JPH03195101A - フィードフォワード先行歪ませ線形化器 - Google Patents

フィードフォワード先行歪ませ線形化器

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JPH03195101A
JPH03195101A JP2321373A JP32137390A JPH03195101A JP H03195101 A JPH03195101 A JP H03195101A JP 2321373 A JP2321373 A JP 2321373A JP 32137390 A JP32137390 A JP 32137390A JP H03195101 A JPH03195101 A JP H03195101A
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signal
amplitude
phase
distortion
equalizer
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JP2321373A
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Brian E Eggleston
ブライアン・エリック・エグルストン
Allen Katz
アレン・カッツ
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General Electric Co
Original Assignee
General Electric Co
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/32—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion
    • H03F1/3241—Modifications of amplifiers to reduce non-linear distortion using predistortion circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/198—A hybrid coupler being used as coupling circuit between stages of an amplifier circuit

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は、電力増幅器の振幅および位相歪みを補償する
先行歪ませ回路に関し、特に信号が分割され、複数の別
々のチャンネルをフィードフォワード方式で通過し、再
び結合されるマイクロ波またはミリメートル波（無線周
波数）先行歪ませ線形化器または等化器に関する。
電子信号の増幅器は電気信号の電圧、電流、または電力
を増大するために使用される。理想的には、増幅器は他
のどのような点でも信号に影響を与えることなく信号の
振幅を増大するのみである。
しかしながら、全ての信号増幅器は振幅される信号を歪
ませる。歪みは増幅器の能動素子の伝達関数または特性
の非線形性から生ずる。増幅器を通過する信号の歪みは
、信号のピーク−ピーク振幅を小さく維持することによ
って、および最も線形である伝達特性の中心部分を信号
が通過するように増幅器を作動させることによって低減
することができる。しかしながら、出力信号の作動域が
増幅器の伝達関数の実質的な部分を超えて伸びる必要が
ある場合がある。これは、高価な各増幅器からの可能な
最大出力電力を得るためにこのような動作が重要である
ラジオおよびテレビジョン放送送信機の場合に存在する
。また、この状態は衛星通信用のマイクロ波またはミリ
メートル波周波数（無線周波数またはＲＦ）増幅器の場
合に存在する。これはＲＦで動作する能動素子の能力が
比較的適度な電圧および電流バイアスレベルでのみ動作
することができる構造を必要としているからであり、信
号の振れは有効なバイアスの重要な部分、従って増幅器
の全伝達関数の重要な部分を構成している。増幅器の出
力信号の振れが伝達関数の実質的な部分を超える場合、
通常の効果として小さな信号に比較して大きな信号が相
対的に圧縮される。すなわち、大きな信号レベルの増幅
器の利得は小さな信号レベルの利得よりも小さくなる傾
向がある。オシロスコープで観察された正弦波信号の場
合、圧縮された出力信号は外観的には入力信号にほぼ類
似した正弦波であるが、頂上部と底部がいくらか平坦に
なっている。無線周波増幅器は多チヤンネル衛星動作に
おけるように複数の信号を増幅するためにしばしば使用
される。多重信号を増幅する場合、ピーク信号値は重な
り合う場合があり、大きなピーク−ピーク値を有する和
の動作域を生ずる。多チャンネル信号の場合、圧縮は相
互変調歪みを測定するのと同じように簡単には測定でき
ない。相互変調歪みの測定は通常搬送波の１つを伴う不
要な積の相対値を測定することによって行われる。
周知の技術は、増幅器の非線形性によって生ずる予想し
た歪みを補償するために非線形増幅器に供給される信号
を前もって歪ませる。先行歪ませ回路の設計において発
生する問題には、レベルの増大とともに増大する利得を
共に有し、従って増幅器の非線形性によって生ずる利得
における低減を補償する非線形素子および対応する回路
構成を見つけるという問題がある。他の問題は、振幅お
よび位相の両方において増幅器の非線形性に対して非線
形素子の非線形性を整合させることにある。
すなわち、先行歪ませによる信号レベルの増大に伴う利
得の増大は増幅器によるレベルの増大に伴う利得の低減
にほぼ整合していなければならない。
先行歪ませ等化器が使用されるシステムが種々の電力レ
ベルで動作する場合、非線形性の整合は所望の範囲の値
にわたって発生しなければならない。
第１ａ図は典型的な従来の反射型先行歪ませ等化器の簡
略ブロック図である。第１ａ図において、前もって歪ま
せられる信号は入力端子１ｏを介して９０°、３ｄＢの
ハイブリッド結合器１４の第１の入力ポート１２に供給
される。名目上、位相のずれが零である信号が方向性結
合器１４から出力ポート１６を介して全体的に１８で示
す非線形ネットワークに供給される。この非線形ネット
ワクはブロック２０として一緒に示す減衰器および移相
器を有するとともに、また短絡回路を有している。非線
形性は全体的に２２で示す歪み発生器によって形成され
る。第１ａ図に示されている歪み発生器の特定の形態は
例えば１９８６年５月１３日にキャップ等（ＫＮｚｅｔ
　＊Ｉ）に発行された米国特許第４，５８８．９５８号
から従来技術として知られている一対の逆位相ダイオー
ド２４．３６である。また、入力ポート１２に供給され
る信号は名目上９０°の位相のずれをもって出力ポート
２８に供給され、全体的に３０で示す線形チャンネルに
供給される。この線形チャンネルは可変減衰器３２と短
絡回路に終端している移相器３４の縦続接続で構成され
ている。入力端子１２に供給される信号は非線形チャン
ネル１８および線形チャンネル３０に供給され、処理さ
れ、反射され、そして互いに結合され、出力ポート３６
から出力される。第１ａ図のような反射型線形化器は狭
い帯域幅を有する傾向があり、調整が困難である。
第１ｂ図は通過型先行歪ませ等化器の簡略ブロック図で
ある。第１ｂ図において、前もって歪ませられる信号は
入力ポート５０を介して３ｄＢハイブリッド分割器また
は結合器５２に供給される。
この装置５２は信号を全体的に５４で示す上側線形伝送
路に供給される第１の部分と全体的に６４で示す下側非
線形伝送路に供給される第２の部分とに分割する。線形
路５４は縦続接続された制御可能移相器５６および制御
可能減衰器５８を有する。線形チャンネル５４の出力に
発生する減衰され位相シフトされた信号は３ｄＢハイブ
リッド結合器６２の第１の入力ポートロ０に供給される
。下側の非線形チャンネル５２は縦続接続された制御可
能な移相器６６および歪み発生器６８を有する。
非線形チャンネル６４の出力における位相シフトされ、
歪みを加えられた信号は３ｄＢハイブリッド結合器６２
の第２の入力ポードア０に供給され、３ｄＢハイブリッ
ド結合器６２の出力ポードア２においてこの出力ポード
ア２に接続される電力増幅器（図示せず）に組み合わせ
られた線形および非線形信号を供給するように出力され
る。歪み発生器６８は充分な入力電力が利用可能な場合
には第１ａ図に示したようなダイオード発生器であって
もよいし、または本技術分野で知られているように動作
信号レベルで飽和する傾向を有する増幅器であってもよ
い。第１ｂ図に示すような通過型線形化器は反射型線形
化器よりも大きな周波数帯域幅を有する傾向があるが、
まだ比較的狭い帯域幅を有し、調整が困難である。
歪みの非線形性が振幅および位相の両方において増幅器
に容易に整合する改良された先行歪ませ等化器が要望さ
れている。
発明の概要 本発明による先行歪ませ等化器は前もって歪ませられる
信号の供給源に接続される入力ポートを有するとともに
、また第１および第２の出力ポートを有する第１の信号
分割器を有する。第１の信号サンプラーまたは分割器は
信号を第１および第２の部分に分割する。この第１およ
び第２の部分は等しい振幅であってもよいし、または等
しくない振幅であってもよい。第１の信号分割器から分
割された信号の第２の部分は歪み発生器に供給され、歪
み積を関連付ける。第２の信号サンプラーまたは分割器
は第１の信号分割器の第１の出力ポートに接続された入
力ポートを有し、前記信号の第１および第２の信号部を
発生する。第１の信号結合器は歪み発生器に接続された
第１の入力ポートおよび第２の信号分割器の第２の出力
ポートに接続された第２の入力ポートを有する。第１の
信号結合器の接続は歪み信号が第２の信号部と結合され
るループを完成する。位相および振幅制御装置が前記第
１のループに接続され、第１の信号結合器の出力におけ
る組み合わせられた歪み信号の相対的位相および振幅を
制御する。位相および振幅は、線形信号との再結合用に
利用される歪み成分を除いて第１の信号結合器の出力に
おける信号の全てをキャンセルするように調整される。
第２の信号結合器は第１の信号分割器および第１の信号
結合器と接続され、第２のループを形成し、この第２の
ループによって線形信号は分離された歪み成分と結合さ
れ、前もって歪まされた信号を発生する。本発明の特定
の実施例においては、別の位相および振幅制御装置が第
２のループに接続され、前記信号の線形部分に対する歪
み成分の相対的位相および振幅を制御する。本発明の別
の実施例においては、制御装置が第１の信号結合器の出
力および第１の位相および振幅制御装置に接続され、第
１の信号結合器の出力における信号の振幅を低減し、こ
れにより線形成分を零にするように自動制御し、分離さ
れた歪み成分と線形信号成分との間の分離を改良する。
発明の説明 第２図は本発明による先行歪ませ等化器の簡略ブロック
図である。第２図において、前もって歪ませられる信号
は入力ポート２１０を介して信号サンプラー２１２に供
給される。信号サンプラー２１２は信号を２つの部分に
分割する。その第１の部分は導体２１４を介して第２の
信号サンプラー２１６に供給され、第２の部分は導体２
１８を介してブロック２２０として示されている歪み発
生器に供給される。信号サンプラー２１２は方向性結合
器であってもよいし、または第７図に示すような抵抗性
タップであってもよい。歪み発生器２２０は歪み成分を
入力に供給された信号サンプルに関連付け、歪み信号を
出力導体２２４に発生する。導体２２４上の歪み信号は
制御可能減衰器（α）２２６および制御可能移相器（φ
）２２８を介して信号結合器２３２の入力端子２３０に
供給される。
第２図の信号サンプラー２１６はその入力端子に供給さ
れた信号の第１のサンプルを出力導体２２２を介して制
御可能移相器２４２に供給し、第２の信号部を導体２３
４および移相器２３６を介して信号結合器２３２の入力
ポート２３８に供給する。これらの接続によって全体的
に２０８で示す第１の回路ループが設定される。信号結
合器２３２はループ２０８からその入力ポート２３０お
よび２３８に供給される信号を結合し、結合信号または
和信号を出力導体２４０上に出力する。
第２図の導体２２２上の線形信号は制御可能移相器２４
２を介して信号結合器２４６の入力ポート２４４に供給
される。導体２４０上の非線形信号は制御可能減衰器２
４８を介して信号結合器２４６の入力ポート２６０に供
給される。これらの接続によって全体的に２０６で示す
第２の回路ループが設定される。信号結合器２４６はそ
の入力ポート２４４に供給される線形信号を入力ポート
２６０に供給される非線形信号と結合し、前もって歪ま
せられた信号を出力ポート２６２上に発生する。この前
もって歪ませられた信号は主増幅器（図示せず）の入力
に供給される。
第２図の装置の動作においては、前もって歪ませられる
線形入力信号（第２図においてｒａＪで示される）は導
体２１４上の第１の部分（ｂ）と導体２１８上の第２の
部分（ｂ′）に分割される。
歪み発生器２２０は歪み（ｂよ）をサンプルされた信号
部分（ｂ′）に加え、導体２２４上に線形信号と歪みを
組み合わせた信号（ｂ’　＋ｂ□）を発生する。導体２
１４上の線形信号部分（ｂ）はサンプラー２１６でサン
プルされ、導体２２２上に信号部（ｃ）を発生するとと
もに、導体２３４上に別の信号部（Ｃ′）を発生する。
導体２３４上の信号部Ｃ′は移相器２３６によって位相
シフトされ、移相器２２８による信号部分（ｂ′＋ｂ、
ｔ）に対して行われるシフトと組合せて調整され、この
結果サンプルＣ′は信号結合器２３２の入力ポート２３
０に供給される歪み信号の線形成分ｂ′に対して位相を
逆にされる。線形信号成分ｂ′およびＣ′の振幅が等し
く、これらの位相が丁度逆である場合、線形成分は信号
結合器２３２において相殺され、導体２４０上には歪み
成分（ｂ７）のみが残る。
第２図の導体２２２上の線形成分Ｃおよび導体２４０上
の歪みす。は、信号結合器２４６で結合される前に、そ
れぞれ移相器２４２および減衰器２４８によって振幅お
よび位相が調整され、出力ポート２６２に現れる前もっ
て歪ませられた結合信号Ｃ＋ｂオの成分間に所望の位相
および振幅関係を形成する。
第３図は本発明の他の実施例の簡略ブロック図である。
第３図の実施例は第２図の実施例に類似しており、対応
する要素は同じ符号で示されている。第３図において、
第２図の制御可能減衰器２２６および制御可能移相器２
２８は削除されて、直通路３６４によって置き換えられ
、第２図の移相器２３６は削除されて、縦続接続された
制御可能移相器３３６および別の制御可能減衰器３６６
で置き換えられている。また、第２図の制御可能移相器
２４２は信号サンプラー２１６と信号結合器２４６との
間の通路から除去されて直通路で置き換えられ、別の制
御可能移相器３６８が導体２４０と信号結合器２４６の
入力ポート２６０との間の経路において制御可能減衰器
２４８と縦続接続されている。第３図の装置の動作は第
２図の装置の動作と本質的に同じである。
第４図はＡＶＡＮＴＥＸによって製造されるＭＳＡ０７
５タイプのバイポーラモノリシックマイクロ波集積回路
（ＭＭ　Ｉ　Ｃ）と組み合わせた場合の第２図の先行歪
ませ等化器の搬送波対相互変調（Ｃ／　Ｉ　）歪みの曲
線を示している。第４図において、曲線４１０は１．　
６ＧＨ！近くの入力信号を有する場合のＭＭＩＣ増幅器
のみのＣ／Ｉを示している。２．　５ｄＢのバックオフ
のような信号がほぼ完全に圧縮された条件から小さな値
のバックオフにおいて、Ｃ／Ｉは２０ｄＢ近くになって
いる（相互変調成分は搬送波振幅以下の２０ｄＢである
）。曲線１５６０．１６００および１６４０はそれぞれ
１５６０ＭＨ！　、１６００１ＪＨ！および１６４０Ｍ
Ｈ！の周波数において等化器を有する増幅器のＣ／Ｉを
有している。
第５図は日本電気株式会社によって製造されるＧａＡｓ
ＦＥＴ　　ＭＭＩＣ増幅器と組み合わせた場合の第２図
の先行歪ませ等化器のバックオフに対するＣ／Ｉを示す
曲線である。第５図において、曲線５１０は１．６ＧＨ
！における増幅器のみの特性を示し、曲線５５２，５５
６，５６０，５６４゜５６８および５７２はそれぞれ１
．　５２．　１．　５６、　１．　６．　１．　６４．
　１．６８および１．７２６ＨＩの周波数において先行
歪ませ等化器と増幅器を組み合わせた場合の性能を示し
ている。
第６図は第２図の先行歪ませ等化器をヒユーズ（Ｈｕｇ
ｈｅｓ）によって製造される進行波管（ＴＷＴ）増幅器
と組み合わせた場合のバックオフに対するＣ／Ｉを示す
同様な曲線である。第６図において、曲線６１０は１．
６Ｇ）＋！においてＴＷＴのみの性能を示している。曲
線６５２，６５６および６１６はそれぞれ１゜５２，１
．５６および１．６ＧＨｚにおける前記組合せの動作を
示している。
第７図は第２図または第３図の装置に使用される抵抗影
信号サンプラーまたは結合器の簡略構成図である。第７
図において、信号源７０８は内部抵抗７１２を有する発
生器７１０を有するものとして示されており、導体７１
３として示されている伝送線を介して整合した負荷７１
４に接続されている。抵抗７１６の一端はノード７１８
において導体７１３に接続され、そこからサンプル信号
を取り出し、またノード７２２において別の抵抗７２０
に接続され、ノード７１８とアースとの間に伸びる信号
または電圧分割器を形成している。
タップポート７２４はノード７２２に接続されている。
抵抗７２６はポート７２４に接続される負荷を表す。
多くの目的のため、第７図の装置は方向性結合器が有し
ている性能に類似した性能を有しているが、方向性特性
は有していない。例えば、５０オームシステムにおいて
、抵抗７１２，７１４および７２６は５０オームの抵抗
を有するものとじて構成される。抵抗７１６が３９０オ
ームであり、抵抗７２０が５６オームである場合、タッ
プの減衰（発生器７０８とタップの負荷７２６との間の
減衰）は約２６ｄＢである。タップポート７２４は負荷
に対して約５１オームのインピーダンスを有している。
ポート７２４と負荷７１４との間の分離は同じ大きさの
ものであり、第２図のサンプラー２１２の代わりに使用
された場合、歪み発生器２２０によって発生した歪みが
導体２１４に供給される線形信号を充分に悪化しないよ
うに防止するのに充分なものである。第７図のような抵
抗形装置は信号レベルが高い場合有利であり実質的な分
離が可能である。他の条件の下では、方向性結合器また
はハイブリッドが更に有利である。また、第７図の装置
は信号をポート７２４に発生器７０８からの信号ととも
に供給し、結合した信号を抵抗負荷７１４に発生するこ
とによって信号組合せ用に使用することができる。
第８図は第２図または第３図の装置に有益な制御可能移
相器の簡略構成図である。第８図において、位相シフト
される信号は入力ポート８１０およびバイアス阻止用コ
ンデンサ８１２を介して全体的に８１６として示されて
いるハイブリッド結合器の第１の入力ポート８１４に供
給される。前記ハイブリッド結合器８１６は３．　９５
ＧＨ！で動作するために、同軸外側導体内に寄り合わせ
られた導体対からなる０、１４１インチ（３，５７ｍ）
の直径の５ＡＧＥ伝送線の１．０５インチ（２６゜７ｍ
ｍ）で構成される。一対の相互に逆接続された可変容量
ダイオード８２４および８２６が方向性結合器８１６の
第２の入力ポート８２０とアースとの間に接続され、両
者間のタップがＲＦチョーク（ＲＦ　Ｃ）およびフィル
タコンデンサ８３０を有するＲＦフィルタを介して制御
可能バイアス電圧源８３２に接続されている。第２の対
の互いに逆に接続された可変容量ダイオード８３４．８
３６の間のタップ８３８は別のＲＦＣおよびフィルタコ
ンデンサ８４０を介してバイアス電圧源８３２に接続さ
れている。方向性結合器８１６の出力ポート８１８は阻
止用コンデンサ８４２を介して出力ポート８４４に接続
され、この出力ポート８４４には位相シフトされた信号
が電圧源８３２によって出力されるバイアスの制御の下
に発生する。
別のＲＦチョーク８５０および８５２はそれぞれ別のフ
ィルタコンデンサ８６０および８６２からのＲＦを阻止
し、６０Ｈ！のフィルタ作用を行い、可変容量ダイオー
ドの変調を防止している。
第９図は第２図または第３図の装置に有益な制御可能減
衰器の構成図である。第９図において、減衰される信号
は端子９１０を介してＴブリッジ型ネットワークに供給
される。このネットワークは第１のＰＩＮダイオード９
１４を介して接続される第１および第２の抵抗９１１お
よび９１２およびこれらの接続点からアースに接続され
る第２のＰＩＮダイオード９１６を有している。減衰さ
れた出力信号は出力ポート９２０に出力される。
阻止用コンデンサ９２２および回路の残りの部分は本技
術分野で周知であるように通過するバイアス電流の制御
によるＰＩＮダイオードの実効抵抗の制御があるだけで
無線周波数性能に対して影響はない。
第１０図は信号結合器２３２の出力における線形成分を
自動的にゼロにする制御回路を有する本発明による先行
歪ませ等化器の簡略ブロック図である。第２図および第
３図の要素に対応する第１０図の要素は同じ符号によっ
て示されている。第１０図の装置は信号結合器２３２の
出力の導体２４０の２つの部分２４０ａおよび２４０ｂ
の間に信号サンプラー１０１０を有することが第２図ま
たは第３図の装置と異なっている。信号サンプラー１０
１０は信号結合器２３２の出力における信号をサンプル
し、このサンプルした信号をダイオード検出器として示
されている振幅検出器１０１２に供給する。検出器１０
１２は導体１０１３上に振幅を表す信号を発生し、ブロ
ック１０１４で示す制御回路に供給する。制御回路１０
１４は導体１０１８および１０１６を介してそれぞれ減
衰器３３６および移相器３６６に接続され、信号結合器
２３２の出力における信号の振幅をその最も低いレベル
または最も小さい大きさに維持するように振幅を制御す
る。この最も小さな大きさは、ループ２０８でキャンセ
ルするために信号結合器２３２の入力ポート２３８に供
給される線形信号成分Ｃ′が信号結合器２３２の人力ポ
ート２３０に供給される歪み信号の成分ｂ′の振幅にま
さに等しくかつ逆位相である場合に発生する。従って、
信号結合器２３２の出力における最も小さな振幅は歪み
成分ｂアのみの振幅に対応する。第１０図の減衰器２２
６および移相器２２８はループ２０８で振幅および位相
の初期設定で、減衰器３６６および移相器３３６をこれ
らの制御範囲の中心として設けられているが、これらは
絶対必要なものではない。
第１１図は第１０図の装置に使用するのに適した制御回
路の簡略ブロック図である。第１１図において、第１０
図の検出器１０１２からの信号は導体１０１３を通って
簡単化のため機械スイッチ１１１０で示されているスイ
ッチの共通端子に供給される。このスイッチは１２ａと
して示されている制御路からの制御の下にスイッチする
。制御路１２ａを通って供給される制御信号の第１の半
サイクルの間、共通素子１１１０はライン１０１３をス
イッチ端子１１１２に接続し、検出信号を一対のサンプ
ル醗アンドーホールド（Ｓ／Ｈ）回路１１１６および１
１１８に供給する。制御路１２ａを通って供給されるク
ロック信号の他の半サイクルの間、スイッチ素子１１１
０は導体１０１３を端子１１１４に接続し、これにより
検出器の信号を別の対のＳ／Ｈ回路１１２６および１１
２８に供給する。導体１２ａを通って供給される制御信
号は第１２図ａにおいて１２１０として示されている。
信号１２１０が正方向に向う、すなわち上側の場合、導
体１０１３は端子１１１２に接続され、検出器の信号を
第１０図の減衰器３３６の制御に関連してＳ／Ｈ１１１
６および１１１８に供給し、第１２図ａの信号１２１０
が負方向に向う、すなわち下側の場合、導体１０１３は
端子１１１４に接続され、検出器の信号を第１０図の移
相器３６６の制御に関連してＳ／Ｈ１１２６および１１
２８に供給する。
検出器の信号がＳ／Ｈ１１１６および１１１８に供給さ
れる第１２図の期間Ｔｏ−７１２の間、ｓ／Ｈ１１１６
は第１１図の導体１２ｂを通ってＳ／Ｈ１１１６に供給
される第１２図すの１２１２として示されている制御信
号によって第１２図の時刻Ｔ４のような比較的早い時刻
においてサンプルをとるように制御される。このサンプ
ルは一対のサンプルの内の「調整前の」サンプルを表し
ている。第１２図の時刻Ｔ８のようないくらか遅い時刻
において、第１２図Ｃの１２１４で示す他の制御信号が
導体１２ｃを通って第１１図のＳ／Ｈ１１１８に供給さ
れ、検出器の信号の「調整後の」サンプルが取られる。
「調整後の」サンプルが「調整前の」サンプルよりも大
きさが大きい場合、調整は悪い方向に行われたものであ
り、これに対して「調整後の」サンプルが「調整前の」
サンプルよりも大きさが小さい場合には、検出された信
号は段々小さくなり、第１０図の信号結合器２３２の出
力において搬送波または線形信号がゼロになっていく。
第１１図の比較器１１２０はＳ／Ｈ１１１６および１１
１８の出力に接続されている。正の検出信号に対しては
、第１１図に示す入力の極性は調整が悪い方向に行われ
た場合正方向の出力信号になり、調整が正しい方向に行
われた場合負方向の出力信号になる。比較器１１２０の
出力は制御可能フリップフロップ（ＦＦ）１１２２のゲ
ートまたは禁止入力端子に供給される。このフリップフ
ロップはまた導体１２ｅを介してクロック信号を受信し
ている。このクロック信号は第１２図ｅにおいて１２１
８として示されている。比較器１１２０からの第１１図
のＦＦ１１２２に供給される信号はＦＦのクロック動作
を禁止し、これにより調整が正しい方向に行われている
限り、ＦＦが状態を変えることを防止している。正しく
ない方向に調整が行われた場合には、ＦＦ１１２２は付
勢され、これにより第１２図の時刻ＴＩＯにおいて第１
２図ｅの次のクロックパルス１２１８によってＦＦの状
態が変化する。カウンタ１１２４は導体１２ｄを通って
供給されるクロック信号を受信するように接続されたク
ロック（ＣＬ　Ｋ）入力およびＦＦ１１２２の出力に接
続されたアップ−ダウン（Ｕ／Ｄ）制御入力を有し、デ
ィジタルワードをデータ路１０１８上に出力し、第１０
図の減衰器３３６の減衰を制御する。カウンタ１１２４
のカウント値は第１２図において時刻ＴＯから次に続く
時刻ＴＯまでのサイクルの時刻Ｔ６およびＴ１６におい
て周期的に変化し、ＦＦ１１２２の状態に応じて増大ま
たは低減し、これにより第１０図の減衰器３３６の減衰
を調整する。
第１１図の制御回路の動作において、線形または搬送波
成分が第１０図の信号結合器２３２の出力においてゼロ
でない場合、第１１図のＦＦｌＩ２２の状態は初期状態
にあり、カウンタ１１２４のクロック動作によって増大
状態にあり、この結果カウントは時刻Ｔ４およびＴ８の
間の時刻１２１６において増大し、この間Ｓ／Ｈ１１１
６および１１１８はそれぞれサンプリング動作用に付勢
される。そして、Ｓ／Ｈ１１１６の出力は減衰器３３６
の調整前の検出信号のサンプルを表し、Ｓ／Ｈ１１１８
は調整後のサンプルを表す。時刻Ｔ８においてＳ／Ｈ１
１１８によって取られたサンプルの大きさが時刻Ｔ４に
おいてＳ／Ｈ１１１６によって取られたサンプルの大き
さより大きい場合、減衰器の調整は悪い方向に行われて
いたものである。比較器１１２０は正の出力を発生して
応答し、ＦＦ１１２２を付勢する。第１２図の次の時刻
Ｔ１２においては、ＦＦ１１２２は第１２図ｅのクロッ
クパルス１２１８に応答して状態を変える。これは第１
２図ｄのクロック信号１２１６に応答してサイクルの次
の時刻Ｔ１６においてカウンタ１１２４がそのカウント
値を低減するという作用を発生する。カウンタ１１２４
のカウント値が低減することは第１０図の減衰器３３６
の減衰が低減されることであり、これは第１０図の結合
器２３２の出力を零にするように改良する。また、これ
は第１０図および第１１図の導体１０１３上の検出信号
を低減する。次の時刻Ｔ４において、サンプルは再びＳ
／Ｈ１１１６によって取られる。カウンタは信号１２１
６に応じて時刻Ｔ６において再び低減し、他のサンプル
がＳ／Ｈ１１１８によって再び取られる。調整がゼロに
向かう正しい方向に継続している限り、比較器１１２０
はＦＦ１１２２が状態を変えることを防止するようにＦ
Ｆ１１２２を禁止し、カウンタ１１２４は単調に減少し
続け、ゼロにする動作を改良する。
ある点において、第１０図の減衰器３３６の減衰が良好
なゼロに対して必要なものよりも太き（なる。それから
、Ｓ／８１１１８の「調整後の」信号がＳ／Ｈ１１１６
の「調整前の」信号よりも大きくなる。比較器１１２０
は正の出力信号を発生し、ＦＦ１１２２を付勢する。次
の時刻ＴＩＯにおいて、ＦＦ１１２２は状態を変え、こ
れによりカウンタ１１２４は第１２図ｄのクロック信号
１２１６に応答してカウント値を増大し始める。
これは減衰器３３６の減衰を再び増大させる。このよう
にして、第１１図の制御システムは減衰器３３６の減衰
をほぼ最適な減衰値に変化させ、最良のゼロとなる値の
近くに維持する。
第１１図の制御システムの残りの部分はＳ／８１１１８
および１１２８、比較器１１３０、ＦＦ１１３２および
カウンタ１１３４を有する同じ部分であり、この部分は
第１０図の移相器３６６の制御用にＦＦ１１３２が第１
２図ｅのクロック信号１２１８よりもむしろ第１２図ｆ
のクロック信号１２２０に応答するということを除いて
同じように同じ信号に応答する。
本発明の他の実施例は本技術分野に専門知識を有する者
に明らかであろう。例えば、本発明の先行歪ませ器によ
って前もって歪ませられる信号は周波数変換器の非線形
素子が振幅歪みを生ずる周波数変換のような歪みになる
信号処理とともに使用されてもよい。減衰器および移相
器は電圧制御よりもむしろ機械的に制御されてもよいし
、インピーダンス整合または不整合のようなどのような
形態でもよい。
【図面の簡単な説明】
第１ａ図は反射型先行歪ませ等化器の簡略ブロック図で
あり、第１ｂ図は従来の通過型先行歪ませ等化器の簡略
ブロック図である。 第２図は本発明による先行歪ませ等化器の簡略ブロック
図である。 第３図は本発明による先行歪ませ等化器の他の実施例の
簡略ブロック図である。 第４図、第５図および第６図は特定の増幅器に関連する
本発明の一実施例の搬送波対相互変調比の曲線を示す図
である。 第７図は第２図または第３図の装置に使用される抵抗影
信号サンプラーまたは結合器を示す構成図である。 第８図は第２図または第３図の装置に有益な制御可能移
相器の簡略構成図である。 第９図は第２図または第３図の装置に有益なＴブリッジ
型減衰器の簡略構成図である。 第１０図は自動零化制御回路を有する本発明による先行
歪ませ等化器の簡略ブロック図である。 第１１図は第１０図の装置に有益な制御回路の簡略ブロ
ック図である。 第１２図は第１１図の装置に有益な制御信号の振幅−時
間図である。 ２０６・・・第２の回路ループ、２０８・・・第１の回
路ループ、２１２・・・信号サンプラー、２１６・・・
信号サンプラー、２２０・・・歪み発生器、２３０・・
・信号結合器、２３２・・・信号結合器、２３６・・・
移相器、２４２・・・制御可能移相器、２４６・・・信
号結合器、２４８・・・制御可能減衰器。

Claims (16)

    【特許請求の範囲】
  1. １．前もって歪ませられる信号を前もって歪ませる先行
    歪ませ等化器であって、 前もって歪ませられる信号の供給源に接続される入力ポ
    ートを有するとともに、また第１および第２の出力ポー
    トを有し、前もって歪ませられる前記信号から第１およ
    び第２の信号部分を前記第１および第２の出力ポートに
    それぞれ発生する第１の信号分割手段と、 前記第１の信号分割手段の前記第２の出力ポートに接続
    され、歪み成分を前記第２の信号部分と関連させて、組
    み合わせられた歪み信号を発生する歪み発生手段と、 前記第１の信号分割手段の前記第１の出力ポートに接続
    され、この出力ポートから前記第１の信号部分を受信す
    る入力ポートを有するとともに、また第１および第２の
    出力ポートを有し、前記第１の信号分割手段から受信し
    た前記第１の信号部分を前記第１および第２の出力ポー
    トにおいて第１および第２の信号部にそれぞれ分割する
    第２の信号分割手段と、 前記歪み発生手段に接続された第１の入力ポートおよび
    前記第２の信号分割手段の前記第２の出力ポートに接続
    された第２の入力ポートを有するとともに、また出力ポ
    ートを有し、第１のループを完成して、前記組み合わせ
    られた歪み信号を前記第２の信号部に結合する第１の信
    号結合手段と、前記第１のループに接続され、前記組み
    合わせられた歪み信号の歪み成分以外をキャンセルする
    ように前記組み合わせられた歪み信号および前記第２の
    信号部分の相対的位相および振幅を制御し、前記歪み成
    分は前記第１の結合手段の前記出力ポートに出力される
    第１の位相および振幅制御手段と、 前記第２の信号分割手段の前記第１の出力ポートに接続
    された第１の入力ポートおよび前記第１の信号結合手段
    の前記出力ポートに接続された第２の入力ポートを有し
    、これにより第２のループを完成し、また出力ポートを
    有し、前記第１の信号部を前記歪み成分に結合し、前も
    って歪ませられた信号を前記出力ポートに発生する第２
    の結合手段と、 を有する前もって歪ませられる信号を前もって歪ませる
    先行歪ませ等化器。
  2. ２．前記第２のループに接続され、前記歪み成分および
    前記前もって歪ませられた信号の前記第１の信号部の相
    対的位相および振幅を制御する第２の位相および振幅制
    御手段を更に有する請求項１記載の等化器。
  3. ３．前記第１の信号分割手段は前記入力ポートが共通ポ
    ートであり、前記第１および第２の出力ポートの間を分
    離する方向性結合器を有する請求項１記載の等化器。
  4. ４．前記第１の信号分割手段は抵抗性タップを有する請
    求項１記載の等化器。
  5. ５．前記第２の信号分割手段および前記第１の信号結合
    手段の一方は方向性結合器を有する請求項１記載の等化
    器。
  6. ６．前記方向性結合器は３ｄＢ結合器である請求項５記
    載の等化器。
  7. ７．前記歪み発生手段は増幅手段を有する請求項１記載
    の等化器。
  8. ８．前記第１の位相および振幅制御手段は前記第２の信
    号分割手段の前記第２の出力ポートと前記第１の信号結
    合手段の前記第２の入力ポートとの間に伸びた信号路に
    結合された移相手段を有する請求項１記載の等化器。
  9. ９．前記第１の位相および振幅制御手段は前記第２の信
    号分割手段の前記第２の出力ポートと前記第１の信号結
    合手段の前記第２の入力ポートとの間に伸びた信号路に
    接続されている減衰器を有する請求項１記載の等化器。
  10. １０．前記第１の位相および振幅制御手段は前記第１の
    信号分割手段の前記第２の出力ポートと前記第１の信号
    結合手段の前記第１の入力ポートとの間に伸びた信号路
    に接続された移相手段および減衰器を有する請求項１記
    載の等化器。
  11. １１．前記第２の結合手段は３ｄＢハイブリッド回路を
    有する請求項１記載の等化器。
  12. １２．前記第２の位相および振幅制御手段は前記第１の
    信号結合手段の前記出力ポートと前記第２の信号結合手
    段の前記第２の入力ポートとの間に伸びた信号路に接続
    された振幅制御手段を有する請求項２記載の等化器。
  13. １３．前記第１の信号結合手段の前記出力ポートおよび
    前記第１の位相および振幅制御手段に接続され、前記第
    １の信号結合手段の前記出力ポートにおける信号の振幅
    を低減するように前記第１の位相および振幅手段を制御
    する信号振幅感知手段を更に有する請求項１記載の等化
    器。
  14. １４．前記信号振幅感知手段は前記第１の結合手段の前
    記出力ポートにおける前記信号の振幅を表す直流電圧を
    発生するダイオード検出器を有する請求項１３記載の等
    化器。
  15. １５．前もって歪ませられる信号を第１、第２および第
    ３の部分に分割し、 前記第２の信号部分を歪ませて、線形成分および歪み成
    分を有する歪み信号を発生し、 前記歪み信号を前記第１の信号部分と結合して、残り信
    号を発生し、 前記第１の部分および前記線形成分を実質的にキャンセ
    ルするように前記歪み信号の振幅および位相に対して前
    記第１の信号部分の振幅および位相の少なくとも一方を
    調整し、ここで前記残り信号は主に前記歪み成分であり
    、 前記残り信号を前記第３の信号部分と結合して、未調整
    の前もって歪まされた信号を発生し、前記残り信号の振
    幅および位相に対して前記第３の信号部分の振幅および
    位相の少なくとも一方を調整して、前記未調整の前もっ
    て歪ませられた信号を調整するステップを有する前もっ
    て歪まされた信号を発生する方法。
  16. １６．前記分割ステップは、 前もって歪ませられる前記信号を前記第２の信号部分お
    よび他の信号部分に分割し、 前記他の信号部分を前記第２および第３の信号部分に分
    割するステップを有する請求項１５記載の方法。
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