CN101227171B - 具有可调整振幅和形状的预失真线性化设备 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种预失真线性化设备(D)，其生成可以补偿功率放大器的增益压缩和相位变化的增益和相位扩充。此设备(D)还允许根据微波输入信号(Se)常规地调节增益和相位扩充的振幅以及调节所述增益和相位扩充的形式。
Description
技术领域
本发明涉及被称作“前置补偿器(predistorter)”的线性化设备领域，所述线性化设备例如被用在功率放大设备的上游(或输入)以便补偿它们的一种和多种非线性。
背景技术
如本领域技术人员已知，线性化电路(linearizer)是可以补偿功率放大器(例如HPA(“高功率放大器High Power Amplifier”类型))的增益压缩(用于“振幅-振幅调制转换”的“AM/AM”)以及其插入相位根据入射功率的函数的变化(用于“振幅相位调制转换(Amplitude-Phase Modulation conversion)”的“AM/PM”)。通常在某些领域(例如空间领域)中所使用的功率放大器是行波管放大器(或TWTA)或固态功率放大器(或SSPA)。
通常在卫星有效载荷中所使用的线性化原理是预失真。预失真线性化电路是位于功率放大器的输入上游的设备。所述功率放大器必须具有根据其输出功率的增益和相位响应，所述输出功率是所必须耦合的功率放大器的输出功率的逆(根据其输入功率)，首先按照变化方向(代替增益压缩的增益扩充)，其次按照变化振幅(例如在放大器具有-7dB和-40度饱和压缩的情况下具有+7dB的增益扩充以及+40度的相位扩充)，以及第三，按照特性形式(也被称作“形状”)以便“紧密地遵循”放大器的整个特性由此使其全部范围线性化来考虑有效载荷信号的包络线和输入功率的变化(以用于调节线性化电路，用户利用单个载波信号(carrier signal CW)来推断，但是有效载荷信号携带调制并且大部分情况下具有不恒定的包络线)。
可以调节预失真线性化电路的增益和相位扩充的振幅使得其响应与要线性化的功率放大器相匹配。不巧地是，线性化电路和相关联的放大器的压缩和扩充形状在大部分情况下是不完全相同的，因此线性化并不完美。例如，如果线性化电路具有缓慢的增益扩充(即接近于直线)，那么放大器的压缩相对猛烈(即接近于指数函数)，线性化电路的调节——其对应于放大器饱和的总补偿——导致低于饱和的输入功率的高反向过度补偿，这通常会在线性化放大器的整个功率范围内使线性度降级。在这种情况下，则通过补偿并非放大器所有的压缩以免执行太多的反向过度补偿来获得最优调节。
大部分预失真线性化电路使用诸如肖特基二极管(Schottkydiodes)之类的非线性元件。于是在存在高功率级RF信号的情况下，在线性化电路在传输中根据其输入功率的非线性特性在存在高功率级RF信号的情况下是基于被称作二极管自偏置的机制的。根据RF功率演化偏置点实际上按照被展示给入射RF信号的电阻抗来诱发二极管的特定特性。二极管的两种主要类型偏置可能导致非线性自偏置特性，其根据二极管是否由电压产生器经由串联安装的高值或低值电阻器供电而不同。
在通过高值电阻器(R)来进行偏置的情况下，当输入RF信号的功率增加时，用于为二极管供电的电流(ID)增加，由此在此二极管端子的电压VD减小(VD＝VLIN-RID，VLIN是线性化电路的供电电压)。从而，经过二极管的电流基本上是恒定的。
在通过低值电阻器(R)进行偏置的情况下，当输入RF信号的功率增加时，穿过二极管的电流增加，这是因为在此二极管端子的电压VD基本上是恒定的(VD≈VLIN)。
于是二极管被用为根据线性化电路中的输入RF功率来改变的电阻抗，所述线性化电路负责把此电阻抗变化转换为其所形成部分的设备传输参数的变化。因此，二极管例如可以反射中用作混合耦合器(hybrid coupler)的负载，或者在传播线路上的传输中和在串联和并联配置中使用。
已经提出了使用(上述)常规的自偏置非线性机制的许多设备，例如在专利文件US 4,992,754、US 4,068,186、FR 2,719,954、FR2,791,197和FR 2,833,431中描述了所述设备。
不巧地是，此常规的自偏置非线性机制总是只产生一种类型的线性化电路的增益和相位扩充曲线，由此不能控制所述扩充的形状(形式)。
发明内容
因此本发明的目的在于允许控制预失真线性化电路的扩充形状以便在功率放大器的整个范围来显著地增强它们的线性化作用。
据此，本发明提出具有增益和相位扩充的预失真线性化设备，用于补偿功率放大器的增益压缩和相位变化。
此线性化设备的特征在于，它包括：
-第一划分装置，包括能够接收微波输入信号的输入和用于负责从所述输入信号所选择的第一和第二部分产生第一和第二输出，所述部分优选可调整，
-第一信道，连接到所述第一输出以便由所述输入信号的第一部分供电，并且被配置成根据所述输入信号的第一部分从第一二极管的第一自偏置产生第一直流电流，
-第二信道，连接到所述第二输出以便由所述输入信号的第二部分供电，并且负责根据所述输入信号的第二部分从至少一个第二二极管的第二自偏置来在形成(第二信道和线性化设备的)输出的端口执行增益和相位扩充，和
-偏置电路，连接到所述第一和第二信道并且向其供应直流电压，并且负责依照相反方式来组合来源于所述第一和第二信道的第一和第二自偏置的直流电压和电流，以便根据所述输入信号的振幅来控制所述第二信道的增益和相位扩充的形状。
依照本发明的线性化设备可以包括独立的和组合的其它特征，并且尤其是：
-其第一信道可以包括第一电路，连接到第一划分装置的第一输出并且负责利用所述输入信号的第一部分至少向第一二极管供电并且为与所述输入信号的第一部分隔离的两个端口供电，使其可以分别向所述第一二极管的端子直接施加直流电压；
-其第二信道可以包括第二电路，连接到所述第一划分装置的第二输出并且一方面负责利用所述输入信号的第二部分的至少一部分来向至少一个第二二极管供电，以便在用于定义(所述第二信道和线性化设备的)输出的端口根据所述输入信号的第二部分把所述第二二极管的电阻抗变化转换为增益和相位扩充，并且另一方面负责向与所述输入信号的第二部分隔离的两个其它端口供电，使其可以分别向所述第二二极管的端子直接施加直流电压；
-其偏置电路可以包括第一直流电压产生器，被经由第一信道的一个端口连接到第一二极管的阳极，还包括第二直流电压产生器，被经由电阻器同时连接到共用节点，所述共用节点由经由所述第一信道的另一端口的第一二极管的阴极和经由所述第二信道的一个端口的第二二极管的阳极形成，从直流电压的观点来看所述第二二极管的阴极经由所述第二信道的另一端口接地；
-所述第一和第二二极管的方向可以同时反向；
-其第一划分装置可以包括耦合器，用于负责把所述输入信号的功率划分为两个部分，还包括位于所述耦合器的两个输出中至少一个下游的元件，用于负责按照所选的可调整数值来放大或减少由所述耦合器的两个输出中的每个所递送的功率值，使得所述第一划分装置分别向第一和第二输出递送所述输入信号的第一和第二所选的可调整部分；
.所述元件例如可以从以下组中选择，所述组包括可变衰减器元件、放大器元件、可变增益放大器元件和与该组的其它元件有关的几种方式级联链接的元件；
.所述元件可以具有根据频率是不均匀的且可调整的特性；
-所述第二电路可以形成基于二极管的线性化电路，其直接偏置端口不包括与此或这些二极管串联的电阻器；
.线性化电路可以包括：
-第二划分装置，包括连接到所述第一划分装置的第二输出的输入以及负责递送所述输入信号的第二部分的第一和第二所选子部分的第一和第二输出，
-组合装置，包括第一和第二输入和能够递送输出信号的输出，所述输出信号源于在其第一和第二输入上所接收的信号组合，
-被称作非线性的第一子信道，包括第一耦合器(优选为兰格(Lange)耦合器类型)，其包括均经由至少一个第二二极管接地的第一和第二端口，所述第二二极管由第二产生器经由在共用节点(公共点)的电阻器利用直流电压和电流供电，还包括连接到所述第二划分装置的第一输出的第三端口以及被耦合到所述组合装置的第一输入的第四端口，和
-被称作线性的第二子信道，包括基本上与所述第一耦合器完全相同的第二耦合器，以便借助构造来确保所述第一和第二子信道有相同的组传播时延，并且所述第二耦合器包括均经由第三无源组件接地的第一和第二端口、连接到所述第二划分装置的第二输出的第三端口以及被耦合到所述组合装置的第二输入的第四端口；
.第三无源组件可以是开路中的微波传输线上的部件，其长度和宽度可调，以便跨过整个所选频带依照基本上恒定的方式来调节组合装置中的组合信号相位；
.第一和第二子信道中的至少一个可以包括长度可调的传输线路，以便修改其子信道的组传播时延来根据频率依照不恒定的方式调节组合装置中信号的组合相位，使得线性化电路根据宽频率带上的频率而具有不同的特性以便遵循要线性化的功率放大器的频率变化；
.第一和第二子信道中的至少一个可以包括在传输线路上串联和并联蚀刻的至少一个电阻器，所述至少一个电阻器通过借助于带子或至少一个金属线使串联电阻器短路以及通过断开用于把并联电阻器链接到所述传输线路的连接带子或线路来起到衰减值的衰减器的作用，所述衰减值可在有限值和零之间调整；
-第一电路可以包括负责用于使第一二极管的电阻抗相对于第一划分装置的第一输出相匹配并且用于允许在第一二极管端子中的一个和另一个上没有串联电阻器的情况下使所述第一二极管端子偏置的电路元件；
-所述第一电路可以包括四分之一波长偏置电路，包括高特性阻抗(相对于50Ω)、长度等于四分之一波长的第一传输线路，其中第一端连接到用于为第一二极管供电的线路，并且第二端一方面连接到低特性阻抗(相对于50Ω)、长度等于四分之一波长的第二传输线路继而以开路结束，而另一方面连接到第一电路的一个偏置端口；
-第一电路可以包括几个级联的四分之一波长偏置电路，以便相对于输入信号的第一部分增加第一电路的偏置端口的绝缘性。
本发明还提出一种配备有上述类型的预失真线性化设备的固态功率放大设备。
由于其原理是基于具有两个二极管(直流电压和电流)的修改的自偏置机制，所以本发明可兼容在宽带频率范围内的操作。
附图说明
通过阅读以下具体实施方式和附图，本发明的其它特征和优点将更加清楚，其中：
-图1仅仅示意性图示了依照本发明的线性化设备和放大设备(例如TWTA(行波管放大器)类型)的关联，
-图2仅仅示意性图示了包括线性化设备的依照本发明的放大设备，例如固态功率放大器类型，
-图3依照示意性和功能性方式图示了依照本发明的线性化设备的第一示例性实施例，
-图4图示了等效于图3的线性化设备的直流电压和电流(DC)中的电气图，
-图5是用于图示图3的线性化设备的第一信道的第一二极管(D1)的电流/电压特性的例子的图，
-图6是用于图示图3的线性化设备的第二信道的第二二极管(D2)的电流/电压特性的例子的图，
-图7是用于图示对于在所述输入信号的第一和第二部分的功率之间的各个比率值来说，在图3的线性化设备的第二信道的第二二极管(D2)的端子的电压根据输入信号的第二部分的功率而演化的例子的图，
-图8是用于图示对于在所述输入信号的第一和第二部分的功率之间的各个比率值来说，在图3的线性化设备的第二信道的第二二极管(D2)的端子的电阻抗的模数根据输入信号的第二部分的功率而演化的例子的图，
-图9是用于图示对于在所述输入信号的第一和第二部分的功率之间的各个比率值来说，增益扩充根据所述输入信号的第二部分的功率而演化的例子的图，
-图10图示了等效于图3的线性化设备的第一信道的示例性实施例的电气图，
-图11图示了等效于图3的线性化设备的第一信道的第二示例性实施例的电气图，和
-图12依照示意性和功能性方式图示了依照本发明的线性化设备的第二信道的示例性实施例。
附图不仅可以用来补充本发明而且还可以根据情况用来帮助界定本发明。
具体实施方式
本发明的目的在于提出一种预失真线性化设备(或线性化电路)D，用于负责获得可以根据输入微波信号来调节的形式(或外观或形状)和振幅的增益和相位扩充。
如在图1中仅仅示意性地图示，依照本发明的线性化电路D例如可以是被设计成连接到放大设备AP(以下称作放大器)(例如TWTA(行波管放大器)类型或“固态”(或用于固态功率放大器的SSPA)类型)的输入上游的设备项。但是依照在图2中所示意性图示的变化，依照本发明的线性化电路D可以形成放大设备AP’(以下称作线性化放大器)的一部分，例如固态功率放大器类型。在这种情况下，放大器AP’还包括放大模块MAP，依照本发明的线性化电路D连接到其上游。
放大器AP或AP’例如可以被设计成用于放大在通信卫星的输出部件中的信道。在这种情况下，各个信道的微波信号通常在被多路复用之前而单独放大。
此外，放大器AP和相关联的线性化电路D或线性化放大器AP’可以和直接电压/电流产生器(或用于电子电源调节器的EPC)一起形成被称作MPM(用于微波电源模块)的设备项的一部分。
在下面按照惯例，首先，用于为依照本发明的线性化电路D的输入供电的微波(RF)电子信号(数字或模拟)被称作“输入信号Se”，其次，在依照本发明的线性化电路(线性化设备)D的输出所递送的并且用于为线性化放大器AP’的放大器AP或放大模块MAP的输入供电的微波(RF)电子信号被称作“中间信号Si”，并且第三，在线性化放大器AP’的放大器AP或放大模块MAP的输出所递送的微波(RF)电子信号被称作“输出信号Ss”。
在下面，如图1中所图示，考虑其中线性化电路D连接到放大器AP的非限制性例子。
如在图3中示意性以及功能性图示，依照本发明的线性化电路D至少包括第一划分模块MD1、第一V1和第二V2信道以及偏置电路P。
应当注意，在图3、10、11和12中，粗线用来体现微波信号所采用的路径，而细线用来体现直流电流所采用的路径。
第一划分模块MD1负责把其在输入上所接收的微波(RF)输入信号Se划分(或分离)为第一FS1和第二FS2部分，所述第一划分模块MD1分别向第一和第二输出递送这两个部分。可以按要求来调节这些第一FS1和第二FS2部分的互补值。如下面所见，这些值可以部分固定线性化电路D的增益和相位扩充曲线的外观(或形式或形状)和振幅。
如图3中所图示，第一划分模块MD1例如可以由1×2耦合器CP(如果必要的话可以为3dB/3dB类型或50％/50％)和可变衰减器AV1组成，所述1×2耦合器CP负责把输入信号Se的功率划分为两个基本上相等的部分，所述可变衰减器AV1位于耦合器CP的两个输出中至少一个的下游并且负责按照所选数值(如果必要的话是可调整的)来减少由所述耦合器CP的此输出所递送的功率值。因此，第一划分模块MD1分别向第一和第二输出递送不同的第一FS1和第二FS2部分(这里FS1＞FS2)。
应当注意，可以依照不同于以非限制性方式所图示的形式来配置第一划分模块MD1。因此，可变衰减器AV1可以由诸如与可控衰减器级联的放大器之类的有源元件制成，或直接由可变增益放大器制成。可变衰减器AV1还可以具有不均匀且根据频率可调的特性。
第一信道V1连接到第一划分模块MD1的第一输出，以便由输入信号Se的第一部分FS1来供电。其负责根据输入信号Se的第一部分FS1从第一二极管D1的第一自偏置来产生第一直流电流。
第二信道V2连接到第一划分模块MD1的第二输出，以便由输入信号Se的第二部分FS2来供电。其负责根据输入信号Se的第二部分FS2从至少一个第二二极管D2的第二自偏置来在形成第二信道V2和设备D的输出的端口(Si)实现增益和相位扩充。
偏置电路P被连接并且利用直流电压来为第一V1和第二V2信道供电。可以依照相反方式把来源于第一V1和第二V2信道的第一和第二自偏置的直流电压和电流组合到同一个电路中，以便根据所述输入信号Se的振幅来控制所述第二信道V2的增益和相位扩充的形状。
偏置电路P包括用于负责递送第一直流电源电压VLIN1的第一直流电压产生器G1、电阻器R和用于负责递送第二直流电源电压VLIN2的第二直流电压产生器G2。
在图3中所图示的例子中，第一信道V1至少包括第一二极管D1和第一电路MF。
第一电路MF负责利用输入信号Se的第一部分FS1来向至少第一二极管D1供电，同时向与所述输入信号Se的该第一部分FS1隔离的两个端口VD1A和VD1C供电，使其可以分别向第一二极管D1的端子A1和C1直接施加直流电压。
在图3所图示的例子中，第二信道V2包括至少一个第二二极管D2和第二电路ML。
第二电路ML负责利用输入信号Se的全部或部分第二部分FS2来为至少一个第二二极管D2供电，以便根据所述输入信号Se的第二部分FS2把该第二二极管D2的电阻抗变化转换为在用于形成第二信道V2和设备D的输出的端口(Si)的增益和相位扩充，同时为与所述输入信号Se的第二部分FS2隔离的两个其它端口VD2A和VD2C供电，并使其可以分别向第二二极管D2的端子A2和C2直接施加直流电压。
在图3所图示的例子中，(偏置电路P的)第一直流电压产生器G1被经由端口VD1A连接到第一二极管D1的端子A1，并且(偏置电路P的)第二直流电压产生器G2经由电阻器R(其具有很大值(典型情况下大约为250Ω到5kΩ))同时连接到共用节点PM，所述共用节点PM由经由端口VD1C的第一二极管D1的端子C1和经由端口VD2A的第二二极管D2的端子A2形成。第二二极管D2的端子C2在从微波观点看被接地的同时，从直流电压观点看还经由端口VD2C接地。
由于以上所示出的装配，二极管D2被偏置使得在输入信号Se的第二部分FS2的功率增加的情况下，其所产生的电流ID2增加。如果参考图4的电气图，其是图3的直流电压和电流(DC)中的等效图，那么应当理解控制电压VD2由公式VD2＝R*(ID1-ID2)-VLIN2给出。因此电流ID2的增加导致穿过电阻器R的电流ID1部分减少。从而，当电流ID2增加时，在二极管D1的自偏置作用下依照控制方式减少控制电压VD2。因此二极管D1和D2对自偏置机制有相反作用，使得可以把后者限制为“双重”。
当输入信号Se的第一部分FS1的功率PFS1大于输入信号Se的第二部分FS2的功率PFS2(PFS1＞PFS2)时，那么离开第一二极管D1的直流电流ID1大于离开第二二极管D2的直流电流ID2(ID1＞ID2)。直流电流ID1主要传送到电阻器R中。当因为功率PFS2增加所以直流电流ID2增加时，一部分电流ID1被指向第二信道V2而不是去往电阻器R，由此可以减少第一二极管D1的自偏置，从而减少在第二二极管D2端子的电压VD2根据功率PFS2的增加所导致的增加，从而修改所述第二二极管D2与此功率PFS2有关的微波特性，进而控制第二信道V2的增益和相位扩充根据所述功率PFS2的变化。
图5示意性例示了用于图示第一二极管D1的电流(ID1)/电压(VD1)特性的例子的图。电压VD1HL表示当微波信号FS1为高电平时(即当其功率最大时(PFS1HL))在第一二极管D1的端子的直流电压值，而电压VD1LL表示当所述微波信号FS1为低电平时(即当其功率最小时(PFS1LL))在所述第一二极管D1的端子的直流电压值。如箭头所表明，在所图示的例子中清楚地验证了在自偏置机制的作用下，当直流电流ID1增加时即当输入信号Se的第一部分FS1增加时，在第一二极管D1的端子的直流电压VD1降低。
图6示意性示出了用于图示第二二极管D2的电流(ID2)/电压(VD2)特性的例子的图。电压VD2HL表示当微波信号FS2为高电平时(即当其功率最大时(PFS2HL))在第二二极管D2的端子的直流电压值，而电压VD2LL表示当所述微波信号FS2为低电平时(即当其功率最小时(PFS2LL))在所述第二二极管D2的端子的直流电压值。如箭头所表明，在所图示的例子中清楚地验证了在双重自偏置机制的作用下，当直流电流ID2增加时即当输入信号Se的第二部分FS2增加时，在第二二极管D2的端子的直流电压VD2增加。重要的是应当注意，在图5和6中所图示的图是实时相关的。
图7示意性示出了用于图示对于输入信号Se的第一FS1和第二FS2部分的功率PFS1和PFS2之间的不同比率值(以及在恒定的控制电压VLIN1和VLIN2)来说，控制电压VD2根据输入信号Se上的第二部分FS2的功率PFS2而演化的例子的图。如同所见，通过调节比率值PFS1/PFS2，可以根据功率PFS2来修改电压VD2的演化曲线外形。
图8还示意性示出了用于图示对于输入信号Se的第一FS1和第二FS2部分的功率PFS1和PFS2之间的各个比率值(以及在恒定的控制电压VLIN1和VLIN2)来说，借助第二二极管D2用微波频率所示出的阻抗模量ZD2根据输入信号Se的第二部分FS2的功率PFS2而演化的例子的图。由于阻抗模量ZD2依照基本上与直流电压VD2反向改变，所以可以规定通过调节比率值PFS1/PFS2根据功率PFS2来修改电阻抗ZD2的演化曲线外形。于是对外形的这些修改导致对线性化电路D的增益和相位扩充曲线的外形(或形式或形状)和振幅进行相同类型的修改。
重要的是应当注意到，在图7和8中所图示的图是在图5和6中所图示的演化例子的实时结果。此外，重要的是还应当注意到，在图5、6、7和8中所图示的视图利用设备D的三个不同位置来反映同一个非线性现象。
在图9中示意性图示了对于在输入信号Se的第一FS1和第二FS2部分的功率PFS1和PFS2之间的各个比率值(以及在恒定的控制电压VLIN1和VLIN2)来说，增益扩充的形式(或形状)根据所述输入信号Se的第二部分FS2的功率PFS2而演化的例子。可以根据输入信号Se的第二部分FS2的功率PFS2来追踪相同类型的演化以用于相位扩充。重要的是应当注意到，在图9中所图示的图是在图5到8中所图示的演化例子的结果。
总之，依照以下两个参数来调节设备D根据用于为第一划分模块MD1供电的输入信号Se的功率PSe来进行增益和相位扩充的形式(或形状)：
-输入信号Se的第一FS1和第二FS2部分的功率比率(PFS1/PFS2)：在两个二极管D1和D2之一上的入射功率越高，由此二极管所产生的直流电流越高，并且其作用越大，
-直流电压值VLIN1和VLIN2：典型情况下，当VLIN1+VLIN2具有低值时，参数VLIN1+VLIN2(面向在图3中所图示的第二产生器G2)有助于第一二极管D1，导致二次类型增加的增益特性(Gain＝f(PSe))和相位特性(Phase＝f(PSe))。相反，对于较高值的参数VLIN1+VLIN2来说，第二二极管D2的作用变得显著，增益特性(Gain＝f(PSe))和相位特性(Phase＝f(PSe))扩大并且还变为指数类型，对于低输入功率值PSe来说，二极管D2反对控制电压VD2增加。
由于由在图4中所图示的双重自偏置电气图所提供的此特性，依照本发明的线性化设备D可以被用为可变形状的预失真线性化电路。
在图10的非限制性例子中，第一连接装置MF包括第一CA11和第二CA12电容链接元件、第一IC1和第二IC2冲击电感元件和第一RA1和第二RA2阻抗匹配电路。
第一阻抗匹配电路RA1包括连接到第一划分模块MD1的第一输出的第一端子和连接到第一电容链接元件CA11的第二端子。电容元件CA1 1的第二端子连接到第一二极管D1的第一端子(阴极)C1。第一二极管D1的第二端子(阳极)A1连接到第二电容链接元件CA12，其本身通过其第二端子经由第二匹配电路RA2接地。分别连接到第一二极管D1的第一C1和第二A1端子的第一IC1和第二IC2作用于电感元件可以使第一二极管D1偏置同时把微波信号从偏置电路P断开连接。相反地，第一CA11和第二CA12电容链接元件使微波可以穿越第一二极管D1，同时阻塞由第一二极管D1的自偏置所产生的直流电流，使得它们经由第一IC1和第二IC2作用于电感元件仅仅通到偏置电路P中。第一RA1和第二RA2匹配电路对它们来说用于把由第一二极管D1所给出的电阻抗与第一划分模块MD1的第一输出的端口电阻抗相匹配。
在第一信道V1的第一变式实施例中，第一IC1和第二IC2作用于电感元件可以由具有两个线路部件λ/4的偏置电路来代替，如图11中所图示。
应当注意到，当转换设备D是线性化电路时，第二信道V2执行线性化功能。其采用微波电路的形式，所述微波电路在传输中的转送功能借助使用第二二极管D2作为可变电阻抗来根据其输入功率进行增益扩充和相位变化。从而，第二二极管D2被用为介入双重自偏置机制中的二极管，而且被直接用为用于线性化功能的可变非线性阻抗。双重自偏置相对于常规的自偏置机制为第二二极管D2实现单一特性。特别地是，由于直接控制电压VD2随输入功率PSe上升，所以第二二极管D2具有依照特定方式根据输入功率PSe而改变的电阻抗(参见图8)。
图12图示了专用于线性化的转换设备D的第二信道V2的第二示例性实施例。这里此第二信道执行被称作“向量重组”功能的线性化功能，其类似于在专利文献EP 1320190中所描述的功能。此示例性实施例特别适于要求宽频率带的应用。
在此第二例子中，第二连接装置ML包括第一电容链接元件CA2(可选)、第二划分模块MD2、第一和第二子信道、组合模块MC和第二电容链接元件CA3(可选)。
第一电容链接元件CA2包括连接到第一划分模块MD1的第二输出的第一端子和连接到第二划分模块MD2的输入的第二端子。其负责使由第二二极管D2自偏置所产生的直流电流断开连接，以便只允许输入信号Se的第二部分FS2通过。
第二电容链接元件CA3包括连接到组合模块MC的输出的第一端子和用于定义第二信道V2的输出端子的第二端子。其负责使由第二二极管D2自偏置所产生的直流电流断开连接，以便只允许源于设备D的微波信号通过。
第二划分模块MD2负责把其在连接到第一划分模块MD1的第二输出的输入上所接收的输入信号Se的第二部分FS2划分(或分离)为第一FS21和第二FS22子部分，其中它把这两个子部分分别递送到第一和第二输出。该第一FS21和第二FS22子部分的互补值优选为完全相同(50％/50％)。第二划分模块MD2的第一输出连接到第一子信道以便向其提供输入信号Se的第一子部分FS21。第二划分模块MD2的第二输出连接到第二子信道以便向其提供输入信号Se的第二子部分FS22。
此第二划分模块MD2例如可以采用1×2类型的0°威尔金森(Wilkinson)耦合器的形式。
第一子信道(图12的下半部分)被称作非线性。它包括两个作用于电感元件IC4(可选)、第一耦合器(优选为兰格耦合器类型)CL1和可调整长度的传输线路LT1(可选)。
第一耦合器CL1(优选为兰格耦合器)包括四个端口。第一和第二端口均经由第二二极管D2接地并且经由在中点(节点)PM的电阻器R被直流电压产生器G2偏置。每个第二二极管D2例如采用在端子A(阳极)和C(阴极)之间的肖特基类型的二极管形式，其中电流ID2从端子C流出。两个第二二极管D2优选为完全相同。
在所图示的非限制性例子中，每个第二二极管D2的阳极A不仅连接到第一兰格耦合器CL1的第一或第二端口，而且从直流电流和电压的观点来看经由作用于电感元件IC4连接到中点PM。作用于电感元件IC4负责使微波断开连接以便只允许直流电流通过。这些作用于电感元件IC4可以采用具有两个线路部件λ/4的电感器或偏置电路的形式，并且可以位于第二信道V2上的不同位置，这是因为这些元件具有能够阻挡微波的高阻抗(由此不会干扰微波电路的操作)以及还因为直流电流可以为第二二极管D2供电。
第一耦合器CL1的第三端口连接到第二划分模块MD2的第一输出(用于递送输入信号Se的第一子部分FS21)。
第一耦合器CL1的第四端口被(直接或间接地)连接到组合模块MC的第一输入。在所图示的非限制性例子中，经由可以调节长度的传输线路LT1来进行此连接以便允许修改第一子信道的组传播时延。因此，可以根据频率依照不均匀的方式来调节信号的组合相位，所述信号来源于第一和第二子信道并且为组合模块MC供电。
第二子信道(图12的上半部分)被称作线性。它包括至少两个无源组件CP3和第二耦合器(优选为兰格耦合器类型)CL2。
第二耦合器CL2还包括四个端口。第一和第二端口均经由无源组件CP3接地。每个无源组件例如为在开路中并且具有可调整长度和宽度(或短线(stub))的微波传输线部件。借助可调整长度和宽度的这种短线，可以依照统一的方式根据频率来改变第二自部分FS22的微波信号的相位。
第二耦合器CL2的第三端口连接到第二划分模块MD2的第二输出(用于递送输入信号Se的第二子部分FS22)。
第二耦合器CL2的第四端口优选被间接连接到组合模块MC的第二输入。在所图示的非限制性例子中，经由串联安装的可变衰减器AV2和AV3以及可调整长度的传输线路LT2来进行连接。
可变衰减器AV2例如由电阻元件形成，所述电阻元件优选沿着第二子信道串联或并联分布并且可以或可以不被带子或金属线短路以便把它们的衰减作用例如从0dB改变到0.5dB，甚至几个dB。
可变衰减器AV3例如由电阻元件形成，所述电阻元件优选沿着第二子信道并联分布并且可以或可以不被带子或金属线连接到所述第二子信道的传输线路，以便把它们的衰减作用例如从0dB改变到0.5dB，甚至几个dB。然后电阻元件AV3的接地由长度λ/4的短线类型的传输线路CP4的部件来实现并且被开路终止。
传输线路LT2可以修改第二子信道的组传播时延。因此，可以根据频率依照不均匀的方式来调节信号的组合相位，所述信号来源于第一和第二子信道并且为组合模块MC供电。
应当注意到，两个子信道都包括可调整长度的传输线路LT1或LT2并非是必要的。实际上它们中只有一个可以装备有此类传输线路。这些传输线路LT1和/或LT2可以允许第一和第二子信道具有相同的组传播时延。因此，在整个频带范围内第一和第二子信道的重组相位可以是恒定的，使得线性化电路D的响应在此相同频带上是恒定的。相反地，传输线路LT1和/或LT2可以允许第一和第二子信道自发地具有不同的组传播时延。应当注意，在这种情况下，在第一和第二子信道之间的重组相位是在线性化电路D的有效载荷频带中频率的线性函数，其斜率由传输线路LT1和LT2的长度来确定。依照频率而有所不同的重组相位的调节-在这种情况下用于根据频率将不均匀的特性给予线性化电路D-能够补偿功率放大器AP、AP’的增益和相位压缩根据所述频率的变化。行波管放大器或TWTA特别具有用于表示例如通常在卫星有效载荷所使用的频带上的增益和相位压缩的变化。
第一CL1和第二CL2(兰格)耦合器优选为完全相同以便借助构造来为第一和第二子信道确保完全一样的组传播时延。
组合模块MC负责组合由第一和第二子信道所处理并递送的微波信号以便形成中间信号Si。它例如可以采用2×1类型的0°威尔金森耦合器的形式。
当然，除上面参考图10到12所描述的那些装置之外，转换设备D可以包括第一MF和/或第二ML连接装置的实施例。
可以采用可集成的电子电路的形式来生产依照本发明的转换设备D和/或依照本发明的放大设备AP或AP’。
本发明不局限于转换设备和放大设备的实施例(上面已经只作为一个例子描述)，而是在于覆盖在以下权利要求的范围内那些本领域技术人员可以设想的所有变式。
Claims (17)
1.一种具有增益和相位扩充的预失真线性化设备(D)，用于补偿功率放大器(AP，AP’)的增益压缩和相位变化，其特征在于，包括：
-第一划分装置(MD1)，包括能够接收微波输入信号的输入(Se)和被配置成递送从所述输入信号所选择的第一和第二部分的第一和第二输出，
-第一信道(V1)，连接到所述第一输出以便由所述输入信号(Se)的第一部分供电，并且被配置成根据所述输入信号(Se)的第一部分从第一二极管(D1)的第一自偏置来产生第一直流电流，
-第二信道(V2)，连接到所述第二输出以便由所述输入信号(Se)的第二部分供电，并且被配置成根据所述输入信号(Se)的第二部分从至少一个第二二极管(D2)的第二自偏置来在形成输出的端口(Si)执行增益和相位扩充，和
-偏置电路(P)，连接到所述第一(V1)和第二(V2)信道并且向其供应直流电压，并且依照相反方式来组合来源于所述第一和第二信道的第一和第二自偏置的直流电压和电流以便根据所述输入信号(Se)的振幅来控制所述第二信道(V2)的增益和相位扩充的形状。
2.如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述第一信道(V1)包括第一电路(MF)，连接到所述第一划分装置(MD1)的第一输出并且被配置成至少向第一二极管(D1)提供所述输入信号(Se)的第一部分并且向与所述输入信号(Se)的第一部分隔离的第一信道的第一端口和第一信道的第二端口(VD1A，VD1C)供电，使得可以分别向所述第一二极管(D1)的第一端子和第二端子(A1，C1)直接施加直流电压。
3.如权利要求2所述的设备，其特征在于，所述第二信道(V2)包括第二电路(ML)，其连接到所述第一划分装置(MD1)的第二输出并且被配置成利用所述输入信号(Se)的第二部分的至少一部分向至少一个第二二极管(D2)供电，以便在所述形成输出的端口(Si)根据所述输入信号(Se)的第二部分把所述第二二极管(D2)的电阻抗变化转换为增益和相位扩充，并且为与所述输入信号(Se)的第二部分隔离的第二信道的第一端口和第二信道的第二端口(VD2A，VD2C)供电，使得可以分别向所述第二二极管(D2)的第一端子和第二端子(A2，C2)直接施加直流电压。
4.如权利要求3中所述的设备，其特征在于，所述偏置电路(P)包括第一直流电压产生器(G1)，其经由所述第一信道的第一端口(VD1A)连接到所述第一二极管(D1)的第一端子(A1)，还包括第二直流电压产生器(G2)，其同时经由电阻器(R)连接到共用节点(PM)，所述共用节点(PM)由经由第一信道(V1)的第二端口(VD1C)的第一二极管(D1)的第二端子(C1)和经由所述第二信道(V2)的第一端口(VD2A)的所述第二二极管(D2)的第一端子(A2)形成，从直流电压的观点来看所述第二二极管(D2)的第二端子(C2)经由所述第二信道(V2)的第二端口(VD2C)接地。
5.如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述第一(D1)和第二(D2)二极管的方向可以同时反向。
6.如权利要求1所述的设备，其特征在于，所述第一划分装置(MD1)包括耦合器(CP)，被配置成把所述输入信号(Se)的功率划分为两个部分，还包括位于所述耦合器(CP)的两个输出中至少一个的下游的元件(AV1)，用于负责按照所选的可调整数值来放大或削弱由所述耦合器(CP)的两个输出中的每个所递送的功率值，使得所述第一划分装置(MD1)分别向第一和第二输出递送所述输入信号(Se)的第一和第二所选的可调整部分。
7.如权利要求6所述的设备，其特征在于，所述元件(AV1)从以下组中选择，所述组包括可变衰减器元件、放大器元件和可变增益放大器元件；
8.如权利要求6或7中任一项所述的设备，其特征在于，所述元件(AV1)具有不均匀的且可根据频率调整的特性。
9.如权利要求3所述的设备，其特征在于，所述第二电路(ML)形成基于二极管的线性化电路，其直接偏置端口不包括与所述一个或多个二极管串联的电阻器。
10.如权利要求9所述的设备，其特征在于，所述线性化电路(ML)包括：
-第二划分装置(MD2)，包括连接到所述第一划分装置(MD1)的第二输出的输入以及被配置成递送所述输入信号的第二部分的第一和第二所选子部分的第一和第二输出，
-组合装置(MC)，包括第一和第二输入和能够递送输出信号的输出，所述输出信号来源于在其第一和第二输入上所接收的信号组合，
-被称作非线性的第一子信道，包括第一耦合器(CL1)，其包括均经由至少一个第二二极管(D2)接地的第一和第二端口，所述第二二极管经由在节点(PM)的电阻器(R)由第二产生器(G2)利用直流电压和电流供电，还包括连接到所述第二划分装置(MD2)的第一输出的第三端口以及被耦合到所述组合装置(MC)的第一输入的第四端口，和
-被称作线性的第二子信道，包括与所述第一耦合器(CL1)相同的第二耦合器(CL2)，以便借助构造来确保所述第一和第二子信道具有相同的组传播时延，并且所述第二耦合器(CL2)包括均经由第三无源组件(CP3)接地的第一和第二端口、连接到所述第二划分装置(MD2)的第二输出的第三端口以及被耦合到所述组合装置(MC)的第二输入的第四端口。
11.如权利要求10所述的设备，其特征在于，所述第三无源组件(CP3)是开路中的微波传输线的部件，其长度和宽度可调整，以便在整个所选频带依照基本上恒定的方式来调节所述组合装置(MC)中的组合信号相位。
12.如权利要求10或11中任一项所述的设备，其特征在于，所述第一和第二子信道中的至少一个包括长度可调整的传输线路(LT1，LT2)，以便修改其子信道的组传播时延来根据频率依照不恒定的方式调节所述组合装置(MC)中的组合信号相位，使得所述线性化电路(D)根据宽带频率上的频率而具有不同的特性以便遵循要线性化的功率放大器(AP，AP’)的频率变化。
13.如权利要求10所述的设备，其特征在于，所述第一和第二子信道中的至少一个包括在传输线路上串联或并联蚀刻的至少一个电阻器，用于通过借助于带子或至少一个金属线短路串联电阻器以及通过断开用于把并联电阻器链接到传输线路的连接带子或线路来起到用于衰减值的衰减器的作用，所述衰减值可在有限值和零之间调整。
14.如权利要求2所述的设备，其特征在于，所述第一电路(MF)包括电路元件，被配置成相对于所述第一划分装置(MD1)的第一输出匹配所述第一二极管(D1)的电阻抗并且允许在所述第一二极管(D1)的第一端子和第二端子(A1，C1)中的一个或另一个上没有串联电阻器的情况下偏置所述第一二极管(D1)的第一端子和第二端子(A1，C1)。
15.如权利要求2所述的设备，其特征在于，所述第一电路(MF)包括四分之一波长偏置电路，所述四分之一波长偏置电路包括高特性阻抗、长度等于四分之一波长的第一传输线路，其中第一端连接到用于为所述第一二极管(D1)供电的线路并且第二端一方面连接到低特性阻抗、长度等于四分之一波长的第二传输线路，并且以开路结束，而另一方面连接到所述第一电路(MF)的所述第一信道的第一端口和所述第一信道的第二端口(VD1A，VD1C)之一，其中所述高特性阻抗和所述低特性阻抗是相对于50Ω来定义的。
16.如权利要求2所述的设备，其特征在于，所述第一电路(MF)包括几个级联的四分之一波长偏置电路以便相对于所述输入信号(Se)的第一部分来增加所述第一电路(MF)的所述第一信道的第一端口和所述第一信道的第二端口(VD1A，VD1C)的隔离。
17.一种固态功率放大设备(AP’)，其特征在于，它包括如先前权利要求中任何一个所述的预失真线性化设备(D)。
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