JPS60106209A - マイクロ波電力増幅装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は、送信装置の構成に関する。

（背景技術） 衛星通信等に用いられる地上局の送信機は大きな送信電
力を必要とするため、送信機の能率的運用は地球局設計
上重要な問題である。特に複数の信号を同一の送信機で
電力増幅する場合には送信機の飽和出力近傍で送信機の
非直線特性によって干渉歪（インクモジュレーション）
が発生し、必要な信号電力対不要信号電力比が得られな
い。また伝送特性上からみても非直線特性上からみても
非直線特性により信号が歪を受けて受信側での信号側で
の信号品質を劣化させる。このため、一般には、必要と
する送信電力の数倍以上の送信電力を有する設備を用意
し、通常の運用では送信機の飽和出力より十分低い所の
直線領域で動作させることによりインタモジュレーショ
ンを抑えている。

上述の技術背景から、送信機を能率よく運用し、またイ
ンタモジニレ−ジョンを減少させる手段として、従来か
ら、ブリディストーション方式、あるいはフィードフォ
ワード方式がある。

図１は従来のブリディストーション方式の基本構成を示
したもので、１は入力信号、２は非線形回路、３は被補
償増幅器、４は出力信号である。

この方式は同図（Ｃ）に示す入−出力特性を有する被補
償増幅器３の前に、これと逆の入−出力特性（同図（ｂ
））を有する非線形回路２を挿入し、総合での入−出力
特性を被補償増幅器３の飽和出力近辺まで線形に動作さ
せる方式である。非線形回路２の素子としては一般にダ
イオードまたは増幅器の非線形特性を用いている。

図２は従来のフィードフォワード方式の代表的な構成を
示したもので、５は分岐回路、６は主増幅器、７は方向
性結合器、８は合成器、９と］２は可変減衰器、１０は
引算器、１１は補助増幅器、ｈとτ２は遅延回路であり
、他は図１と同じである。本構成例は次のように動作す
る。

入力信号は分岐回路５で２分され、一方は主増幅器６に
人出される。主増幅器６の出力信号は方向性結合器７に
より大部分が遅延回路τ１を経て合成器に導かれ、一部
が可少減衰器９を経て引算器１０に入力される。一方、
分岐回路５で分岐された入力信号の他方は遅延回路τ２
を経て引算回路１０（で入力される。ここで、遅延回路
τ、とτ２はそれぞれ主増幅器６と補助増幅器１１で生
じる信号の遅れを補償して、引算器１０または合成器で
信号が正しく逆相または同相になるようにするだめのも
のである。

いま、入力信号１が十分小さく主増幅器６が線形動作し
ている領域では歪は発生しない。このとき、引算回路７
の出力が零になるように可変減衰器９を調整すれば入力
信号１の増加に伴って発生した歪成分のみが引算回路１
０の出力に現われる。

この歪成分は補助増幅器１１によって増幅され合成器８
へ出力される。合成器８では遅延回路τ１からの信号と
補助増幅器１１からの信号とが合成される際に歪成分が
相殺されて出力される。

以上のようなフィードフォワード方式では、歪の改善効
果は著るしいが、大きな歪成分を改善しようとすれば補
助増幅器］１として主増幅器６と同程度の大電力のもの
が要求される。また合成器８の有する本質的な伝送損失
のため電力の効率的な利用を実現できない等の欠点があ
る。

（発明の課題） 本発明は上記従来のフィードフォワード方式の欠点に鑑
みなされたもので、歪の改善に加えて、主増幅器および
補助増幅の効率的な運用が実現でき、かつ、どちらかの
増幅器が故障等により動作を停止しても通信に断を生じ
せしめない送信装置の構成を提供するものである。

（発明の構成および作用） 第３は本発明の一実施例であって、図において、２０　
、２４は３ｄＢ結合器、２１と２２はほぼ同一の出力を
有する増幅器へと増幅器Ｂ、２３は小電力な補助増幅器
、他の符号は図１、図２と同じである。

入力信号１は３ｄＢ結合器２０により２分され、一方は
増幅器Ａ２１で増幅された後、方向性結合器７と遅延回
路τを経て３ｄＢ結合器２４へ入力される。

一方、３ｄＢ結合器２０の他の分岐出力は補助増幅器２
３で増幅された後遅延回路τ２を経て引算器１０に入力
される。引算器１０には同時に方向性結合器５により分
岐された増幅器２１の出力の一部が可変減衰器９を経て
入力される（Ｓｌ）。この信号へは電圧表示で方式のよ
うに表わせる。

Ｓ＋　＝ｋ　ＱＬＳＩ＋δ（ｓ＋）／Ｌ４　・・・・・
・（１１ここで、Ｓ　：入力信号１０レベル Ｌ　二方向性結合器７の結合度 Ａ　：可変減衰器の減衰量ｌ６ Ｇｌ（り：増幅器Ａ２１の電圧利得 δ（Ｓｌ：増幅器Ａ２１の歪出力 このうち、Ｇ１とδは入力信号１のレベルＳの関数であ
り、Ｓの増加に伴って増幅器Ａ２］の動作領域が非線形
領域に入ると利得Ｇ、が低下し、歪出力δの発生量が多
くなる。図４は増幅器Ａ２１の入出力特性の一例を示し
ている。

他方、遅延回路τ２の出力信号Ｓ２は、補助増幅器２３
の電圧利得をＧ３とするとき次式で表わされる。

Ｓ２−π・Ｇ３・・・・・・（２） 従って、引算器１０の出力信号Ｓ３は次式のようになる
。

ここで、図４に示した線形動作領域では歪出力δｉｓｌ
は発生しないか、発生しても非常に小さく、また利得’
Ｇａｓも一定である。よって式（４）の第２項は無視で
きるし、第１項の〔〕の中は一定値となる。

前述した図２の従来方式にあってはこの〔〕の中が零と
なるようにＬ−Ａを決定していた力瓢本実施例にあって
は〔〕の中を０２〜０５程度に選定する。この選定は、
まず、Ｇｌ［Ｓｌ　／　Ｌ−Ａ　＝　１　となるように
設定した後、Ｑを１．２〜１５程度とする。この結果、
増幅器Ａ２］の線形動作領域では、引算器１０の出力に
は増幅器Ａ２１の出力電圧の０２〜０５程度の同相の信
号Ｓ３が現われ、これが増幅器Ｂ２２によって増幅され
た後、３ｄＢ結合器２・４によって増幅器Ａ２１の出力
と合成され出力される。ここで、増幅器Ａ２］と増幅器
Ｂ２２とは、同程度のものが用いられ、増幅器Ｂ２２の
電圧利得なＧ２するとき、Ｇ１とＧ２はほぼ同じである
。

次に３ｄＢ結合器２４の信号合成について説明する。

いま、３ｄＢ結合器２４としてマジックＴを考え、これ
を図式的に表わすと図５のようになる。図５において、
５，２６は入力端、４は出力端、２７はダミ一端である
。遅延回路τ１からの信号Ｓ４は入力され、増幅器Ｂ２
２からの信号Ｓ、は・入力端２６から入力され、それぞ
れダミ一端２７と出力端４に分岐されながら合成される
。いま、式（４）の第１項の〔〕の中をγと表わすと、
信号Ｓ、は次の関係で表わされる。

Ｓ、＝Ｓ、・γ　・・・・・・・・・・・・・（５）マ
ジックＴの入力端５，２６からみた出力端４への分岐比
は同じ値（−）であるので説明の都合上これを無視する
と、出力端４の出力信号５ｏｕｌの電圧値は同相で合成
される場合と逆相で合成される場合とのそれぞれについ
て次のように表わせる。

上式から同相のときの合成損失ψ（同相）をめ一方、逆
相の場合の合成損失ψ（逆相）は同様にめられ次式とな
る。

増幅器Ａ２１が線形領域で動作している場合に、γ−０
，４とすると合成時の電力損失はわずか約０．７ｄＢで
あり、２１と２２の両増幅器の電力を有効に使用できる
こととなる。

さて、ここで入力信号レベルＳが太き（なり、増幅器の
動作領域が非線形になるにしたがい、図４に示すように
増幅器の利得は次第に減少し、歪成分が急激に増大する
。この場合には増幅器Ａ２１の利得の低下によって、式
（８）のγが大きくなり、合成損失はますます減少する
。一方、引算器１０の出力信号Ｓ３における歪成分は式
（４）から明らかなように主成分Ｓに対して逆相であり
、その値はδ（９／■・・Ａである。この歪成分が利得
Ｇ２　（：＝Ｌ−’Ａ：″：Ｇ＋）を有する増幅器Ｂ２
２によって増幅されほぼδ（Ｓ）に等しい値となって、
３ｄＢ合成器２４により信号Ｓ４に対し逆位相で合成さ
れ、信号Ｓ、中の歪成分の大部分を相殺する。

以上述べたように本実施例によれば、歪の改善効果とと
もにＡ、Ｂの両増幅器２１　、２２の出力電力を有効に
使用することができる。

ただし、入力信号１のレベルが増大し、増幅器Ａ２１が
飽和近辺で動作するときには、γの値の増大とともに歪
成分も増大し、増幅器Ｂ２２も非線形領域で動作するこ
とになり、これ自体からも歪の発生があり、歪の改善度
の劣化は責めない。なお本実施例中の可変減衰器１２は
、増幅器Ｂ２２の動作点を調整するためのものであり、
両増幅器の利得が異なる場合には、可変減衰器９ととも
に３ｄＢ結合器２４の出力において歪が打消されるよう
に調整されるものである。

さらに本大施例においては、増幅器Ａ、Ｂのうちどちら
か一方が故障した場合でも通信が断になることはない。

例えば、２１の増幅器Ａが故障した場合には式（４）の
〔〕の中は、γを０４に選定している場合１４となる。

通常マイクロ波の引算回路１０は３ｄＢ　結合器が用い
られるので、引算回路１０においてＳＩが無い場合には
Ｓ２は’／ＪＥの損失を受ける。したがって、総合的な
損失は１４刈、へ乃ト１となって、３ｄＢ結合器２４の
合成損失（３ｄＢ）のみとなる。一方、増幅器Ｂ２２の
故障の場合には、同じ（３ｄ１３結合回路２・１の合成
損失（３ｄＢ）となる。

以上のようにいずれの場合においても３ｄＢの損失を受
けるものの通信が断となることはない。

次に本発明の他の実施例について述べる。

図３の実施例においては、γを０２〜０５程度に設定す
るために、補助増幅器２３を用いたが、実際の構成では
、この増幅器は必ずしも必要でない。

たとえｂｉ、２１の増幅器Ａの入力側に減衰器を挿入し
、この減衰器を３ｄＢに設定することにより等価的に（
４）式の〔〕の中を０２〜０５に設定することができる
。この場合には２１の増幅器Ａの利得が等価的に３ｄＢ
減少したことになる。或は、さらに別の方法としては、
２０の３ｄＢ結合器の代りに出力が１＝１．４の方向性
結合器（γが０４の場合）を用いても同様の効果が得ら
れる。

歪の相殺を広帯域で効率よく行うには、両線路すなわち
、（２０−２１−７−２４）とＣ２０−２３−１０−２
２−２４）の通路の周波数特性および位相特性をほぼ等
しくすることが望ましい。このため、実際の回路構成に
あたっては両通路のどちらかの通路又は両方の通路に必
要に応じて振幅等化器又は位相等化器、或は両者を挿入
することが望ましいことは云うまでもない。

次に本発明をさらに拡張した方式について説明する。

図６はこの方式のブロック図で、前記図３における増幅
器２１の入力側にブリディストーション回路１００が挿
入されて℃・る。ブリディストーション回路の挿入によ
り２１の増幅器出力の歪成分が減少する。この結果、７
の引算回路出力は図３の回路構成に比べて飽和近辺での
出力レベルの総量が減少することにより、２２の歪用増
幅器が、２１の飽和近辺まで線形に近℃・形で動作し、
歪の改善度を増大することができる。

（発明の効果） 以上、詳説したように、本発明によれば、歪の改善とと
もに従来のフィードフォワード方式に比べて、歪増幅用
の増幅器２２の電力も有効に利用でき、さらに、増幅器
が故障した場合にも３ｄＢの電力の低下を許容すれば通
信回線が断となることがなく信頼性の高い送信系を構成
することができ、その効果は大きい。

【図面の簡単な説明】

第１図（ａ）　、　（ｂ）及び（Ｃ）は従来のプリデ１
ストージョン方式の説明図、第２図は従来のフィードフ
ォワード方式の構成図、第３図は本発明による送信装置
の構成図、第４図は第３図の増幅器２１の特性例、第５
図はマジックＴを図式的に示す図、第６図は本発明によ
る送信装置の別の構成図である。 ２０　、２４　；　３ｄＢ結合器　２１　、２２　；増
幅器Ａ、ｌ３２３；補助増幅器　９，１２；可変減衰器
７；方向性結合器 特許出願人 国際電信電話株式会社 特許出願代理人 弁理士　山　本　恵　− 図１ （ｂ）（Ｃ） バカ　入力 図２ ２１１ 図３ 図４ 人Ｖバ曵ｄＢＷ）

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 （１１人力一端子と、入力端子の信号を第１信号と第２
   信号に２分岐する手段と、第１信号を増幅する第１増幅
   器Ａと、前記第２＠号のレベルを第１増幅器Ａのレベル
   より大きくかつ２倍以下に調整する調整手段と、前記第
   １増幅器への出力と前記調整手段の出力との差を増幅す
   る第２増幅器Ｂと、とを特徴とするマイクロ波電力増幅
   装置。 （２）前記第１増幅器Ａが該増幅器自身による歪を改善
   する歪袖゛償回路を具備することを特徴とする特許請求
   の範囲第１項記載のマイクロ波電力増幅装置。