JP2983160B2 - 高周波増幅装置 - Google Patents
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Description
ョン(CATV)等、広帯域な高周波信号を扱う伝送路
に使用される高周波増幅装置に関するものである。
は、信号に対する線路の減衰を補償するため適当な間隔
で増幅装置を設け、減衰と増幅を繰り返しながら伝送し
てゆく。信号としては例えば周波数帯域が70MHzか
ら450MHzで、テレビジョン信号の数として60チ
ャンネル分程度が代表的な仕様である。増幅は周波数を
帯域分割することなく、1系統の広帯域増幅によって行
なうのが一般的である。増幅装置の設置間隔は通常減衰
量にして20dB程度、距離にして約500mの程度で
あり、大規模な施設では増幅器の縦続段数は30段前後
に及ぶ。その様な場合にも施設の信号伝送方向の最下流
において雑音対信号比、歪成分対信号比等の所要の信号
の品質を確保する必要がある。従って各増幅装置の性能
はその施設の可能なサービスエリアを決定する重要な要
素となり、その雑音指数や歪特性はできるだけ良いもの
が望まれる。
ンネルに振幅変調されている変調内容が相互に乗り移る
様に干渉し合う混変調歪と、各チャンネルの搬送波が周
波数軸上に等間隔に配列されているために、複数の搬送
波の周波数を加減算した歪成分が各搬送波の近傍に発生
し、ビデオ信号上の低域妨害として観測されるCTB
(コンポジット・トリプル・ビート:混合3次歪)と呼
ばれる歪である。チャンネル数の増大にともないCTB
の方がより問題視される傾向にある。それは、混変調歪
が単にチャンネル数に比例して増大するのに対し、CT
Bはチャンネル数nから3を採る組合せの数、nC3 に
ほぼ比例して増大するためである。
数次の歪については、プッシュプル回路を用いることに
より抑圧することが可能である。しかしながら、前述の
混変調歪やCTBの原因となる、3次歪を始めとする奇
数次の歪は完全に除去しがたく、増幅装置の性能とCA
TV施設の規模を制限する要因となっている。
帯域の上限の拡大に伴い、混変調歪は振幅変調内容が相
互に干渉する古典的な意味だけでなく、位相変調(P
M)成分をも伴うものであることが明らかになってき
た。
ベルが完全に比例せず、より高い入力レベルに対しては
出力レベルが抑圧されることにより発生する。言い換え
ると入力レベルが高い方で利得が減少する様な非直線性
を有するためである。つまり、あるチャンネルの振幅が
変調によって増大すると、その結果、増幅回路の利得が
減少し、他のチャンネルの振幅を減少させることにな
り、変調信号が逆転した形で転移されて混変調になるも
のと説明できる。ちなみに、複数チャンネルを同時に増
幅する増幅器において発生する混変調が、妨害波の画像
を陰画の様に明暗反転した妨害となって観測されるのは
この理由によるものである。
調状態とし、それ以外の全チャンネルを変調状態として
増幅装置を通過させ、その出力側において無変調であっ
たチャンネルにどの程度の変調が発生するかを観測・評
価することにより行なわれる。この変調の程度を検出す
る手段は2通りある。一つは包絡線検波して変調波形の
振幅を調べる方法、もう一つはスペクトラムアナライザ
によって搬送波と側波帯を周波数軸上で分離し、両者の
レベル関係を調べる方法である。
振幅変調のみであるならば、2通りの測定方法の結果は
一致するものである。しかしながら、現実には一致せず
周波数が高くなる程差が拡大する。即ち、特に高い測定
周波数において、スペクトラムアナライザで測定した側
波帯のレベルから算出した振幅変調よりも、包絡線検波
により測定した変調の方が少なく観測される傾向があ
る。
変調によるものだけではなく、位相変調によるものが含
まれると推測される。位相変調は前述の入力レベルに対
する利得の非直線性ではなく、入力レベルに対して増幅
回路の入出力間の遅延時間が一定ではなく変化すること
により発生する。例えば、450MHzにおいて搬送波
のレベルに対して−80dBの側波帯が発生しているも
のとして、これが純粋に位相変調による成分であると仮
定すると、入力レベルの変化によって生ずる遅延時間の
変動は0.07ピコ秒の程度であると計算される。これ
は通常の群遅延測定装置等で測定できる分解能を越えて
おり、直接測定して認識できる変化量ではない。
波帯は、上下の側波帯のベクトルを合成したものが搬送
波のベクトルに一致し、振幅が変化するのみで位相が変
化することはない。そして、純粋な位相変調では上下の
側波帯のベクトルを合成したものは搬送波のベクトルに
直交し、搬送波の位相を変化させるのみで振幅は変化し
ない。現実に増幅回路の中で発生している混変調は両方
の変調が同時に発生していると考えられ、ある一定の遅
延時間の変動の元に発生する位相変調は、周波数が高く
なるほど大きくなる結果、前述の測定法による差が拡大
するのである。スペクトラムアナライザによる測定は側
波帯のレベル関係を捉えるのみであって、位相関係は識
別できないからである。
している混変調であっても、CATVで扱っている信号
が現行標準のテレビジョン信号である限り、振幅の変化
によってのみ情報を運んでいるので、振幅成分のみに着
目し、位相変調成分は無視して差支えないと考えられ
る。しかしながら、実用化の段階を迎えつつあるデジタ
ル信号によるテレビジョンの伝送では、振幅と共に位相
も重要な要素となる変調方式が使用される見通しであ
り、しかも、現行のアナログのテレビジョン信号と周波
数帯域を分割したうえで混在する可能性が高いことか
ら、混変調の位相変調成分が障害となる事態も考えられ
る。また、CATVをテレビジョン信号の伝送のみなら
ず、電話やデータ通信の伝送路として利用しようとする
動向もあり、その変調方式によってはやはり位相変調成
分が問題となる可能性がある。
路の代表例について図6によって説明する。入力端子1
1に入力される信号は、入力側不平衡−平衡変換トラン
ス12によって不平衡から平衡状態に変換され、トラン
ジスタ13,14,15,16によってプッシュプル増
幅を受けたあと、出力側平衡−不平衡変換トランス20
によって再び不平衡状態に戻され、出力端子21より出
力される。抵抗17,18,19は負帰還回路であっ
て、周波数に対して平坦な利得特性を得る役目をする。
実際にはこれ等の他にトランジスタ13,14,15,
16にバイアス電位を与える回路や周波数特性を調整す
るための容量性あるいは誘導性の素子が必要であるが、
ここでは省略する。この回路の利得は通常10数dBで
ある。
本単位とし、これを装置の入力側と出力側に各1個づつ
配置する。両増幅回路の間には温度によって変動するケ
ーブルの損失を補償するための自動利得制御(AGC)
用の可変減衰回路、周波数に対する利得の傾きを補償す
るための自動スロープ制御(ASC)用の可変等化回路
等が配置されている。即ち、増幅−減衰−増幅、の順で
信号を処理し、装置としての所要の利得で動作させるも
のである。増幅回路のバイアス条件はA級動作であり、
消費電力は通常1増幅回路あたり4ワットから12ワッ
ト程度である。増幅装置の出力レベルは、テレビジョン
信号の1チャンネルあたり32ミリボルト、即ち、75
オームの伝送路インピーダンスに対して13マイクロワ
ットの程度であり、60チャンネル分の総電力でも1ミ
リワットを越えない程度である。この様な条件下で得ら
れる増幅装置単体の歪性能は混変調、並びにCTBが−
85dB程度が代表的な値であり、これを例えば10段
縦続接続すると、これらの3次歪は電圧加算するので2
0dB劣化して−65dB、30段接続すると約30d
B劣化して−55dB程度となる。
の全域にわたって、例えば、有線テレビジョン放送法の
技術基準によって規定される条件である混変調−42d
B以下等を少なくとも満足する必要がある。更に近年の
受像機の大型化等により歪妨害はより検知され易い傾向
にあり、法的条件以上の信号の質が要求される方向にあ
る。即ち、増幅装置の性能としてはますます低歪性能が
要求される様になってきている。
に増幅装置において、従来一般に実施されている手段と
しては並列動作法とフィードフォワード法がある。前者
の並列動作法は、単に同じ増幅回路を並列動作させるこ
とにより各々の扱う信号電力を半分にして歪を軽減する
ものであって、3次歪を約6dB改善するのに2倍の消
費電力を要するものである。後者のフィードフォワード
法は、主増幅回路の入力信号の一部と出力信号の一部の
差をとって歪成分のみを抽出し、これを補助増幅回路で
適宜に増幅してから前述の主増幅回路の出力の歪成分と
打ち消す関係で合成して装置の出力とすることにより改
善を図るものであって、改善度は一般に並列動作法より
も大きいが、補助増幅回路は主増幅回路にほぼ匹敵する
消費電力を必要とするうえに、回路が複雑・大規模でコ
ストがかさむという欠点がある。
れたもので、CATV用増幅装置における前述のCTB
ならびに混変調特性をその振幅変調成分及び位相変調成
分の両者について改善し、現行のアナログのテレビジョ
ン信号のみならず将来のデジタル信号の伝送についても
信号の品質の改善を可能にすると共に、並列動作法やフ
ィードフォワード法等の他の歪改善手段にみられる消費
電力の増大を伴うことの少ない高周波増幅装置を提供す
ることを目的とする。
装置は、非直線素子と第1の遅延線路を直列に接続した
回路、及び減衰素子と第2の遅延線路を直列に接続した
回路、を並列に接続してなる歪み発生回路を、高周波増
幅段の入力側及び出力側の少なくとも一方に、信号の通
過方向に直列に接続し、前記第1及び第2の遅延線路の
遅延時間の差によって生じる信号入力レベルに対する遅
延時間の変化を、前記高周波増幅段の信号入力レベルに
対する入出力間の遅延時間の変化の逆特性に設定したこ
とを特徴とする。また本発明は、上記歪み発生回路を高
周波増幅段を構成する増幅素子群の中間に配置したこと
を特徴とする。
力レベルの増大に対して利得が減少する、飽和特性の非
直線性により発生する振幅変調の混変調と、入力レベル
の変化に対して入出力間の遅延時間が変化することによ
り発生する位相変調の混変調を、増幅回路の外側あるい
は内側に配置した回路、つまり、増幅回路の出力側また
は入力側ないしは入出力の両側、あるいは増幅回路の増
幅素子の段間に配置した回路、によって打ち消すもので
ある。
幅の前または後、あるいは中間過程で増幅回路の発生す
る歪成分と振幅が等しく、位相が反転した歪を発生さ
せ、増幅回路の出力において歪を相殺することによって
特性の改善を図るものである。
マイクロ波帯の進行波管増幅器、あるいは光通信用の電
気−光変換に用いるレーザダイオード等の非直線歪を補
償・改善するための手段の一つとして先行歪法(プリデ
ィストーション)と呼ばれる方法が一般に知られてい
る。その動作は、予め歪ませた信号を進行波管やレーザ
ダイオードに供給することによって装置の出力において
歪の打ち消しを行なうものである。この方法は先行歪を
発生させる回路の損失が過大なことが隘路となってCA
TV用の増幅装置に応用されることはなかった。
段、あるいは増幅過程の中間において逆相歪成分の生成
を行なうものであって、上記の先行歪法とは異なる方式
である。
施形態を説明する。 (第1実施形態)図1は本発明の第1実施形態に係る高
周波増幅装置の回路構成図である。入力端子101に入
力される信号は、入力側不平衡−平衡変換トランス10
2によって不平衡から平衡状態に変換され、トランジス
タ103,104,105,106によってプッシュプ
ル増幅される。この場合、増幅動作をなすトランジスタ
103と105の間には、非直線素子107と遅延線路
109を直列接続した回路、及び減衰素子111と遅延
線路113を直列に接続した回路、が並列に接続されて
いる。また、プッシュプル動作をするための逆相側の増
幅を行なうトランジスタ104と106の間にも、同様
に非直線素子108と遅延線路110を直列接続した回
路、及び減衰素子112と遅延線路114を直列に接続
した回路、が並列に接続されている。
ス)とトランジスタ105の出力側(コレクタ)との間
には、負帰還回路を構成する抵抗115が接続される。
同様にトランジスタ104の入力側(ベース)とトラン
ジスタ106の出力側(コレクタ)との間にも、負帰還
回路を構成する抵抗116が接続される。そして、トラ
ンジスタ103,104,105,106によってプッ
シュプル増幅された信号は、出力側平衡−不平衡変換ト
ランス118によって再び不平衡状態に戻され、出力端
子119より出力される。
を用いた例を示したが、ダイオードの他に素子、例えば
トランジスタを用いることも可能である。また、減衰素
子として抵抗3個を用いた、いわゆるπ型の減衰回路を
示したが、インピーダンス整合を厳密に要しない場合に
は接地に接続された2個を省略し、信号の通過方向に挿
入した1個の抵抗で置換することも可能である。更に、
ダイオードは一つの記号で描いてあるが、必要とされる
歪の程度によって複数個を直列に接続する場合もある。
また、ダイオードは、流れる直流バイアス電流の大きさ
によって歪の発生量が変化するので最適条件に設定する
必要がある。ダイオードにバイアスを与える回路は図示
していないが、チョークによる高周波の遮断と容量によ
る直流の遮断を適宜に組み合わせて容易に行なえるもの
である。各トランジスタ103,104,105,10
6にバイアス電位を与える回路も図6の従来例と同様省
略し、図示していない。
って説明する。図2(a)は上記のダイオード、減衰素
子及び2つの遅延線路で構成された回路を流れる高周波
電流のベクトルを表わしたものである。図2(b)に示
すようにダイオード107とそれに続く遅延線路109
を通過して合流点に達する電流をIdとし、減衰素子1
11とそれに続く遅延線路113を通過して合流点に続
く電流をIaとして、遅延線路113の遅延時間を遅延
線路109よりも大きくすると電流Idは電流Iaより
も進相することになる。ここで入力電圧を等しい間隔で
3段階に変化させたとすると、減衰素子111を経て流
れる電流Iaのベクトルは等間隔に、OA、OB、OC
と変化する。一方、ダイオード107を通って流れる電
流Idのベクトルは電流Iaに対して進相した角度を一
定に保ちながら、ダイオード107の順方向電流対電圧
の非直線性によってほぼ指数関数的に、OL、OM、O
Nの様に変化する。この変化は飽和特性の逆であって、
より高い入力レベルに対しては出力電流が伸長される動
作となる。
させた合計の電流のベクトルは、OP、OQ、ORとな
り、その振幅、即ちベクトルの長さが非直線に変化する
と共に、入力レベルに応じた位相角度の変化を発生す
る。ここで合流点における振幅の非直線歪成分の量は減
衰素子111の減衰量とダイオード107のバイアス条
件によって自由に選択でき、増幅素子であるトランジス
タの飽和特性の歪と打ち消しが可能となる。また、入力
レベルに対する位相角度の変化は2つの遅延線路10
9,113の遅延時間の差、つまり電流Idと電流Ia
のなす角度を選択することによって操作可能であって、
増幅回路の有する入力レベルに対する遅延時間の変化と
逆特性となる様にできる。つまり、前述の混変調におけ
る振幅変調成分と位相変調成分を同時に打ち消すことが
可能となる。また、混変調と同じく3次歪が原因となっ
て発生する前述のCTBも打ち消すことができる。
07側と減衰素子111側の2つで構成している。前述
の通り、電流Idと電流Iaの間に遅延時間の差を作る
のが目的であるので、これ等のうちの一方は省略しても
目的は達せられる筈である。しかしながら、打ち消しの
対象である遅延時間の変動分は、前述の通り100分の
数ピコ秒、電気長にして10ミクロンの程度であり、部
品の寸法自体が影響する。どの様な部品を使用するにせ
よ、その電気長が零ということは有り得ないので、図面
上省略することなく、部品のパッケージ及び回路基板上
の接続に要する余白部分の電気長等をも遅延線路に含む
ものとして記述したものである。
施形態に係る高周波増幅装置の構成を示す回路図であ
る。この実施形態では、歪発生回路を入力側不平衡−平
衡変換トランス102とトランジスタ103、104と
の中間に配置したものである。歪発生の動作は図1の回
路と同様である。この図3に示す高周波増幅装置は、図
1の回路と比較すると、歪発生回路がトランジスタ10
3〜106及びこれに付随する負帰還回路の抵抗11
5,116,117の外側にあるので、歪発生回路自体
の遅延時間が負帰還の動作に影響せず、より広い周波数
帯域で動作できる。但し、歪発生回路の損失分だけ雑音
指数は劣化する。
施形態に係る高周波増幅装置の構成を示す回路図であ
る。この実施形態では、図1、図3と同様の歪発生回路
をトランジスタ105、106と出力側平衡−不平衡変
換トランス118との間に配置したものである。つま
り、増幅段の歪に対し、その後段で逆相の歪を発生させ
ることにより打ち消すものである。
度の歪率の範囲では奇数次歪では3次歪が主であり、5
次以上の歪は無視する。従って、この範囲ではあるdB
値だけ出力レベルを上昇すると、その2倍のdB値だけ
信号に帯域する混変調とCTBの値が劣化する。つま
り、図4の回路では歪発生回路の損失分だけ増幅段から
の出力を上げる必要があるので増幅段の発生する歪は劣
化する。しかしながら、歪発生回路の損失は1dB程度
に押さえることが可能であり、また、歪の打ち消しによ
って容易に10dB以上の改善が得られるので、総合特
性として改善効果が得られるものである。当然ながらこ
の回路は雑音指数の劣化は殆ど生じないので、増幅装置
の入力段に用いるのに適している。
3と図4の回路を合成し、増幅段の入力側及び出力側に
歪発生回路を配置して、増幅段の両側で歪の打ち消しを
行なうようにしてもよい。
生回路の扱う信号レベルが各々異なるので、ダイオード
の直列接続個数、ダイオードに流すバイアス電流の大き
さ等は異なったものとなる。
施形態に係る高周波増幅装置の構成を示す回路図であ
る。この実施形態では、歪発生回路は不平衡側、即ち入
力端子101と不平衡−平衡変換トランス102の間に
配置される。これまでの実施形態と異なるのは2つのダ
イオード107,108が信号の通過する方向に対して
互いに逆向きに接続されている点である。この様に配置
することによってダイオード107,108は、入力信
号の正負各半サイクルに対して対称な動作となり、偶数
次の歪を発生させることはない。つまり、後続する増幅
部のプッシュプル動作による偶数次歪の打ち消しに影響
することはない。歪発生の動作は図2による前述の説明
と同様である。
即ち、平衡−不平衡変換トランス118と出力端子11
9との間に配置する構成としても良く、更に、入出力の
両側に配置する構成も可能である。
も、CATV用増幅装置の、例えば−80dB前後の歪
を打ち消すのに要する逆相の歪は同様に微少なものであ
る。図2では説明を容易にするために電流Idのベクト
ルを大きく描いてあるが、実際は電流Iaの大きさに比
較して数百分の1程度の振幅である。従って、入力信号
の電力の大部分は出力側へ送出することができる。つま
り、減衰素子の減衰量は小さなものであり、歪発生回路
全体の減衰量として容易に1dB以下とすることができ
る。この程度の減衰量は増幅装置を構成するうえで何等
障害になるものではない。
置全体の消費電力の増加は、回路を構成するダイオード
に流すバイアス電流のみであって、高々数ミリアンペア
の程度であり、通常150から500ミリアンペアの電
流を消費する増幅回路を並列動作させる方法や、同程度
の電流を必要とする補助増幅回路を用いるフィードフォ
ワード法に比較して消費電力の増大を伴わない歪改善が
可能となる。
簡単な構成で、CATV用増幅装置等、広帯域な高周波
増幅装置の歪特性の改善を実現でき、しかも他の歪改善
法に比べて消費電力の増大は僅かなものであるため、発
熱量が少なく信頼性の高い装置を実現することができ
る。
成を示す回路図。
るための図。
Claims (2)
- 【請求項1】 非直線素子と第1の遅延線路を直列に接
続した回路、及び減衰素子と第2の遅延線路を直列に接
続した回路、を並列に接続してなる歪み発生回路を、高
周波増幅段の入力側及び出力側の少なくとも一方に、信
号の通過方向に直列に接続し、前記第1及び第2の遅延
線路の遅延時間の差によって生じる信号入力レベルに対
する遅延時間の変化を、前記高周波増幅段の信号入力レ
ベルに対する入出力間の遅延時間の変化の逆特性に設定
したことを特徴とする高周波増幅装置。 - 【請求項2】 非直線素子と第1の遅延線路を直列に接
続した回路、及び減衰素子と第2の遅延線路を直列に接
続した回路、を並列に接続してなる歪み発生回路を、高
周波増幅段を構成する増幅素子群の中間に、信号の通過
方向に直列に接続し、前記第1及び第2の遅延線路の遅
延時間の差によって生じる信号入力レベルに対する遅延
時間の変化を、前記増幅段の信号入力レベルに対する入
出力間の遅延時間の変化の逆特性に設定したことを特徴
とする高周波増幅装置。
Priority Applications (7)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7259841A JP2983160B2 (ja) | 1995-10-06 | 1995-10-06 | 高周波増幅装置 |
US08/623,700 US5703530A (en) | 1995-10-06 | 1996-03-29 | Radio frequency amplifier having improved CTB and cross modulation characteristics |
DE69633548T DE69633548T2 (de) | 1995-10-06 | 1996-04-23 | Radiofrequenzverstärker mit verbesserten zusammengesetzten dreifachen Schwebungs- und Kreuzmodulationscharakteristiken |
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