JP2008306614A - トランスインピーダンスアンプ - Google Patents

Abstract

【課題】光電気変換した電流信号を電圧信号に変換増幅する際に信号歪みが少ないトランスインピーダンスアンプを提供する。
【解決手段】トランスインピーダンスアンプコア２１０にて受光素子１０からの入力電流をインピーダンス変換して増幅した単相の電圧信号としてインタフェース回路２３０を介して単相−差動変換回路２２０の正相入力端子側に入力する一方、トランスインピーダンスアンプコア２１０と出力インピーダンスを同一の値に設定したリファレンス回路２４０からの参照電圧をインタフェース回路２３０を介して単相−差動変換回路２２０の逆相入力端子側に入力することにより、正相・逆相の差動電圧信号を出力する。リファレンス回路２４０を、トランスインピーダンスアンプコア２１０と同一の回路構成とし、入力端子を開放した状態とし、かつ、リファレンス回路２４０から出力される高周波数成分を減衰させるフィルタ回路２４１を備えた構成とする。
【選択図】図２

Description

本発明は、トランスインピーダンスアンプに関し、特に、光受信回路において、受光素子が光電気変換した電流信号を受信して電圧信号に変換増幅する際の信号歪みの低減が可能なトランスインピーダンスアンプに関する。

高速データ伝送を可能とする光伝送システム、光インターコネクション、パッシブ・オプティカル・ネットワーク（ＰＯＮ）システム等の光伝送回路については、特許文献１，２，３にも記載されているように、光信号を電気信号に変換する光受信回路において、トランスインピーダンスアンプが用いられる。ここで、トランスインピーダンスアンプは、受信した光信号を、受光素子により光電気変換して得られた入力電流Ｉｉｎを入力として、帰還抵抗の値に比例するトランスインピーダンス利得によって、インピーダンス変換して出力電圧信号Ｖｏｕｔに変換して出力するものである。

トランスインピーダンスアンプは、一般的に、入力は単相であるが、高周波数領域で安定した動作を確保すべく、出力電圧信号Ｖｏｕｔを正相と逆相との両相の差動出力電圧信号とするために、トランスインピーダンスアンプ内で単相−差動変換を行う必要がある。

図６に、従来のトランスインピーダンスアンプ３００の基本構成を示す。このトランスインピーダンスアンプ３００は、トランスインピーダンスアンプコア３１０と単相−差動変換回路３２０とインタフェース回路３３０とによって構成されている。トランスインピーダンスアンプコア３１０は、受光素子１０から入力されてくる電流信号をインピーダンス変換して電圧信号として出力する際に、当該トランスインピーダンスアンプコア３１０の出力を入力端子側に帰還抵抗を介して帰還することにより、帰還抵抗の値に比例するトランスインピーダンス利得の電圧信号（単相）を出力する。

インタフェース回路３３０は、トランスインピーダンスアンプコア３１０からの電圧信号の入力を、容量結合とするとともに、単相−差動変換回路３２０へのＤＣバイアスを設定するために、容量３３２と、電源−ＧＮＤ間を抵抗分割したＤＣバイアス回路３３１とを用いて構成されている。

ここで、単相−差動変換回路３２０の正相入力側は、トランスインピーダンスアンプコア３１０と容量３３２を介して接続したインタフェース回路３３０の接続点と接続され、単相−差動変換回路３２０の逆相入力側は、インタフェース回路３３０の抵抗分割により設定された参照電圧に接続される構成としている。

つまり、図６に示す従来のトランスインピーダンスアンプ３００においては、受光素子１０からの電流信号Ｉｉｎは、トランスインピーダンスアンプコア３１０により帰還抵抗の値に比例する利得に増幅した単相の電圧信号に変換した後、インタフェース回路３３０を介して、単相−差動変換回路３２０の正相入力側に入力することによって、逆相入力側に入力されている参照電圧と比較された差動動作を行わせて、正相電圧信号と逆相電圧信号との両相電圧信号からなる差動出力電圧信号Ｖｏｕｔとして出力される。

次に、図７には、図６とは異なる従来のトランスインピーダンスアンプ４００の基本構成を示している。このトランスインピーダンスアンプ４００は、図６のトランスインピーダンスアンプ３００の単相−差動変換回路３２０の逆相入力側を接続するインタフェース回路３３０の接続点とグラウンドＧＮＤ（アース）等の低インピーダンス電位源との間に容量４１０をさらに接続した構成としている。

つまり、図７に示す従来のトランスインピーダンスアンプ４００においては、図６のトランスインピーダンスアンプ３００と同様の動作を行って、受光素子１０からの入力電流信号Ｉｉｎを帰還抵抗の値に比例した両相の差動出力電圧信号Ｖｏｕｔとして出力するが、単相−差動変換回路３２０の逆相入力側に接続するインタフェース回路３３０の接続点に、高周波数成分を除去するための容量４１０をさらに接続することによって、差動動作を行う際の線形動作を維持させ、差動出力電圧信号Ｖｏｕｔの波形歪みを抑制するようにしている。
特開平１１−２０５０５１号公報 特開平０６−２３２６５５号公報 特開２００２−７６７９３号公報

図８に、図６の回路構成のトランスインピーダンスアンプ３００の利得特性を示している。なお、図８には、トランスインピーダンスアンプ３００からの差動出力電圧信号の振幅が小さい領域つまり小信号時におけるシミュレーション結果を示している。

トランスインピーダンスアンプ３００の小信号特性は、図８に示すように、高周波数領域になるにつれて、利得が劣化していくのみならず、差動出力電圧信号の正相・逆相のそれぞれの利得特性も異なったものになってしまう。これは、単相−差動変換回路３２０の逆相に入力される参照電圧レベルが、高周波数領域になるにつれて、トランスインピーダンスアンプコア３１０からの電圧信号の直流成分との差分が大きくなっていくためである。したがって、このままの状態で、差動出力電圧信号を後段の増幅回路（ポストアンプ等）で増幅した場合、大きな波形歪みを引き起こしてしまうという問題がある。

図９、図１０には、図７の回路構成のトランスインピーダンスアンプ４００の利得特性、群遅延特性をそれぞれ示している。図９、図１０についても、トランスインピーダンスアンプ４００からの差動出力電圧信号の振幅が小さい小信号時におけるシミュレーション結果を示している。

容量４１０を単相−差動変換回路３２０の逆相入力側にさらに接続した図７のトランスインピーダンスアンプ４００の場合、図９に示すように、図６のトランスインピーダンスアンプ３００に比し、利得特性に関する小信号特性としては、利得の劣化や正相・逆相の利得のずれを抑制することができ、大幅な改善を見込むことができる。

しかしながら、単相−差動変換回路３２０の逆相入力側を、容量４１０を介してグラウンドＧＮＤ（アース）に接地したとしても、トランスインピーダンスアンプ４００のＩＣ内のグラウンドＧＮＤ（アース）は、実際には、ボンディングワイヤ等のインダクタンス成分の影響を受けて、広い周波数帯域において、必ずしも低インピーダンスが確保されているとはいえない。さらには、単相−差動変換回路３２０側から見て、トランスインピーダンスアンプコア３１０が接続される正相入力側と容量４１０が接続される逆相入力側との両者の入力インピーダンスの値が異なっている。この結果、利得の周波数特性としてピーキングが生じてしまう。

周波数特性にピーキングが発生するということは、位相が回転するということを意味しており、図１０の群遅延特性に示すように、位相回転の増大により群遅延偏差が大きくなってしまう。

一般に、トランスインピーダンスアンプにより電圧信号として出力する信号が、ＮＲＺ（Ｎｏｎ−Ｒｅｔｕｒｎ−ｔｏ−Ｚｅｒｏ）信号フォーマットのデジタル光通信に適用される場合であれば、信号歪みや群遅延偏差は、或る程度は許容される。しかし、アナログ光通信等の場合のように、入出力線形性・信号波形再現性が強く要求されるアプリケーションに適用される場合には、信号歪みは大きな課題となる。特に、ＦＭ信号を扱う場合は、図１０のように、群遅延偏差が大きいということは、復調特性を大きく劣化させる原因となり、信号歪みが増大し、信号品質上の問題がある。

本発明は、かくのごとき問題に鑑みてなされたものであり、本発明が解決しようとする課題は、光電気変換した電流信号を電圧信号に変換増幅する際の信号歪みが少ないトランスインピーダンスアンプを提供することにある。

本発明は、前述の課題を解決するために、以下のごとき各技術手段から構成されている。

第１の技術手段は、入力端子に入力された電流信号をインピーダンス変換して電圧信号として出力するトランスインピーダンスアンプコアと、出力インピーダンスが前記トランスインピーダンスアンプコアの出力インピーダンスと同じ値に設定され、前記電圧信号と比較するための参照電圧を出力するリファレンス回路と、単相の前記電圧信号を入力して差動電圧信号に変換して出力する単相−差動変換回路と、前記トランスインピーダンスアンプコアおよび前記リファレンス回路と前記単相−差動変換回路とを接続する、入力が容量結合のインタフェース回路と、を少なくとも備えたトランスインピーダンスアンプであって、前記単相−差動変換回路の正相入力側が、前記トランスインピーダンスアンプコアと接続した前記インタフェース回路の接続点に接続され、前記単相−差動変換回路の逆相入力側が、前記リファレンス回路と接続した前記インタフェース回路の接続点に接続されることを特徴とする。

第２の技術手段は、前記第１の技術手段に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、前記リファレンス回路は、前記トランスインピーダンスアンプコアと同一の回路構成であり、かつ、入力端子は開放され、かつ、当該リファレンス回路から出力される前記参照電圧の高周波数成分を減衰させるフィルタ回路を備えていることを特徴とする。

第３の技術手段は、前記第２の技術手段に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、前記リファレンス回路に備えられた前記フィルタ回路が、当該リファレンス回路の入出力間に接続される容量で構成されることを特徴とする。

第４の技術手段は、前記第１ないし第３の技術手段のいずれかに記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、前記トランスインピーダンスアンプコア、前記単相−差動変換回路、前記リファレンス回路を構成するトランジスタ素子が、バイポーラ・トランジスタまたは電界効果型トランジスタであることを特徴とする。

本発明のごときリファレンス回路を備えた回路構成からなるトランスインピーダンスアンプによれば、リファレンス回路の出力インピーダンスをトランスインピーダンスアンプコアと等しい値に設定することにより、信号歪みが少ない単相−差動変換回路を備えたトランスインピーダンスアンプを実現することができる。

さらに、リファレンス回路を、トランスインピーダンスアンプコアと同一の回路構成とするとともに、入力を開放とし、かつ、高周波数成分を減衰させるフィルタ回路を備えた構成とすることにより、外部変動（プロセス変動・温度変動・電圧変動）にも影響されにくく、信号歪みがより少ないトランスインピーダンスアンプを実現することができる。

以下に、本発明に係るトランスインピーダンスアンプの最良の実施形態について、その一例を、図面を参照しながら詳細に説明する。

（本発明の特徴）
本発明に係る実施形態の説明に先立って、本発明の特徴についてまず説明する。本発明は、高速データ伝送を行うための光受信回路に適用されるトランスインピーダンスアンプに関するものであり、受光素子が光電気変換した電流信号をインピーダンス変換増幅して正相・逆相の差動電圧信号として出力する際の、信号歪みの低減を可能とするものである。本発明に係るトランスインピーダンスアンプは、電流信号を電圧信号に変換増幅するトランスインピーダンスアンプコアと同じ値の出力インピーダンスを有するリファレンス回路を差動変換時の逆相入力側に備えることを特徴としている。

つまり、本発明に係るトランスインピーダンスアンプは、入力端子に入力された電流をインピーダンス変換して電圧信号として出力するトランスインピーダンスアンプコアと、出力インピーダンスが前記トランスインピーダンスアンプコアの出力インピーダンスと同じ値に設定され、前記電圧信号と比較するための参照電圧を出力するリファレンス回路と、単相の前記電圧信号を正相・逆相の差動電圧信号に変換して出力する単相−差動変換回路と、前記トランスインピーダンスアンプコアおよび前記リファレンス回路と前記単相−差動変換回路とを接続する、入力が容量結合のインタフェース回路と、を少なくとも備え、前記単相−差動変換回路の正相入力側が、前記トランスインピーダンスアンプコアと接続した前記インタフェース回路の接続点に接続され、前記単相−差動変換回路の逆相入力側が、前記リファレンス回路と接続した前記インタフェース回路の接続点に接続されることを特徴としている。

なお、前記リファレンス回路が、前記トランスインピーダンスアンプコアと同一の回路構成であり、かつ、入力を開放し、かつ、当該リファレンス回路から出力される前記参照電圧の高周波数成分を減衰させるフィルタ回路を入出力間に容量を接続して構成とするようにしても良い。

また、以下の説明においては、前記トランスインピーダンスアンプコア、前記単相−差動変換回路、前記リファレンス回路を構成するトランジスタ素子として、バイポーラ・トランジスタを用いている場合について説明するが、本発明は、かかる場合のみに限らず、電界効果型トランジスタであっても良い。

かくのごとき本発明の特徴を有するトランスインピーダンスアンプとすることにより、信号歪みや群遅延偏差の小さな出力特性を有する電圧信号を得ることができ、トランスインピーダンスアンプを高周波信号やＦＭ信号などのアナログ光通信分野に対しても、好適に適用することが可能になる。

（第１の実施形態）
図１に、本発明に係るトランスインピーダンスアンプにおける第１の実施形態の回路構成を示す。

図１に示すトランスインピーダンスアンプ１００は、光伝送システム、アナログ光通信、ＦＭ光通信等の光伝送回路において、受光素子１０で受信した光ファイバからの光信号を電気信号に変換する光受信回路内で用いられる。

図１に示すように、トランスインピーダンスアンプ１００は、主な回路構成として、トランスインピーダンスアンプコア１１０、単相−差動変換回路１２０、インタフェース回路１３０、トランスインピーダンスアンプコア１１０と同じ値の出力インピーダンスを有するリファレンス回路１４０を少なくとも備えている。

トランスインピーダンスアンプコア１１０は、入力端子が受光素子１０の出力端子に接続されていて、受光素子１０から出力された入力電流信号Ｉｉｎをインピーダンス変換して電圧信号（単相）として出力する際に、当該トランスインピーダンスアンプコア１１０の出力を入力端子側に帰還抵抗を介して帰還することにより、帰還抵抗の値に比例するトランスインピーダンス利得によって信号増幅を行い、入力電流Ｉｉｎに応じて変化する出力電圧信号をインタフェース回路１３０に対して出力する。

リファレンス回路１４０は、インタフェース回路１３０を介して後段に接続した単相−差動変換回路１２０において、トランスインピーダンスアンプコア１１０からの出力電圧信号と比較するための参照電圧を出力するものであり、本リファレンス回路１４０では、インタフェース回路１３０の入力側つまり当該リファレンス回路１４０の出力端子側から観測した当該リファレンス回路１４０の出力インピーダンスが、トランスインピーダンスアンプコア１１０の出力端子側から観測した当該トランスインピーダンスアンプコア１１０の出力インピーダンスと同じ値に設定されている。

インタフェース回路１３０は、入力が容量結合の構成からなり、トランスインピーダンスアンプコア１１０と単相−差動変換回路１２０の正相入力側とを、また、リファレンス回路１４０と単相−差動変換回路１２０の逆相入力側とを、それぞれ、容量１３２を介して接続するものであり、さらに、単相−差動変換回路１２０の正相入力側および逆相入力側の入力ＤＣバイアスを設定するために、電源−グラウンドＧＮＤ（アース）間を抵抗分割等により電圧分割するＤＣバイアス回路１３１を備えている。

単相−差動変換回路１２０は、インタフェース回路１３０の差動出力端子それぞれが正相・逆相の差動入力端子に接続されており、当該単相−差動変換回路１２０の差動入力端子に入力された電圧を差動増幅して、単相−差動変換回路１２０の差動出力端子から増幅した差動出力電圧信号として出力する回路である。すなわち、単相−差動変換回路１２０の正相入力側は、トランスインピーダンスアンプコア１１０と容量１３２を介して接続したインタフェース回路１３０の接続点と接続され、単相−差動変換回路１２０の逆相入力側は、リファレンス回路１４０と容量１３２を介して接続したインタフェース回路１３０の接続点と接続されており、インタフェース回路１３０の接続点それぞれは、ＤＣバイアス回路１３１により、入力ＤＣバイアスが調整されている。

以上の構成からなる図１に示すトランスインピーダンスアンプ１００においては、受光素子１０からの電流信号Ｉｉｎは、トランスインピーダンスアンプコア１１０により帰還抵抗の値に比例する利得に増幅した単相の電圧信号に変換した後、インタフェース回路１３０を介して、単相−差動変換回路１２０の正相入力側に入力することによって、逆相入力側に入力されているリファレンス回路１４０からの出力電圧すなわち参照電圧と比較された差動動作が行われる結果、正相電圧信号と逆相電圧信号との両相電圧信号からなる差動電圧信号が差動出力電圧信号Ｖｏｕｔとして出力される。

ここで、図１に示すトランスインピーダンスアンプ１００においては、前述のように、リファレンス回路１４０の出力インピーダンスの値が、トランスインピーダンスアンプコア１１０の出力インピーダンスと同一の値に設定されている。

したがって、単相−差動変換回路１２０の差動動作時において、リファレンス回路１４０とインタフェース回路１３０からの参照電圧の電圧レベルが、トランスインピーダンスアンプコア１１０からの電圧信号の信号レベルの直流成分から大きく変動することを抑制することができ、利得特性の劣化が少ない正相・逆相の電圧信号を得ることができる。而して、アナログ光通信などの入出力信号の線形性、信号波形の再現性を強く要求されるようなアプリケーションにも適用可能な差動出力電圧信号を得ることができる。

（第２の実施形態）
図２に、本発明に係るトランスインピーダンスアンプにおける第２の実施形態の回路構成を示す。

図２に示すトランスインピーダンスアンプ２００も、図１のトランスインピーダンスアンプ１００と同様、光伝送システム、アナログ光通信、ＦＭ光通信等の光伝送回路において、受光素子１０で受信した光ファイバからの光信号を電気信号に変換する光受信回路内で用いられる。

図２に示すように、トランスインピーダンスアンプ２００は、主な回路構成として、図１のトランスインピーダンスアンプ１００と同様に、トランスインピーダンスアンプコア２１０、単相−差動変換回路２２０、インタフェース回路２３０、トランスインピーダンスアンプコア２１０と同じ値の出力インピーダンスを有するリファレンス回路２４０を少なくとも備えているが、図１のトランスインピーダンスアンプ１００とは異なり、リファレンス回路２４０は、トランスインピーダンスアンプコア２１０と同一の回路構成で、かつ、入力端子が開放され、かつ、当該リファレンス回路２４０がインタフェース回路２３０に対して出力する電圧信号の高周波数成分を減衰させるフィルタ回路２４１を含んで構成されている。

トランスインピーダンスアンプコア２１０は、図１のトランスインピーダンスアンプコア１１０と同様、入力端子が受光素子１０の出力端子に接続されていて、受光素子１０から出力された入力電流信号Ｉｉｎをインピーダンス変換して電圧信号（単相）として出力する際に、当該トランスインピーダンスアンプコア２１０の出力を入力端子側に帰還抵抗を介して帰還することにより、帰還抵抗の値に比例するトランスインピーダンス利得によって信号増幅を行い、入力電流Ｉｉｎに応じて変化する出力電圧信号をインタフェース回路２３０に対して出力する。

リファレンス回路２４０は、図１のリファレンス回路１４０の場合と同様、インタフェース回路２３０を介して後段に接続した単相−差動変換回路２２０において、トランスインピーダンスアンプコア２１０からの出力電圧信号と比較するための参照電圧を出力するものであり、本リファレンス回路２４０においても、インタフェース回路２３０の入力側つまり当該リファレンス回路２４０の出力端子側から観測した当該リファレンス回路２４０の出力インピーダンスを、トランスインピーダンスアンプコア２１０の出力端子側から観測した当該トランスインピーダンスアンプコア２１０の出力インピーダンスと同じ値に設定される。

しかし、リファレンス回路２４０は、図１のリファレンス回路１４０とは異なり、入力端子が開放された、トランスインピーダンスアンプコア２１０と同じ回路構成とするとともに、さらに、当該リファレンス回路２４０には、当該リファレンス回路２４０がインタフェース回路２３０に対して出力する電圧信号つまり参照電圧の高周波数成分を減衰させるためのフィルタ回路２４１をさらに備えている。なお、フィルタ回路２４１は、図２に示す本実施形態においては、リファレンス回路２４０の入出力間に接続された容量によって実現している。

インタフェース回路２３０は、図１のインタフェース回路１３０と同様であり、入力が容量結合の構成からなり、トランスインピーダンスアンプコア２１０と単相−差動変換回路２２０の正相入力側とを、また、リファレンス回路２４０と単相−差動変換回路２２０の逆相入力側とを、それぞれ、容量２３２を介して接続するものであり、さらに、単相−差動変換回路２２０の正相入力側および逆相入力側の入力ＤＣバイアスを設定するために、電源−グラウンドＧＮＤ（アース）間を抵抗分割等により電圧分割するＤＣバイアス回路２３１を備えている。

単相−差動変換回路２２０は、図１の単相−差動変換回路１２０と同様、インタフェース回路２３０の差動出力端子それぞれが正相・逆相の差動入力端子に接続されており、当該単相−差動変換回路２２０の差動入力端子に入力された電圧を差動増幅して、単相−差動変換回路２２０の差動出力端子から増幅した差動出力電圧信号として出力する回路である。すなわち、単相−差動変換回路２２０の正相入力側は、トランスインピーダンスアンプコア２１０と容量２３２を介して接続したインタフェース回路２３０の接続点と接続され、単相−差動変換回路２２０の逆相入力側は、リファレンス回路２４０と容量２３２を介して接続したインタフェース回路２３０の接続点と接続されており、インタフェース回路２３０の接続点それぞれは、ＤＣバイアス回路２３１により、入力ＤＣバイアスが調整されている。

以上の構成からなる図２に示すトランスインピーダンスアンプ２００においては、図１のトランスインピーダンスアンプ１００と同様、受光素子１０からの電流信号Ｉｉｎは、トランスインピーダンスアンプコア２１０により帰還抵抗の値に比例する利得に増幅した単相の電圧信号に変換した後、インタフェース回路２３０を介して、単相−差動変換回路２２０の正相入力側に入力することによって、逆相入力側に入力されているリファレンス回路２４０からの出力電圧すなわち参照電圧と比較された差動動作が行われる結果、正相電圧信号と逆相電圧信号との両相電圧信号からなる差動電圧信号が差動出力電圧信号Ｖｏｕｔとして出力される。

ここで、図２に示すトランスインピーダンスアンプ２００においては、前述のように、リファレンス回路２４０は、受光素子１０からの電流信号Ｉｉｎに応じて増幅変換した電圧信号が出力されるトランスインピーダンスアンプコア２１０と全く同一の回路構成からなっており、その出力インピーダンスの値が、すべての周波数領域において、トランスインピーダンスアンプコア２１０の出力インピーダンスと全く同一の値に設定されるとともに、リファレンス回路２４０から出力される高周波数成分をフィルタ回路２４１によって除去している。

したがって、トランスインピーダンスアンプ２００は、単相−差動変換回路２２０の差動動作時において、リファレンス回路２４０とインタフェース回路２３０からの参照電圧の電圧レベルが、トランスインピーダンスアンプコア２１０からの電圧信号の信号レベルの直流成分から大きく変動することをより確実に抑制することができ、外部変動（プロセス変動・温度変動・電圧変動）にも影響されにくく、利得特性の劣化がより少ない正相・逆相の電圧信号を得ることができる。而して、アナログ光通信などの入出力信号の線形性、信号波形の再現性を強く要求されるようなアプリケーションにも適用可能な差動出力電圧信号を得ることができる。

次に、前述した各実施形態のトランスインピーダンスアンプ１００，２００の小信号時における利得の周波数ピーキング特性、群遅延偏差特性に関するシミュレーション結果について、図３〜図５を用いて説明する。

一般に、トランスインピーダンスアンプ１００，２００から出力される差動出力電圧信号Ｖｏｕｔの振幅を大きくしようとすると、トランスインピーダンスアンプコア１１０，２１０や単相−差動変換回路１２０，２２０を構成するバイポーラ・トランジスタに流す電流を大きくする必要がある。しかし、バイポーラ・トランジスタに大きな電流を流すためには、サイズが大きいバイポーラ・トランジスタを用いることが必須であり、回路規模が大型化するのみならず、バイポーラ・トランジスタの入力容量が増大してしまう。この結果、トランスインピーダンスアンプ１００，２００に利用可能な信号の周波数帯域が制限されてしまい、高速動作を得ることができなくなる。

このため、トランスインピーダンスアンプ１００，２００からの差動出力電圧信号Ｖｏｕｔは、一般的には、比較的小さな振幅の小信号として出力して、しかる後、後段のポストアンプ等で必要なレベルまで増幅するという構成が採用されており、トランスインピーダンスアンプ１００，２００においては、小信号時における利得特性・群遅延偏差特性が重要である。

図３、図４には、第２の実施形態として図２に示すトランスインピーダンスアンプ２００の小信号特性について示している。つまり、図３は、トランスインピーダンスアンプ２００の小信号時の利得の周波数ピーキング特性を示すシミュレーション結果であり、図４は、トランスインピーダンスアンプ２００の小信号時の群遅延偏差特性を示すシミュレーション結果である。

本発明に係る第２の実施形態の図２のトランスインピーダンスアンプ２００においては、小信号特性として図３の利得特性に示すように、図８や図９の従来技術における利得特性の場合よりも、利得の周波数ピーキングの改善が図られ、広い周波数帯域に亘って平坦性を有する利得特性が得られるとともに、さらに、図４に示すように、図１０の従来技術における群遅延特性の場合よりも、位相回転が抑制され、群遅延偏差が大幅に減少した低群遅延偏差特性が得られていることが分かる。

第１の実施形態の図１のトランスインピーダンスアンプ１００についても、リファレンス回路１４０の出力インピーダンスをトランスインピーダンスアンプコア１１０と同一の値に設定しているので、図３、図４とほぼ同様の傾向の利得特性が得られる。

また、図５に、図２のトランスインピーダンスアンプ２００のリファレンス回路２４０にフィルタ回路２４１を備えるか否かによって、雑音特性に与える影響について、入力換算雑音電流密度（Ａ／√Ｈｚ）を用いて示している。なお、図５には、図２に示すフィルタ回路２４１を付与した回路構成の場合とフィルタ回路２４１を付与しない回路構成の場合とともに、比較のために、従来技術の図７のトランスインピーダンスアンプ４００の回路構成の場合についても示している。

図２のトランスインピーダンスアンプ２００の回路構成において、リファレンス回路２４０のフィルタ回路２４１を備えていないリファレンス回路の場合には、図５に示すように、リファレンス回路で発生した高周波数成分の雑音が単相−差動変換回路２２０にそのまま入力されてしまい、トランスインピーダンスアンプ２００全体としての雑音特性を悪化させている。

一方、図２のトランスインピーダンスアンプ２００のように、フィルタ回路２４１を備えたリファレンス回路２４０においては、当該リファレンス回路２４０にて発生した高周波数成分の雑音がフィルタ回路２４１により除去されるので、雑音特性が大幅に改善されて、従来技術の図６のトランスインピーダンスアンプ４００とほぼ同等の雑音特性が実現されていることがわかる。

したがって、図２のトランスインピーダンスアンプ２００のごとき回路構成を採用することにより、雑音特性を確保しつつ、広い周波数帯域に亘ってピーキングを改善して平坦な利得特性を実現するととともに、群遅延特性を大幅に改善することが可能となる。而して、アナログ光通信等の入出力信号の線形性や信号波形の再現性が強く要求されるアプリケーションに対しても好適に適用することが可能なトランスインピーダンスアンプを提供することができる。

本発明に係るトランスインピーダンスアンプの第１の実施の形態の回路構成を示す回路図である。 本発明に係るトランスインピーダンスアンプの第２の実施の形態の回路構成を示す回路図である。 図２のトランスインピーダンスアンプの小信号時の利得の周波数ピーキング特性を示す小信号解析（利得）シミュレーション結果のグラフである。 図２のトランスインピーダンスアンプの小信号時の群遅延偏差特性を示す小信号解析（群遅延）シミュレーション結果のグラフである。 図２のトランスインピーダンスアンプにおけるリファレンス回路内のフィルタ回路の有無による雑音特性への影響を示す小信号解析（入力換算雑音電流密度）シミュレーション結果のグラフである。 トランスインピーダンスアンプの従来の回路構成を示す回路図である。 トランスインピーダンスアンプの従来の図６とは異なる回路構成を示す回路図である。 図６の従来回路例の小信号解析（利得）シミュレーション結果を示すグラフである。 図７の従来回路例の小信号解析（利得）シミュレーション結果を示すグラフである。 図７の従来回路例の小信号解析（群遅延）シミュレーション結果を示すグラフである。

符号の説明

１０…受光素子、１００,２００，３００，４００…トランスインピーダンスアンプ、１１０,２１０，３１０…トランスインピーダンスアンプコア、１２０,２２０，３２０…単相−差動変換回路、１３０,２３０，３３０…インタフェース回路、１３１,２３１，３３１…ＤＣバイアス回路、１３２,２３２，３３２…容量、１４０,２４０…リファレンス回路、２４１…フィルタ回路、４１０…容量。

Claims (4)

1. 入力端子に入力された電流信号をインピーダンス変換して電圧信号として出力するトランスインピーダンスアンプコアと、出力インピーダンスが前記トランスインピーダンスアンプコアの出力インピーダンスと同じ値に設定され、前記電圧信号と比較するための参照電圧を出力するリファレンス回路と、単相の前記電圧信号を入力して差動電圧信号に変換して出力する単相−差動変換回路と、前記トランスインピーダンスアンプコアおよび前記リファレンス回路と前記単相−差動変換回路とを接続する、入力が容量結合のインタフェース回路と、を少なくとも備えたトランスインピーダンスアンプであって、前記単相−差動変換回路の正相入力側が、前記トランスインピーダンスアンプコアと接続した前記インタフェース回路の接続点に接続され、前記単相−差動変換回路の逆相入力側が、前記リファレンス回路と接続した前記インタフェース回路の接続点に接続されることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
2. 請求項１に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、前記リファレンス回路は、前記トランスインピーダンスアンプコアと同一の回路構成であり、かつ、入力端子は開放され、かつ、当該リファレンス回路から出力される前記参照電圧の高周波数成分を減衰させるフィルタ回路を備えていることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
3. 請求項２に記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、前記リファレンス回路に備えられた前記フィルタ回路が、当該リファレンス回路の入出力間に接続される容量で構成されることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。
4. 請求項１ないし３のいずれかに記載のトランスインピーダンスアンプにおいて、前記トランスインピーダンスアンプコア、前記単相−差動変換回路、前記リファレンス回路を構成するトランジスタ素子が、バイポーラ・トランジスタまたは電界効果型トランジスタであることを特徴とするトランスインピーダンスアンプ。

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