JPH05206744A - Ｆｅｔを使用した平衡反射型非線形プロセッサ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 広範囲の電力レベルに整合する非線形信号変
換装置を提供する。 【構成】 信号リミッタまたは先行歪ませ等化器として
使用するための非線形プロセッサは４ポート、３ｄＢの
方向性結合器１４を有している。歪ませられる信号は結
合器の第１のポート１２に供給され、第２および第３の
ポート１６，２８を介して一対の非線形回路３９９，６
９９に供給される。各非線形回路はＦＥＴのソース−ド
レイン伝送路を有している。各非線形回路はアース、す
なわち短絡され、エネルギを結合器の関連するポートに
反射して戻す非線形反射回路を形成している。非線形反
射エネルギは結合器の２つのポート１６，１８で受信さ
れ、結合されて、結合器の第４のポート１７に現われ
る。プロセッサの入力リターン損失は非線形回路を互い
に整合させることによって改良される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、マイクロ波、ミリメー
トル波または他の無線周波数における電力増幅器の振幅
および位相歪みを補償するリミッタまたは先行歪ませ等
化器のような非線形プロセッサまたは歪み発生器に関
し、特に方向性結合器を使用したこのような装置に関す
る。

【０００２】

【従来の技術】電子式信号増幅器は電気信号の電圧、電
流または電力を増大するために使用される。理想的に
は、増幅器は他のどのような点においても信号に影響を
与えることなく信号の振幅を増大するだけである。しか
しながら、全ての信号増幅器は増幅される信号に歪みを
与える。この歪みは増幅器の能動素子の伝達関数または
特性の非線形性から生ずる。増幅器を通過する信号の歪
みは、信号のピーク値からピーク値までの振幅を小さく
維持したり、増幅器の特性が最も直線的である増幅器の
特性の中央部分を信号が通過するように増幅器を作動さ
せることによって低減することができる。しかしなが
ら、出力信号の可変域が増幅器の伝達関数のかなりの部
分にわたることが必要な場合がある。これはラジオおよ
びテレビジョン放送の送信機における場合であり、ここ
ではこのような動作は各高価な増幅器から最大可能出力
電力を得るために重要である。また、出力電力を最大に
する同じ必要性は衛星通信用のマイクロ波またはミリメ
ートル波周波数（無線周波数、すなわちＲＦ）増幅器の
場合に存在する。これは能動素子がＲＦで動作すること
ができるには信号が有効なバイアスのかなりの部分にわ
たってスイングするように能動素子が比較的適度な電圧
および電流およびバイアスレベルにおいてのみ動作でき
る構造を必要とするからである。増幅器の出力信号の振
幅が伝達関数のかなりの部分にわたって変化する場合に
は、通常小さな信号に比較して大きな信号は相対的に圧
縮される。すなわち、大きな信号レベルにおける増幅器
の利得は小さな信号レベルにおける利得よりも小さくな
る傾向がある。オシロスコープ上で観察される正弦波信
号の場合には、圧縮された出力信号は外観的に入力信号
にほぼ類似した正弦波であるが、頂上部および底部がい
くらか平坦になっている。位相のずれはしばしば振幅の
歪みを伴う。無線周波増幅器は多チャンネル衛星動作に
おけるように複数の信号を増幅するためにしばしば使用
される。多数の信号が増幅される場合には、信号のピー
ク値はしばしば重畳され、大きなピーク−ピーク値を有
する変化域を生ずる。多チャンネル信号の場合には、圧
縮は相互変調歪み測定を行う場合と同じくらい簡単な測
定ではない。相互変調歪み測定は試験のために一般にそ
れ自身変調されない搬送波の１つを伴う不要な生成部の
相対値を測定することによって通常行われる。

【０００３】増幅器の非線形性によって生ずることが予
想される歪みを予め補償するために非線形増幅器に供給
される信号の先行歪ませ処理がしばしば行われる。先行
歪ませ回路の設計に発生する問題には、信号レベルの増
大に伴って増大する利得を発生し、これにより増幅器の
非線形性によって生ずる信号レベルの増大に伴う利得の
低減を補償する非線形素子および対応する回路構成を見
つけるという問題がある。この問題は、開発段階におけ
る試験が標準の伝送線のインピーダンスに整合させられ
る手段を使用する非線形素子に対してしばしば実行され
るのに対し、実際のサービスでは非線形素子は補償され
る増幅器を含む供給源および負荷回路の入出力インピー
ダンスと相互作用するという点において一層悪化させら
れている。増幅器のインピーダンスのミスマッチは非線
形素子のインピーダンスのミスマッチと逆に相互作用す
る。インピーダンスのミスマッチはしばしば信号レベル
に依存するので、縦続接続された先行歪ませ等化器およ
び増幅器の正味の振幅対周波数応答特性を所望の応答特
性からずらすインピーダンス変換を含む複雑な相互作用
を発生する。

【０００４】図１ａは典型的な従来の反射型先行歪ませ
等化器の簡略ブロック図である。図１において、前もっ
て歪ませられる信号は端子１０および入力伝送線を介し
て９０゜、３ｄＢ方向性またはハイブリッド結合器１４
の第１の入力ポート１２に供給される。本技術分野に専
門知識を有する者に知られているように、伝送線は極端
な損失を生ずることなくＲＦ信号を伝達するのに有効な
ものである。通常の伝送線は同軸伝送線およびマイクロ
ストリップ伝送線である。図１ｂに断面が示されている
同軸伝送線は中心導体３を取り囲み、該中心導体３上に
同軸的に中心が設けられている外側電気導体２を有す
る。マイクロストリップ伝送線は図１ｃに示されてい
る。図１ｃにおいて、伝送線は５として示されている幅
広い基準導体、すなわち「アース」導体およびこのアー
ス導体５から誘電体プレート７によって間隔をあけて設
けられている細片導体６を有している。両伝送線の中心
導体および細片導体は両者が図１ｂおよび図１ｃの面９
のような面に対して対称であるという点において二軸的
に対称である。面９はアース導体または外側導体の表面
に対して直交している。本技術分野に専門知識を有する
者に周知であるように、信号は一方の形式の伝送線から
他方の形式の伝送線に適当な結合器によって伝送され得
るので、伝送線の形式は単なる付随的な問題である。

【０００５】上述したように、前もって歪ませられる信
号は伝送線を介して結合器１４の入力ポート１２に供給
される。３ｄＢ方向性結合器は図１ａの１３および１５
のような２本の結合した伝送線を有している。これらの
伝送線はポート１２からポート２８におよびポート１６
からポート１７に伸びている。このような結合器は誘導
的および容量的に結合している伝送線１３および１５の
部分が約λ／４の長さである周波数近くで動作する。全
てのポートにおいてインピーダンス的に整合した終端部
をもって動作する場合には、このような結合器は１２ま
たは１４のようなポートに供給される信号に応答し、そ
れぞれ１６または１８のような隣接ポートに基準位相
（公称０゜）の信号を発生し、またそれぞれ２８または
１６のような遠隔ポートに−９０゜の、すなわち９０゜
遅延した相対的位相の信号を発生する。

【０００６】図１ａの方向性結合器１４のポート１２に
供給される信号に応答し、公称０゜の位相のずれを有す
る信号は方向性結合器１４から出力ポート１６を通って
全体的に１８で示されている非線形ネットワークに結合
される。この非線形ネットワークはブロック２０として
まとめて示されている短絡減衰器および移相器を有す
る。非線形性は全体的に２２で示されている歪み発生器
によって形成される。図１ａに示されている特定の形の
歪み発生器２２は例えば１９８６年５月１３日にカッツ
他(Katz et al)に発行された米国特許第４，５８８，９
５８号から本技術分野で知られているような一対の逆位
相または逆並列ダイオード２４、２６である。このよう
な逆並列ダイオードは簡単、低価格および信頼性の点で
有利である。また、ハイブリッド結合器１４の入力ポー
ト１２に供給される信号は公称９０゜の位相のずれをも
って出力２８に結合され、全体的に３０で示す線形チャ
ンネルに供給される。この線形チャンネルは縦続接続さ
れた可変減衰器３２およびアース８に短絡された移相器
３４を有している。入力端子１２に供給される信号は非
線形チャンネル１８および線形チャンネル３０に結合さ
れ、処理され反射され、この反射された信号は一緒に出
力ポート３６に結合される。逆並列ダイオード対のイン
ピーダンスは周波数、温度および電力レベルの関数とし
てかなり変化するので、ダイオードに関連する整合ネッ
トワーク（図１ａには図示せず）がインピーダンス値の
妥協のために設計されなければならないか、または分離
器を使用しなければならない。

【０００７】ＦＥＴソース−ドレイン伝導路を使用した
非線形性発生器は１９９１年８月６日に発行された米国
特許第５，０３８，１１３号に記載されている。図２ａ
は米国特許５，０３８，１１３号に記載されているよう
な基本的な伝送先行歪ませ等化器７８の構成図である。
先行歪ませ等化器７８はソースまたはドレイン電極８
２、ドレインまたはソース電極８４、両者間に延出し８
８で示されているソース−ドレイン伝導路、およびゲー
ト電極８６を有している電界効果トランジスタ（ＦＥ
Ｔ）８０を使用している。伝導路８８は発生器９４およ
び負荷１００がそれぞれ接続されている入力ポート９０
および出力ポート９２の間に接続されている。発生器９
４は交流（ＡＣ）電圧源９６、および９８で示されてい
る内部インピーダンスを有している。内部インピーダン
ス９８および負荷１００は一般に標準的な伝送線インピ
ーダンスに整合している。

【０００８】図２ａにおいて全体的に１１０で示すバイ
アス源は電池１１２および１１４として示されている第
１および第２の電圧源を有する。電池１１２および１１
４はそれぞれアースに接続された負および正端子、およ
びポテンシオメータ１１６の両端に接続された他の端子
を有する。ポテンシオメータ１１６のワイパ１１８は抵
抗１２０として示されている分離素子を介してゲート電
極８６に接続されている。

【０００９】図２ａの発生器の伝送歪みの大きさおよび
位相を補助的に制御することがゲート−アースインピー
ダンス（Ｒ±ＪＸ）を選択することによって達成されて
いる。点線のブロック１０２として示されている補助的
なインピーダンスまたは整合ネットワークがゲート８６
とアースとの間に接続されている。これは一般にどのよ
うな回路でもよいが複雑である。図２ａにおいて、イン
ピーダンス１０２は可変コンデンサとして示されてい
る。ＲＦにおいて、可変コンデンサの波長における物理
的な寸法はリアクタンスの実質的な誘導成分を導入する
ようなものであり、可変コンデンサは図２ｂに示されて
いる直列共振回路であるかのように動作する。米国特許
５，０３８，１１３号に記載されているように、図２の
歪み等化器７８によって発生する歪みはバイアス電圧お
よびゲート−アースインピーダンスの両方に従って変化
する。

【００１０】図３は米国特許５，０３８，１１３号に記
載されているような反射等化器を示している。図３にお
いて、図１ａおよび図２ａの構成要素に対応する構成要
素は同じ符号で示されている。図３において、均等化さ
れる入力信号は伝送線入力ポート１０を介して３ｄＢ直
角位相方向性結合器１４のポート１２に供給される。結
合器１４は信号を適当な位相のずれをもってポート１６
および２８に結合する。ポート１６の信号は伝送路３１
０を介して線形反射回路３３２の入力ポート３９０に供
給される。線形反射回路３３２はアース８に接続、すな
わち短絡されている。方向性結合器１４のポート２８に
結合される信号は伝送路３１２を介して図２ａの回路の
ようなＦＥＴ非線形反射回路の入力ポート９０に供給さ
れる。ここで、ポート９２はアース８に短絡されてい
る。図３の線形反射回路３３２および非線形反射回路３
９９は構成要素の値およびダイオードのバイアスに依存
する振幅および位相をもって供給される信号を反射し、
この反射された信号はそれぞれ方向性結合器１４のポー
ト１６および２８に戻される。方向性結合器１４はポー
ト１６および２８に反射された信号を結合し、結合信号
を発生する。この結合信号は伝送線の出力ポート３６に
供給される。全体として、図３の構成は信号がポート１
０からポート３６に流れるに従って信号を歪ませる伝送
型非線形回路であるが、内部的に反射回路を使用してい
る。

【００１１】図４は図３の非線形回路３９９に使用され
るようになっている図２の構成を示している。図４にお
いて、図２の構成要素に対応する構成要素は同じ符号で
示されている。図４は、ポート９２がアースに接続、す
なわち短絡されていることだけが図２と異なっている。
供給源９４からポート９０に供給される信号はＦＥＴ８
０のソース−ドレイン伝導路を介して流れ、短絡ポート
９２で反射され、再びＦＥＴを逆方向に通過して入力ポ
ート９０に戻る。

【００１２】図５はインピーダンス整合ネットワークを
使用した場合を示している。図２ａおよび図４の構成要
素に対応する図５の構成要素は同様な符号で示されてい
る。図５において、ソースまたはドレイン電極８２は整
合ネットワーク５１２を介してポート９０に接続され、
ドレインまたはソース電極８４は整合ネットワーク５１
４を介してポート９２においてアースに接続されてい
る。本技術分野で知られているように、整合ネットワー
ク５１２または５１４の一方または両方を使用すること
ができる。整合ネットワーク５１２および５１４は各々
単一の直列または並列素子または素子のネットワークを
有している。上述したように、ゲート電極８６およびア
ースの間に接続された整合ネットワーク１０２は複合ネ
ットワークである。図５において５１０として示されて
いるゲートバイアス装置は一対の抵抗５１８および５２
０として示されている分圧器からの電圧をＦＥＴ８０の
ゲート８６に供給する。バイアス電圧は可変抵抗５１８
の抵抗値を調整することによって可変することができ
る。代わりとして、ポテンシオメータを使用してもよ
い。

【００１３】本技術分野に専門知識を有する者に知られ
ているように、ＦＥＴのゲート電極はソースまたはドレ
イン電極と静電容量を形成し、わずかな伝導作用を有し
ている。整合ネットワーク５１２または５１４が直列コ
ンデンサを有している場合、ＦＥＴ８０の制御可能伝導
路８８とアース（または他の基準電圧）との間の直接的
な伝導路すなわちガルバーニ接続が破壊される。また、
これはゲート８６と伝導路８８との間に供給されるバイ
アス電圧を変化または除去し、これによりＦＥＴのバイ
アス制御に悪影響を与える。これは、整合ネットワーク
５１２が直列コンデンサを有している場合、ソースまた
はドレイン電極８２からアースに対して図５のインダク
タ５２２のようなガルバーニ伝導インピーダンスを設け
ることによって補正される。このような構造はしばしば
「バイアスティ」として知られている。整合ネットワー
ク５１４が直列コンデンサを有している場合、インダク
タ５２４のようなインピーダンスがドレインまたはソー
ス電極８４からアースに接続される。整合ネットワーク
５１２および５１４の両方が直列コンデンサを有してい
る場合、制御伝導路８８を介した伝導のためにインダク
タ５２２および５２４の両方よりもインダクタ５２２ま
たは５２４のような一方のインダクタのみを設けること
が必要である。４ＧＨＺ近くの周波数に対する適当なイ
ンダクタは長さが約０．１インチで１または２巻きを有
する０．７ミル（０．００７インチ）の直径のワイヤで
ある。

【００１４】図３に関連して説明した反射回路を使用し
た伝送方向性結合器は５０オームまたは７５オームのよ
うな標準の伝送路インピーダンスに整合しないことがわ
かり、全ての電力レベルにおいて電力増幅器の入力ポー
トに対して適当な整合を行うことが困難である。改良さ
れた非線形プロセッサが要望されている。

【００１５】

【発明の概要】非線形信号変換装置は第１、第２、第３
および第４のポートを有する３ｄＢ直角位相ハイブリッ
ドまたは方向性結合器を有している。第１の電界効果ト
ランジスタのソース−ドレイン伝導路は方向性結合器の
第２のポートに接続され、第２の電界効果トランジスタ
のソース−ドレイン伝導路は方向性結合器の第３のポー
トに接続されている。リアクタンス装置が第１および第
２の電界効果トランジスタのゲート電極と基準電位との
間に接続されている。バイアス装置が第１および第２の
電界効果トランジスタのゲート電極に接続され、第１お
よび第２の直流バイアス電圧をゲート電極に供給してい
る。方向性結合器の第１及び第４のポートは装置を通過
する信号を非線形に修正するために信号流路に設けられ
るようになっている。本発明の一実施例においては、直
流ブロックが少なくとも１つのＦＥＴの制御電流路に直
列に接続され、バイアスティ、すなわちインピーダンス
が直流ブロックと隣接するＦＥＴ電極との間の点と基準
電位の点との間に接続されている。

【００１６】

【実施例の記載】図６は本発明に係わる非線形装置を示
している。図３の構成要素に対応する図６の構成要素は
同じ符号で示されている。図６は図３の線形反射回路３
２２が非線形反射回路６９９によって置き換えられてい
るという点においてのみ図３と異なっている。非線形反
射回路６９９は非線形反射回路３９９に整合させるよう
に選択される。また、回路の寸法が波長のかなりの部分
となる周波数においては、非線形反射回路６９９は理想
的には回路３９９に構造的に同じにされる。また、コン
デンサが使用される場合には、例えばネットワーク１０
２の整合したコンデンサ１０６を使用することによって
整合した対応する部品を選択することが好ましいことが
わかる。

【００１７】理想的には、非線形回路３９９および６９
９に使用されるＦＥＴは完全に整合され、単一のバイア
ス電圧が両方のゲートに供給され、同時に制御すること
ができる。しかしながら、ＦＥＴはたとえあるにしても
互いに完全に整合することはきわめて希であるので、各
非線形反射回路３９９および６９９に関連して別々のバ
イアス源が必要である。本技術分野に専門知識を有する
者は同時制御動作のためにバイアス源を同時に動作させ
る方法を知っている。

【００１８】図７ａおよび図７ｂはそれぞれ２つの異な
る入力電力レベルに対して、ラングハイブリッド結合
器、日本電気(Nippon Electoric Co.)のタイプＮＥ１３
７ ＧａＡｓ ＦＥＴ、および２ｐＦのコンデンサのモ
デルを使用した図４の回路に類似した非線形反射回路を
使用した図６による非線形装置のＣ帯域の計算された位
相および振幅応答特性を示している。図７ａにおいて、
曲線７１０は約−２０ｄＢｍの比較的低い入力電力にお
ける位相角を示し、曲線７１２は約０ｄＢｍの高い電力
における位相角を示している。図示のように、位相角は
電力レベルが増大する場合に増大する。これは進行波管
増幅器に供給される信号の先行歪ませ用に望ましい位相
性能である。図７ｂにおいて、振幅曲線７１４は低い入
力信号レベルにおける入力電力に正規化された出力電力
を示し、直線７１６は高い入力信号レベルにおける対応
するものを示している。入力信号レベルに正規化された
出力信号レベルは一般に増幅器と使用される場合利得と
して知られている。しかしながら、図６の非線形装置は
１より小さい利得、すなわち損失を有している。図７ｂ
からわかるように、「利得」は高い入力信号レベルにお
いて増大する（実際には損失が低減する）。これは次に
示す電力増幅器の圧縮を補償するために必要なものであ
る。

【００１９】図８ａおよび図８ｂは０．４ないし２Ｐｆ
の可変コンデンサを有し、５０オームの試験システムで
動作するネットワーク１０２を有し、ＮＥＣのタイプＮ
Ｅ１３７ ＦＥＴを使用した図４のような非線形反射回
路を使用した図６に類似した構造において３．７ないし
４．２ＧＨＺの範囲にわたる周波数に対する測定された
相対位相および損失をそれぞれ示している。図８ａにお
いて、曲線は曲線が形成された相対入力信号レベルまた
は電力によって示されている。各曲線は−２０、０、
５、１０、１５および２０で示されているが、これらの
数字は任意の基準に対する電力をｄＢで示したものであ
る。例えば、図８ａの曲線０は基準入力信号電力におけ
る図６のポート１０および３６の間の相対位相を示し、
曲線５は基準電力レベルより５ｄＢ大きい入力信号レベ
ルにおける位相を示している。０ｄＢのレベルは約−２
２ｄＢｍに対応する（数字１、２および３で示されてい
る三角の記号は測定データを発生した自動プロッタによ
って出力された周波数マーカである）。図８ａからわか
るように、各周波数における相対位相は入力信号レベル
の増大に従って次第に増大しているが、これはあるクラ
スの電力増幅器にとって好ましいものである。

【００２０】図８ｂにおいては、図８ａにおけると同じ
入力信号電力レベルが使用され、図８ｂの曲線もまた数
字−２０、０、５、１０、１５および２０で示されてい
る。図８ｂにおいて、０および−２０の曲線はほとんど
完全に重畳され、これにより小さい入力信号レベルにお
いては利得に変化がないことを示している。これは小さ
い信号レベルにおける増幅器の性能に整合した応答特性
である。

【００２１】図８ｂにおいて入力信号レベルを５ｄＢレ
ベルから１０ｄＢレベルに増大すると、３ｄＢに対応す
る約１垂直増分だけ利得が増大する。入力信号レベルが
１０ｄＢレベルから１５ｄＢレベルに増大すると、利得
は更に３ｄＢ増大する。この種の性能は増大する信号レ
ベルに伴う信号増大に等価であり、これは信号電力の増
大に伴う電力増幅器の圧縮に整合させるのに必要であ
る。

【００２２】図９ａは３つの異なるゲート対アース電圧
における図６の構造の入力信号電力に対する相対位相の
測定値を示している。図９ａの３つの曲線はそれぞれ−
１．９０、−１．９８および−２．０１のゲート対アー
ス電圧に対応する１９０、１９８および２０１で示され
ている。入力信号電力は矢印で示す方向に増大する。信
号電力の増大につれて、相対位相は単調に増大したり
（曲線１９０）、比較的平坦になったり（曲線１９
８）、またはほとんどの範囲にわたって低減する（曲線
２０１）ように適当なゲート電圧を簡単に選択すること
によって設定することができる。図９ｂはゲート電圧を
パラメータとした場合の入力信号レベルを関数とした図
６の構造の損失を示している。３つの曲線はほとんどの
範囲にわたって重畳、すなわち一致している。図９ｂに
示すように、損失はゲート電圧の全ての３つの値、すな
わち１．９０、１．９８および２．０１ボルトに対する
信号の増大につれて低減している。しかしながら、ほと
んどの範囲にわたって、ゲート電圧は振幅性能に影響を
与えず、位相は振幅に独立に設定することができる。振
幅の応答特性はゲートインピーダンス１０２を調整する
ことによって調整される。

【００２３】図１０は信号レベルの関数として５０オー
ムシステムにおける図６の構造の（インピーダンス整合
に関連する）入力リターン損失を示している。図１０に
おいて、参照の三角形１は３．５ＧＨＺを示し、三角形
２は４．５ＧＨＺを示している。＋１０２０で示されて
いる上側の曲線は＋２０ｄＢｍで行われた測定結果を示
し、−１０２０で示されている下側の曲線は−２０ｄＢ
ｍで行われたものである。縦軸はＳ₁₁、すなわちリター
ン損失を示し、脱字記号（＞）において０ｄＢであり、
垂直方向の目盛りあたり５ｄＢであり、点Ａにおける最
悪リターン損失は約−２３ｄＢのリターン損失を表して
いる。

【００２４】あるＴＷＴＡの非単調特性を補償するのに
有益な本発明の特定の実施例においては、図６の装置の
ポート１６および２８に接続された反射非線形回路は各
々前述した米国特許５，０３８，１１３に記載されてい
る縦続接続のようなＦＥＴの縦続接続を有していてもよ
い。本発明の他の実施例は本技術分野に専門知識を有す
る者に明らかであろう。例えば、２つのゲート整合イン
ピーダンス回路１０２の一方は避けることができない不
平衡を補償するように調整することができる。方向性結
合器はマイクロストリップ、同軸、ストリップラインま
たは他の等価な伝送線技術を使用することができる。理
想的には、２つのＦＥＴ（または２組のＦＥＴ）はその
整合を増大するようにそれらが形成された同じウェーハ
の隣接したＦＥＴである。図５の５２２のようなインダ
クタの代わりにまたは該インダクタに加えて、抵抗が通
常設けられてもよく、数千オームの抵抗値を有する抵抗
は充分なＲＦインピーダンスを形成するが、充分に高い
ガルバーニ伝導を形成し、適当なバイアスを可能とす
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１のａは方向性結合器および反射素子を有す
る従来の非線形装置を示すブロック構成図であり、図１
のｂは同軸伝送線の断面図であり、図１のｃはマイクロ
ストリップ伝送線の断面図である。

【図２】図２のａは伝送モードで動作する従来のＦＥＴ
非線形素子のブロック構成図であり、図２のｂは図２ａ
の装置の一部に関連する等価回路を示す図である。

【図３】線形反射回路およびＦＥＴ非線形反射回路とと
もに方向性結合器を利用している従来の非線形装置のブ
ロック図である。

【図４】図３の装置に使用されているような図２のａの
ＦＥＴ回路を示すブロック構成図である。

【図５】反射モードで使用可能な他の従来のＦＥＴ非線
形回路を示す図である。

【図６】本発明による非線形装置を示す図である。

【図７】図６の装置に対する周波数の関数として振幅お
よび位相の計算値を示す図である。

【図８】図８のａおよびｂはそれぞれパラメータとして
入力信号レベルを有する本発明による装置の周波数に対
する位相および振幅応答の測定値を示す図である。

【図９】図９のａおよびｂはそれぞれパラメータとして
ＦＥＴゲート電圧を有する入力信号レベルに対する位相
および振幅応答特性の測定値を示す図である。

【図１０】周波数および電力レベルに対する入力リター
ン損失の図６の装置のポート１０で測定した値を示す図
である。

【符号の説明】

１２ 入力ポート １４ 方向性結合器 １６ ポート ２８ ポート ３９９ 非線形反射回路 ６９９ 非線形反射回路

フロントページの続き (72)発明者 シャビア・サレブハイ・ムーチャラ アメリカ合衆国、ニュージャージ州、ケン ダル・パーク、バージニア・ストリート、 28番

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 中心周波数付近で動作する非線形信号変
   換装置であって、 第１、第２、第３および第４のポートを有する３ｄＢ直
   角位相方向性結合器と、 各々が制御可能なソース−ドレイン伝導路および前記ソ
   ース−ドレイン伝導路を制御するゲート電極を有する第
   １および第２の電界効果トランジスタと、 少なくとも前記中心周波数付近の周波数において前記第
   １の電界効果トランジスタの前記ソース−ドレイン伝導
   路を前記方向性結合器の前記第２のポートを横切って結
   合する手段と、 少なくとも前記中心周波数付近の周波数において前記第
   ２の電界効果トランジスタの前記ソース−ドレイン伝導
   路を前記方向性結合器の前記第３のポートを横切って結
   合する手段と、 前記第１の電界効果トランジスタの前記ゲート電極と基
   準電位源との間に接続された第１のリアクタンス手段
   と、 前記第２の電界効果トランジスタの前記ゲート電極と基
   準電位源との間に接続された第２のリアクタンス手段
   と、 前記第１および第２の電界効果トランジスタ手段の前記
   ゲート電極に接続され、第１および第２の直流電圧をそ
   れぞれ前記第１および第２の電界効果トランジスタの前
   記ゲート電極に供給するバイアス手段と、 前記中心周波数付近の周波数において前記方向性結合器
   の前記第１および第４のポートを信号流路に結合し、前
   記信号の流れが非線形的に修正される手段と、 を有する非線形信号変換装置。
2. 【請求項２】 前記方向性結合器は前記第１および第３
   のポートの間に接続された第１の伝送線および前記第２
   および第４のポートの間に接続された第２の伝送線を有
   し、前記第１および第２の伝送線は前記中心周波数付近
   において方向特性用に静電容量的かつ磁気的に結合され
   ている請求項１記載の装置。
3. 【請求項３】 前記第１および第２の伝送線は前記中心
   周波数において約λ／４の物理的長さにわたって静電容
   量的かつ磁気的に結合されている請求項２記載の装置。
4. 【請求項４】 前記第１および第２の伝送線は各々大き
   な共通導体から間隔をあけて設けられている細長い二軸
   対称導体を有し、前記第１の電界効果トランジスタの前
   記ソース−ドレイン伝導路を前記方向性結合器の前記第
   ２のポートを横切って結合する前記手段は前記第１の電
   界効果トランジスタの前記ソースおよびドレインの一方
   を前記対称導体に接続する直流ガルバーニ電気接続およ
   び前記第１の電界効果トランジスタの前記ソースおよび
   ドレインの他方を前記共通導体に結合する直流ガルバー
   ニ電気接続である請求項３記載の装置。
5. 【請求項５】 前記第１のリアクタンス手段はインダク
   タンス手段を有している請求項４記載の装置。
6. 【請求項６】 前記インダクタンス手段は直列共振回路
   を形成するようにインダクタンスを有する導体に直列に
   接続された物理的コンデンサを有し、前記直列共振回路
   は前記中心周波数付近で誘導的である請求項５記載の装
   置。
7. 【請求項７】 前記第１のリアクタンス手段はインダク
   タンス手段を有している請求項１記載の装置。
8. 【請求項８】 前記インダクタンス手段は直列共振回路
   を形成するようにインダクタンスを有する導体に直列に
   接続された物理的コンデンサを有し、前記直列共振回路
   は前記中心周波数付近で誘導的である請求項７記載の装
   置。
9. 【請求項９】 前記第１のトランジスタを接続する前記
   手段は接続点が前記ソース−ドレイン伝導路に接続され
   た直流ブロックを有し、 前記接続点および前記バイヤス手段に接続され、前記第
   １の直流電圧を前記ゲート電極および前記第１のトラン
   ジスタの前記伝導路を横切って供給するＲＦインピーダ
   ンス手段を更に有している請求項１記載の装置。
10. 【請求項１０】 前記ＲＦインピーダンス手段はインダ
    クタンス手段を有している請求項９記載の装置。
11. 【請求項１１】 前記バイアス手段は等しい第１および
    第２の直流電圧をそれぞれ前記第１および第２のトラン
    ジスタの前記ゲート電極に供給する請求項１記載の装
    置。