタンス素子と電気的に接続される第２のボンディングワイヤと、上記第２のボンディングワイヤに電気的に接続される分布定数線路とで構成されてもよい。

また、上記第２のインダクタンス素子は、分布定数線路で構成されてもよい。

また、上記インピーダンス変換回路は、上記第２のインダクタンス素子と直列に接続される第３のインダクタンス素子と、上記第２のインダクタンス素子および上記第３のインダクタンス素子との接続点に並列に接続される第２のキャパシタンス素子とをさらに有してもよい。

本発明によれば、ドハティ型増幅器における電力効率の向上を図ることができる。

本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器の構成の一例を示すブロック図である。 本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器の動作状態の一例を示す説明図である。 本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器の動作状態の他の例を示す説明図である。 本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器における電力効率と出力電力との関係の一例を示す説明図である。 本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器が備えるインピーダンス変換回路の構成の一例と効果とについて説明するための説明図である。 既存のドハティ型増幅器が備えるインピーダンス変換回路の構成の一例を示している。 本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器が備える第１の例に係るインピーダンス変換回路を示す説明図である。 本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器が備えるインピーダンス変換回路を構成するインダクタンス素子の一例を示す説明図である。 本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器が備える第１の例に係るインピーダンス変換回路により奏される効果の一例を示す説明図である。 本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器が備える第１の例に係るインピーダンス変換回路により奏される効果の他の例を示すスミスチャートである。 本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器が備える第２の例に係るインピーダンス変換回路を示す説明図である。 本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器が備える第２の例に係るインピーダンス変換回路により奏される効果の一例を示す説明図である。 本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器が備える第２の例に係るインピーダンス変換回路により奏される効果の他の例を示すスミスチャートである。

以下に添付図面を参照しながら、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお、本明細書および図面において、実質的に同一の機能構成を有する構成要素については、同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

（本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器）
［１］本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器の構成
図１は、本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器１００の構成の一例を示すブロック図である。

ドハティ型増幅器１００は、例えば、分配器１０２と、キャリア増幅器１０４と、インピーダンス変換回路１０６と、位相調整回路１０８と、ピーキング増幅器１１０と、インピーダンス変換回路１１２とを備える。また、ドハティ型増幅器１００では、分配器１０２の前段にドライバ増幅器が設けられていてもよい。

［１－１］分配器１０２
分配器１０２は、入力された入力信号を２つに分配する。

本発明の実施形態に係る入力信号としては、例えば、マイクロ波帯の信号や、ミリ波帯の信号などのＲＦ信号が挙げられる。なお、本発明の実施形態に係る入力信号の周波数帯が、上記に示す例に限られないことは、言うまでもない。

分配器１０２は、例えば、ウィルキンソン電力分配回路や、９０度ハイブリッド回路で構成される。

［１－２］キャリア増幅器１０４
キャリア増幅器１０４は、分配器１０２により分配された一の入力信号を増幅する。キャリア増幅器１０４は、入力信号が供給されているときは常時動作する増幅器である。

キャリア増幅器１０４は、例えばＡＢ級またはＢ級で動作するようにバイアスされる増幅素子を有し、入力された入力信号を増幅する。以下では、キャリア増幅器１０４を構成する増幅素子を「キャリア増幅素子」と示す。キャリア増幅素子としては、例えばバイポーラトランジスタなどのトランジスタが挙げられる。

［１－３］インピーダンス変換回路１０６
インピーダンス変換回路１０６は、キャリア増幅器１０４の出力側に電気的に接続され、インピーダンスを変換する。

インピーダンス変換回路１０６の構成の一例については、後述する。

［１－４］位相調整回路１０８
位相調整回路１０８は、例えばλ／４線路で構成され、キャリア増幅器１０４の出力信号とピーキング増幅器１１０の出力信号を同相合成するために、分配器１０２から伝達される入力信号の位相を調整する。

なお、図１では、位相調整回路１０８がピーキング増幅器１１０の前段に設けられている例を示しているが、位相調整回路１０８は、キャリア増幅器１０４の前段に設けられていてもよい。

［１－５］ピーキング増幅器１１０
ピーキング増幅器１１０は、キャリア増幅器１０４の飽和電力付近では十分にオン状態となり、分配器１０２により分配された他の入力信号を増幅する。また、ピーキング増幅器１１０は、キャリア増幅器１０４の飽和電力から十分バックオフをとった電力動作領域ではオフ状態となる。つまり、ピーキング増幅器１１０は、入力された入力信号のレベルに応じて動作して、入力信号を増幅する。

ピーキング増幅器１１０は、例えばＣ級で動作するようにバイアスされる増幅素子を有し、入力された入力信号を増幅する。以下では、ピーキング増幅器１１０を構成する増幅素子を「ピーク増幅素子」と示す。ピーク増幅素子としては、例えばバイポーラトランジスタなどのトランジスタが挙げられる。

［１－６］インピーダンス変換回路１１２
インピーダンス変換回路１１２は、例えばλ／４線路で構成され、インピーダンスを変換する。

本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器１００は、例えば図１に示す構成を有する。

上述したように、ドハティ型増幅器１００は、低出力時にはキャリア増幅器１０４だけが動作し、高出力時にはキャリア増幅器１０４とピーキング増幅器１１０との双方が動作する。

図２は、本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器１００の動作状態の一例を示す説明図であり、“キャリア増幅器１０４が動作し、ピーキング増幅器１１０が動作していない状態”におけるドハティ型増幅器１００の動作状態を示している。また、図３は、本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器１００の動作状態の他の例を示す説明図であり、キャリア増幅器１０４とピーキング増幅器との双方が動作している状態におけるドハティ型増幅器１００の動作状態を示している。

ここで、図２、図３に示す“Ｒｏ”は、インピーダンス変換回路１０６の特性インピーダンスを示している（以下、他の図の説明においても同様とする。）。インピーダンス変換回路１０６の特性インピーダンスＲｏは、例えば、出力負荷Ｚに対応するように設定される。一例を挙げると、出力負荷Ｚが５０［ｏｈｍ］である場合、“キャリア増幅器１０４が動作し、ピーキング増幅器１１０が動作していない状態”におけるインピーダンス変換回路１０６の特性インピーダンスＲｏは、Ｒｏ＝８［ｏｈｍ］に設定される。

例えば図２、図３に示すように、“キャリア増幅器１０４が動作し、ピーキング増幅器１１０が動作していない状態”（図２）には、“キャリア増幅器１０４とピーキング増幅器１１０が共に動作する状態”（図３）に比べて負荷インピーダンスが２倍となり、キャリア増幅器１０４の飽和電力が１／２となる。

図４は、本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器１００における電力効率と出力電力との関係の一例を示す説明図である。

図４に示すように、ドハティ型増幅器１００では、飽和電力と、飽和電力より低い出力とで、各状態における電力効率が最大となる。ここで、図４に示すように、上記飽和電力より低い出力は、ドハティ型増幅器１００における平均電力に該当する。

よって、ドハティ型増幅器１００は、平均電力が出力されているときにおける電力効率を高くすることができる。また、平均電力が出力されているときにおける電力効率を高くすることができる特性は、図４に示すように、“キャリア増幅器１０４が動作し、ピーキング増幅器１１０が動作していない状態”における、ドハティ型増幅器１００の性能により決まる。

したがって、ドハティ型増幅器１００は、“キャリア増幅器１０４が動作し、ピーキング増幅器１１０が動作していない状態”における性能を向上させることによって、ドハティ型増幅器における電力効率の向上を図る。

より具体的には、ドハティ型増幅器１００は、インピーダンス変換回路１０６の構成に特徴を持たせることによって、ドハティ型増幅器における電力効率の向上を図る。

［２］インピーダンス変換回路１０６の構成と効果
以下、ドハティ型増幅器１００が備えるインピーダンス変換回路１０６の構成の一例と、インピーダンス変換回路１０６を備えることにより奏される効果とについて、説明する。

図５は、本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器１００が備えるインピーダンス変換回路１０６の構成の一例と効果とについて説明するための説明図である。図５は、“キャリア増幅器１０４が動作し、ピーキング増幅器１１０が動作していない状態”におけるドハティ型増幅器１００の構成の一部を概略的に示している。一例を挙げると、図５に示すキャリア増幅器１０４では、キャリア増幅素子に電力を供給するバイアスラインなどを省略して示している。

以下、既存のドハティ型増幅器が備えるインピーダンス変換回路およびドハティ型増幅器１００が備えるインピーダンス変換回路１０６それぞれの構成を示すと共に、既存のドハティ型増幅器が備えるインピーダンス変換回路と、ドハティ型増幅器１００が備えるインピーダンス変換回路１０６とを比較することによって、インピーダンス変換回路１０６を備えることによる効果を示す。

［２－１］既存のドハティ型増幅器が備えるインピーダンス変換回路の構成
図６は、既存のドハティ型増幅器が備えるインピーダンス変換回路の構成の一例を示しており、非特許文献１に記載のインピーダンス変換回路の構成を示している。

既存のドハティ型増幅器が備えるインピーダンス変換回路は、インダクタＬ１０、およびキャパシタＣ１０、Ｃ１１からなるπ型のＣＬＣローパスフィルタで構成される。

インダクタＬ１０は、例えば下記の数式１で表される。また、キャパシタＣ１０、Ｃ１１は、例えば下記の数式２で表される。下記の数式１、数式２に示す“ｆ”は、入力信号の中心周波数を示している。

例えば、インピーダンス変換回路の特性インピーダンスＲｏが、Ｒｏ＝８［ｏｈｍ］であり、入力信号の中心周波数ｆが、ｆ＝１．９５［ＧＨｚ］である場合、Ｌ１０＝０．６５［ｎＨ］、Ｃ１０＝Ｃ１１＝１０．２［ｐＦ］となる。

［２－２］ドハティ型増幅器１００が備えるインピーダンス変換回路１０６の構成と、インピーダンス変換回路１０６により奏される効果
［２－２－１］インピーダンス変換回路１０６の第１の例
図７は、本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器１００が備える第１の例に係るインピーダンス変換回路１０６を示す説明図である。

第１の例に係るインピーダンス変換回路１０６は、第１のインダクタンス素子Ｌ１と、第２のインダクタンス素子Ｌ２と、第１のキャパシタンス素子Ｃ１とを有する。

図８は、本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器１００が備えるインピーダンス変換回路１０６を構成するインダクタンス素子の一例を示す説明図である。図８では、図５と同様に、“キャリア増幅器１０４が動作し、ピーキング増幅器１１０が動作していない状態”におけるドハティ型増幅器１００の構成の一部を、概略的に示している。

第１のインダクタンス素子Ｌ１は、キャリア増幅器１０４を構成するキャリア増幅素子の出力側と電気的に接続される。

第１のインダクタンス素子Ｌ１は、キャリア増幅素子と電気的に接続する第１のボンディングワイヤＷを含んで構成される。ここで、本発明の実施形態に係る第１のボンディングワイヤＷとしては、例えば、１本のボンディングワイヤ、または、２本以上のボンディングワイヤを用いて接続したボンディングワイヤが、挙げられる。

例えば図８に示すように、第１のインダクタンス素子Ｌ１は、第１のボンディングワイヤＷと、第１のボンディングワイヤＷに電気的に接続される分布定数線路Ｄ１とで構成される。

なお、第１のインダクタンス素子Ｌ１は、図８に示す例に限られない。例えば、第１のインダクタンス素子Ｌ１は、第１のボンディングワイヤＷのみで構成されていてもよい。

上記のように、インピーダンス変換回路１０６を構成する第１のインダクタンス素子Ｌ１が、キャリア増幅素子と電気的に接続する第１のボンディングワイヤＷを含んで構成されることによって、ドハティ型増幅器１００では、例えば下記の（１）～（５）に示すような効果が奏される。

（１）第１の効果
ＭＭＩＣ（Monolithic Microwave Integrated Circuit）とモジュール基板とを接続するために用いるボンディングワイヤを、インピーダンス変換回路１０６に利用することができる。上記のようにボンディングワイヤを利用する場合、ドハティ型増幅器１００は、例えばＭＭＩＣとモジュール基板とにより実現される。

（２）第２の効果
第１のインダクタンス素子Ｌ１部分を、例えばスパイラルインダクタでＭＭＩＣ上に形成した場合には、線幅が細すぎることにより許容ＤＣ（Direct Current）電流値を超える恐れがあり、その結果、当該部分が破損してしまう可能性がある。第１のインダクタンス素子Ｌ１が第１のボンディングワイヤＷを含んで構成されることによって、上記のような破損を防止することが可能となる。

（３）第３の効果
第１のインダクタンス素子Ｌ１部分を、例えば分布定数線路でＭＭＩＣ上に形成した場合には、分布定数線路を形成するためにより大きな領域が必要となる。第１のインダクタンス素子Ｌ１が第１のボンディングワイヤＷを含んで構成されることによって、上記分布定数線路でＭＭＩＣ上に形成する場合よりも、ＭＭＩＣにかかるコストを低減することが可能となる。

（４）第４の効果
第１のボンディングワイヤＷが、２本以上のボンディングワイヤを用いて接続したボンディングワイヤである場合、ボンディングワイヤの本数を調整することによって、第１のインダクタンス素子Ｌ１のインダクタンス値を容易に設定することができる。また、上記のようにボンディングワイヤの本数を調整することによって、キャリア増幅素子などのばらつきによるキャリア増幅器１０４の特性劣化を、容易に調整することができる。

（５）第５の効果
第１のボンディングワイヤＷをモジュール基板に接続する位置を変えることによって、第１のインダクタンス素子Ｌ１のインダクタンス値を容易に設定することができる。また、上記のようにモジュール基板に接続する位置を変えることによって、キャリア増幅素子などのばらつきによるキャリア増幅器１０４の特性劣化を、容易に調整することができる。

第２のインダクタンス素子Ｌ２は、第１のインダクタンス素子Ｌ１と直列に接続される。

例えば図８に示すように、第２のインダクタンス素子Ｌ２は、分布定数線路で構成される。

なお、第２のインダクタンス素子Ｌ２は、図８に示す例に限られない。

例えば、第２のインダクタンス素子Ｌ２は、第２のボンディングワイヤで構成されていてもよい。第２のボンディングワイヤとしては、例えば、１本のボンディングワイヤ、または、２本以上のボンディングワイヤを用いて接続したボンディングワイヤが、挙げられる。

また、第２のインダクタンス素子Ｌ２は、例えば、第１のインダクタンス素子Ｌ１と電気的に接続される第２のボンディングワイヤと、当該第２のボンディングワイヤに電気的に接続される分布定数線路とで構成されていてもよい。

第１のキャパシタンス素子Ｃ１は、第１のインダクタンス素子Ｌ１および第２のインダクタンス素子Ｌ２との接続点に並列に接続される。

第１のキャパシタンス素子Ｃ１としては、例えば、所定の静電容量を有するキャパシタが挙げられる。なお、第１のキャパシタンス素子Ｃ１は、寄生容量であってもよい。

第１のインダクタンス素子Ｌ１、および第２のインダクタンス素子Ｌ２は、例えば下記の数式３で表される。また、キャパシタＣ１は、例えば下記の数式４で表される。下記の数式３、数式４に示す“ｆ”は、入力信号の中心周波数を示している。

例えば、インピーダンス変換回路の特性インピーダンスＲｏが、Ｒｏ＝８［ｏｈｍ］であり、入力信号の中心周波数ｆが、ｆ＝１．９５［ＧＨｚ］である場合、Ｌ１＝Ｌ２＝０．６５［ｎＨ］、Ｃ１＝１０．２［ｐＦ］となる。

図９は、本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器１００が備える第１の例に係るインピーダンス変換回路１０６により奏される効果の一例を示す説明図である。

図９に示すＤＡ１は、“キャリア増幅器１０４が動作し、ピーキング増幅器１１０が動作していない状態”における、第１の例に係るインピーダンス変換回路１０６を備えるドハティ型増幅器１００が備えるキャリア増幅器１０４の特性を示している。また、図９に示すＤＡ２は、“キャリア増幅器が動作し、ピーキング増幅器が動作していない状態”における、図６に示すインピーダンス変換回路を備える既存のドハティ型増幅器が備える、キャリア増幅器の特性を示している。

図９に示すＡは、伝送電力利得の特性を示しており、図９に示すＢは、電力負荷効率の特性を示しており、図９に示すＣは、入力振幅に対する出力位相の特性（ＡＭ－ＰＭ特性）示している。図９に示すＤは、図９のＡ、図９のＢ、および図９のＣに示す各特性を表の形式にまとめたものである。

図９に示すように、第１の例に係るインピーダンス変換回路１０６を備えるドハティ型増幅器１００におけるキャリア増幅器１０４の特性は、既存のドハティ型増幅器におけるキャリア増幅器の特性よりも、優れている。

したがって、第１の例に係るインピーダンス変換回路１０６を備えるドハティ型増幅器１００は、既存のドハティ型増幅器よりも、ドハティ型増幅器における電力効率の向上を図ることができる。

図１０は、本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器１００が備える第１の例に係るインピーダンス変換回路１０６により奏される効果の他の例を示すスミスチャートである。

図１０に示すＡは、“キャリア増幅器１０４が動作し、ピーキング増幅器１１０が動作していない状態”における、第１の例に係るインピーダンス変換回路１０６を備えるドハティ型増幅器１００が備えるキャリア増幅器１０４の負荷インピーダンスの一例を示している。図１０のＡに示す“ｍ１”は、基本波の負荷インピーダンスを示しており、図１０のＡに示す“ｍ２”は、２倍波の負荷インピーダンスを示している。図１０のＡでは、“インピーダンス変換回路１０６の特性インピーダンスＲｏが、Ｒｏ＝８［ｏｈｍ］であり、入力信号の中心周波数ｆが、ｆ＝１．９５［ＧＨｚ］である場合”における、負荷インピーダンスを示している。

また、図１０に示すＢは、“キャリア増幅器が動作し、ピーキング増幅器が動作していない状態”における、図６に示すインピーダンス変換回路を備える既存のドハティ型増幅器が備える、キャリア増幅器の負荷インピーダンスの一例を示している。図１０のＢに示す“ｍ３”は、基本波の負荷インピーダンスを示しており、図１０のＢに示す“ｍ４”は、２倍波の負荷インピーダンスを示している。図１０のＢでは、“インピーダンス変換回路の特性インピーダンスＲｏが、Ｒｏ＝８［ｏｈｍ］であり、入力信号の中心周波数ｆが、ｆ＝１．９５［ＧＨｚ］である場合”における、負荷インピーダンスを示している。

図１０のＡと図１０のＢとを比較すると、キャリア増幅器１０４と、既存のドハティ型増幅器が備えるキャリア増幅器とでは、２倍波の負荷インピーダンスが異なっていることが分かる。

より具体的には、図１０のＢの“ｍ２”および図１０のＢの“ｍ４”に示すように、既存のドハティ型増幅器が備えるキャリア増幅器では、キャリア増幅器１０４と比較して、２倍波の負荷インピーダンスがショートの状態に近い。換言すると、第１の例に係るインピーダンス変換回路１０６を備えるドハティ型増幅器１００では、“キャリア増幅器１０４における２倍波の負荷インピーダンスが０［ｏｈｍ］付近となること”を避けることができる。よって、第１の例に係るインピーダンス変換回路１０６を備えるドハティ型増幅器１００は、電力効率の低下や出力電力の低下を防止することができる。また、第１の例に係るインピーダンス変換回路１０６を備えるドハティ型増幅器１００は、“既存のドハティ型増幅器よりもより最適な２倍波の負荷インピーダンスに近づけること”ができる。

したがって、第１の例に係るインピーダンス変換回路１０６を備えるドハティ型増幅器１００は、既存のドハティ型増幅器よりも、ドハティ型増幅器の性能を向上させることができる。

［２－２－２］インピーダンス変換回路１０６の構成の第２の例
なお、インピーダンス変換回路１０６の構成は、上記［２－２－１］に示す第１の例に限られない。図１１は、本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器１００が備える第２の例に係るインピーダンス変換回路１０６を示す説明図である。図１１では、図５と同様に、“キャリア増幅器１０４が動作し、ピーキング増幅器１１０が動作していない状態”におけるドハティ型増幅器１００の構成の一部を、概略的に示している。

第２の例に係るインピーダンス変換回路１０６は、第１のインダクタンス素子Ｌ１と、第２のインダクタンス素子Ｌ２と、第３のインダクタンス素子Ｌ３と、第１のキャパシタンス素子Ｃ１と、第２のキャパシタンス素子Ｃ２とを有する。

図７に示す第１の例に係るインピーダンス変換回路１０６の構成と、図１１に示す第２の例に係るインピーダンス変換回路１０６の構成とを比較すると、第２の例に係るインピーダンス変換回路１０６は、第３のインダクタンス素子Ｌ３と第２のキャパシタンス素子Ｃ２とを、さらに有している。

第１のインダクタンス素子Ｌ１、第２のインダクタンス素子Ｌ２、および第１のキャパシタンス素子Ｃ１は、図７に示す第１のインダクタンス素子Ｌ１、第２のインダクタンス素子Ｌ２、および第１のキャパシタンス素子Ｃ１と同様の機能、構成を有する。

第３のインダクタンス素子Ｌ３は、第２のインダクタンス素子Ｌ２と直列に接続される。第３のインダクタンス素子Ｌ３は、例えば、“分布定数線路”、“第３のボンディングワイヤ”、または、“第３のボンディングワイヤと、当該第３のボンディングワイヤに電気的に接続される分布定数線路”で構成される。第３のボンディングワイヤとしては、例えば、１本のボンディングワイヤ、または、２本以上のボンディングワイヤを用いて接続したボンディングワイヤが、挙げられる。第３のインダクタンス素子Ｌ３のインダクタンス値としては、例えば第１のインダクタンス素子Ｌ１および第２のインダクタンス素子Ｌ２と同様のインダクタンス値が挙げられる。

第２のキャパシタンス素子Ｃ２は、第２のインダクタンス素子Ｌ２および第３のインダクタンス素子Ｌ３との接続点に並列に接続される。

第２のキャパシタンス素子Ｃ２としては、例えば、所定の静電容量を有するキャパシタが挙げられる。なお、第２のキャパシタンス素子Ｃ２は、寄生容量であってもよい。第２のキャパシタンス素子Ｃ２の静電容量の値としては、例えば第１のキャパシタンス素子Ｃ１と同様の静電容量の値が挙げられる。

図１２は、本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器１００が備える第２の例に係るインピーダンス変換回路１０６により奏される効果の一例を示す説明図である。

図１２に示すＤＡ１は、図９に示すＤＡ１と同様に、第１の例に係るインピーダンス変換回路１０６を備えるドハティ型増幅器１００が備える、キャリア増幅器１０４の特性を示している。また、図１２に示すＤＡ３は、“キャリア増幅器１０４が動作し、ピーキング増幅器１１０が動作していない状態”における、第２の例に係るインピーダンス変換回路１０６を備えるドハティ型増幅器１００が備える、キャリア増幅器１０４の特性を示している。

図１２に示すＡは、図９に示すＡと同様に伝送電力利得の特性を示しており、図１２に示すＢは、図９に示すＢと同様に電力負荷効率の特性を示しており、図１２に示すＣは、図９に示すＣと同様に入力振幅に対する出力位相の特性（ＡＭ－ＰＭ特性）示している。図１２に示すＤは、図１２のＡ、図１２のＢ、および図１２のＣに示す各特性を表の形式にまとめたものである。なお、図１２のＤでは、図９のＤに示す“図６に示すインピーダンス変換回路を備える既存のドハティ型増幅器が備えるキャリア増幅器の特性”（図１２に示すＤＡ２）を、併せて示している。

図１２に示すように、第２の例に係るインピーダンス変換回路１０６を備えるドハティ型増幅器１００におけるキャリア増幅器１０４の特性は、第１の例に係るインピーダンス変換回路１０６を備えるドハティ型増幅器１００におけるキャリア増幅器１０４の特性よりも劣ってはいる。しかしながら、第２の例に係るインピーダンス変換回路１０６を備えるドハティ型増幅器１００におけるキャリア増幅器１０４の特性は、それでもなお、既存のドハティ型増幅器におけるキャリア増幅器の特性よりも優れている。

したがって、第２の例に係るインピーダンス変換回路１０６を備えるドハティ型増幅器１００は、既存のドハティ型増幅器よりも、ドハティ型増幅器における電力効率の向上を図ることができる。

図１３は、本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器１００が備える第２の例に係るインピーダンス変換回路１０６により奏される効果の他の例を示すスミスチャートである。

図１３は、“キャリア増幅器１０４が動作し、ピーキング増幅器１１０が動作していない状態”における、第２の例に係るインピーダンス変換回路１０６を備えるドハティ型増幅器１００が備えるキャリア増幅器１０４の負荷インピーダンスの一例を示している。図１３に示す“ｍ５”は、基本波の負荷インピーダンスを示しており、図１３に示す“ｍ６”は、２倍波の負荷インピーダンスを示している。図１３では、図１０のＡと同様に、“インピーダンス変換回路１０６の特性インピーダンスＲｏが、Ｒｏ＝８［ｏｈｍ］であり、入力信号の中心周波数ｆが、ｆ＝１．９５［ＧＨｚ］である場合”における、負荷インピーダンスを示している。

図１３と図１０のＢとを比較すると、キャリア増幅器１０４と、既存のドハティ型増幅器が備えるキャリア増幅器とでは、２倍波の負荷インピーダンスが異なっていることが分かる。より具体的には、図１３の“ｍ６”および図１０のＢの“ｍ４”に示すように、既存のドハティ型増幅器が備えるキャリア増幅器では、キャリア増幅器１０４と比較して、２倍波の負荷インピーダンスがショートの状態に近い。換言すると、第２の例に係るインピーダンス変換回路１０６を備えるドハティ型増幅器１００では、“キャリア増幅器１０４における２倍波の負荷インピーダンスが０［ｏｈｍ］付近となること”を避けることができる。よって、第２の例に係るインピーダンス変換回路１０６を備えるドハティ型増幅器１００は、電力効率の低下や出力電力の低下を防止することができる。また、第２の例に係るインピーダンス変換回路１０６を備えるドハティ型増幅器１００は、“既存のドハティ型増幅器よりもより最適な２倍波の負荷インピーダンスに近づけること”ができる。

したがって、第２の例に係るインピーダンス変換回路１０６を備えるドハティ型増幅器１００は、既存のドハティ型増幅器よりも、ドハティ型増幅器の性能を向上させることができる。

［３］本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器の適用例
本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器は、例えば、スマートフォンや携帯電話などの無線端末に搭載される高周波増幅器として用いることができる。また、本発明の実施形態に係るドハティ型増幅器は、無線基地局などで用いられる高周波増幅器など、任意の機器の増幅器として用いることができる。

以上、添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

１００ ドハティ型増幅器
１０２ 分配器
１０４ キャリア増幅器
１０６、１１２ インピーダンス変換回路
１０８ 位相調整回路
１１０ ピーキング増幅器
Ｃ１ 第１のキャパシタンス素子
Ｃ２ 第２のキャパシタンス素子
Ｄ１、Ｄ２ 分布定数線路
Ｌ１ 第１のインダクタンス素子
Ｌ２ 第２のインダクタンス素子
Ｌ３ 第３のインダクタンス素子
Ｗ 第１のボンディングワイヤ

Claims (2)

1. 入力された入力信号を増幅するキャリア増幅器と、
   前記入力信号のレベルに応じて動作し、前記入力信号を増幅するピーキング増幅器と、
   前記キャリア増幅器の出力側に電気的に接続されるインピーダンス変換回路と、
   を備えるドハティ型増幅器であって、
   前記インピーダンス変換回路は、前記キャリア増幅器を構成する前記入力信号を増幅する増幅素子の出力側と電気的に接続される第１のインダクタンス素子と、前記第１のインダクタンス素子と直列に接続される第２のインダクタンス素子と、前記第１のインダクタンス素子および前記第２のインダクタンス素子との接続点に並列に接続される第１のキャパシタンス素子とを有し、
   前記第１のインダクタンス素子は、前記第１のキャパシタンス素子に電気的に接続する分布定数線路と、前記分布定数線路と前記増幅素子の出力側の間に電気的に接続する第１のボンディングワイヤで構成され、前記第２のインダクタンス素子は分布定数線路で構成され、
   前記第２のインダクタンス素子の分布定数線路のインダクタンスは、前記第１のインダクタンス素子の分布定数線路のインダクタンスより大きい、ドハティ型増幅器。
2. 前記インピーダンス変換回路は、前記第２のインダクタンス素子と直列に接続される第３のインダクタンス素子と、前記第２のインダクタンス素子および前記第３のインダクタンス素子との接続点に並列に接続される第２のキャパシタンス素子とをさらに有し、前記第３のインダクタンス素子は分布定数線路で構成される、請求項１に記載のドハティ型増幅器。

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