JP5087773B2 - 光信号検出回路及び方法 - Google Patents

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関連出願

本出願は、２００４年８月１２日に出願された米国仮特許出願第６０／６０１，０１８号、発明の名称「線形広帯域配信システム用の光受信機及び増幅器（OPTICAL RECEIVERS AND AMPLIFIERS FOR LINEAR BROADBAND DISTRIBUTION SYSTEMS）」の優先権を主張し、この特許出願は、引用により本願に援用される。

本発明は、光受信機用の回路に関し、特に、光受信機の光信号検出回路及び自動利得制御回路に関する。

例えば、光同軸ハイブリッド方式（Hybrid-Fiber-Coax：以下、ＨＦＣ方式という。）、ファイバツーザカーブ（Fiber-To-The-Curb：以下、ＦＴＴＣという。）方式、ファイバツーザホーム（Fiber-To-The-Home：ＦＴＴＨ）方式等の通信システムを介したビデオサービスの配信では、多くの場合、従来のアナログＮＴＳＣ信号フォーマットをサポートするためには、広ダイナミックレンジの技術を必要とする。これらのビデオシステムは、全て、振幅変調（ＡＭ）の光搬送波を用いており、光を情報で変調する光送信機を必要とする。また、これらのビデオシステムは、セットトップボックス又はＮＴＳＣテレビジョン受信機等の加入者宅内端末装置で用いる信号を復調し、増幅する光受信機を必要とする。

アナログＲＦビデオ配信システムで用いられる基本的な光リンクを図１に示す。ここでは、ファイバツーザプリミス（Fiber-To-The-Premises：以下、ＦＴＴＰという。）方式のアナログＲＦシステムを示しているが、この原理は、ＨＦＣ方式又はＦＴＴＣ方式にも同様に適用することができる。光送信機は、マルチチャンネル信号を供給し、光源を線形的な方法で振幅変調（ＡＭ）する。送信する対象は、標準ＮＴＳＣアナログテレビジョンチャンネルであってもよく、ケーブルモデムシステム等で用いられているデジタル変調搬送波であってもよい。このシステムは、主に、ビデオサービスを搬送するために設計されているが、高速データ通信及び電話通信等の高度デジタルサービスを搬送するために用いられることも非常に多い。光送信機の出力信号は、エルビウム添加光ファイバ増幅器（Erbium Doped Fiber Amplifier：以下、ＥＤＦＡという。）に入力され、ＥＤＦＡは、大きな雑音又は歪みを生じさせることなく、光パワーレベルを大幅に増幅する。そして、ＥＤＦＡの高パワー出力信号は、多くのユーザに信号を供給するために、光分配器（optical splitter）によって分配（fanned out）される。ファンアウト、すなわち分配比は、通常、１：３２又は１：６４である。そして、振幅変調された光信号は、入射光に対する包絡線検波器として機能するフォトディテクタによって、電気信号に復調される。トランスインピーダンス増幅器は、電気信号が加入者宅内機器又は更なる同軸配信システムへの配信に適するように、電気信号を増幅する。

一般的な設置における加入者宅内機器の空間的多様性及び様々な種類の光リンク配分のために、光路損失は、大きく変化する。例えば、光ファイバの長さは、都市環境より田園地帯で長くなる。敷設された特定の光設備によって、パッチパネル及びスプライスのような損失要素の数及び位置も変化する。大規模な光設備を、広範囲に亘って容易に設置するためには、広い光ダイナミックレンジに亘って動作する光受信機を実現することが非常に望ましい。例えば、設置の初期の段階における幾つかの３波長のＦＴＴＰシステムでは、望ましい光損失配分は、１０〜２８ｄＢである。しかしながら、ＦＴＴＰシステムにおける波長が１５５０ｎｍのビデオパート用の光受信機は、約７ｄＢ又は８ｄＢの光ダイナミックレンジしかサポートしていない。ビデオパート用の光受信機の光ダイナミックレンジが狭いと、比較的狭い光入力ウィンドウに適合するように努力する必要があり、ＦＴＴＰシステムの設置は、より困難になる。波長が１５５０ｎｍのビデオパート用の受信機のダイナミックレンジをより広くすることにより、ＦＴＴＰシステムの設置は、より簡単になる。

設備費及び保守費を最小するために、サービスプロバイダは、多くの場合、光受信機のＲＦ出力信号が、光ダイナミックレンジに亘って一定レベルに維持されることを望んでいる。入射光の条件が変化しても、ＲＦ機器（例えば、テレビジョン受信機又はセットトップボックス）の入力レベルが一定となるように、ＲＦ出力レベルは、変化しないことが望ましい。このために、光受信機は、多くの場合、自動利得制御（automatic gain control：以下、ＡＧＣという。）回路を用いてＲＦ出力レベルを調整する機能を有する。

このための一般的な技術を図２に示す。トランスインピーダンス増幅器の出力信号は、制御信号によって損失特性を調整できる可変減衰器に供給される。また、可変減衰器の代わりに、可変利得回路を用いることもできる。可変減衰器の出力信号は、方向性カプラ（direction coupler）に供給され、方向性カプラは、光受信機から出力される信号の僅かな部分を信号検出器に供給する。そして、方向性カプラの出力信号は、多くの場合、同軸ケーブル、スプリッタ及び端末装置からなるＲＦ配信網に供給される。信号検出器は、光受信機から出力される信号のエネルギの大きさを検出し、これを示す信号を、可変減衰器を調整する自動制御機構を含むＡＧＣ回路に供給する。何らかの理由で信号検出器の出力信号がＡＧＣ制御ブロック内の基準値に比べて小さくなっている場合、ＡＧＣ制御ブロックは、ＲＦ信号パスにおける減衰量を減少させ、ＲＦ出力信号を大きくする。

このように、ＡＧＣ制御ブロックは、ＲＦ出力レベルが予想される変化に対して一定に維持されるように、可変減衰器を連続的に調整する。よく知られている変化としては、入射光における光変調指数（optical modulation index：以下、ＯＭＩという。）の深さの変化、入射光のパワーレベルの変化、フォトディテクタの応答特性の変化、及びトランスインピーダンス利得の変化等がある。これらの値は全て、時間、温度によって、及び単体間で変化するので、光受信機の特性を自動的に調整できることが非常に望ましい。

方向性カプラの方向性には、注意が必要である。順方向に進む信号を逆方向に進む信号から分離する方向性カプラの能力が劣っている場合、ＲＦ配信網からの信号反射が信号検出器に入ってしまうが、これは望ましくなく。ＦＴＴＰネットワークの場合、宅内のＲＦ配信網のインピーダンスの制御が不十分であることにより、適切な出力レベルを保証することができる方向性能を有する光受信機が必要である。

図２に示すＡＧＣ技術には、コスト及び複雑さに問題がある。広帯域の方向性素子は、多くの場合、小径のフェライトコアに細線が複数回巻かれており、この製造には、非常に手間が掛かる。ＡＧＣ回路において、フェライト巻線素子をなくすことができれば、製造コストを直接低減することができる。また、広帯域の方向性カプラによって、光受信機の出力に損失が生じる。損失方向性カプラ−損失方向性カプラ（loss-loss directional couplers）接続を用いることもできるが、この場合、信号検出器に設けるカプラの数が増える。

信号検出器の最良の性能を得るためには、信号検出器ブロックの検出素子に入力される信号のレベルをより高くすることが望ましい。適切なＲＦ駆動回路がない場合、信号検出器は、それに対応して、低いレベルの電圧しか出力しないので、ＡＧＣ制御ブロックに、特性の精度のレベルが高い、例えば、高性能のオフセット電圧をもつ高価なオペアンプが必要となる。この問題に対処するために、多くの場合、方向性カプラの結合出力端子と、信号検出器の入力端子との間にＲＦ後置増幅器が設けられる。しかしながら、この方法ではコストが高くなる。

光受信機は、例えば、Skrobkoによる米国特許第６，６７４，９６７号に開示され、「光ＡＧＣ」として当分野において知られている手法では、多くの場合、入射光の条件を検出することによって、出力レベルの制御を行う。ここで、フォトディテクタに引き込まれるＤＣ電流の量は、フォトディテクタに衝突する光強度の量に比例する。この情報を用いて、光受信機の出力レベルを調整することができる。入射光のパワーが大きい場合、光受信機の利得は、出力レベルを一定に保つ値に調整される。光量が少ない場合、光受信機の利得は、出力レベルを一定に保つために必要な値だけ高められる。この方法の問題点は、開ループ回路として実現される点である。すなわち、この方法では、入射光のＯＭＩの変化又は光受信機の利得の変化に対して調整を行うことはできない。

光ＡＧＣ法においても、光受信機から出力される信号の値を示すことが望ましい。これらの場合において、信号検出器の出力を利得の調整に使用しないとしても、方向性信号検出器が望ましい。

図２に示す光受信機のトランスインピーダンス増幅器（trans-impedance amplifier：以下、ＴＩＡともいう。）部の周波数応答は、主として、カソードとアノード間に現れるフォトディテクタの接合容量によって形成される極及びＴＩＡの実効入力インピーダンスによって決定される。Cole他による米国特許第５，０９５，２８６号における従来の技術の説明で述べられているように、出力から入力への並列帰還により、トランスインピーダンス増幅器が形成され、フォトディテクタ容量の効果を最小にし、広帯域化を実現するのに有効である。Kruseによる米国特許第４，９９８，０１２号に開示されているように、トランスインピーダンス増幅器内の並列帰還の値を適切に選択することによって、雑音特性及び歪み特性を良好にすることができる。Cole他による米国特許第５，０９５，２８６号では、受信機の電力利得は、増幅器から見た出力インピーダンスに対する入力インピーダンスの比率によって決定され、したがって、周波数応答及び利得特性は、主に、各フォトディテクタの端子に現れる５００Ω程度の大きなソースインピーダンスによって決定される。並列帰還を用いたトランスインピーダンス増幅器は、通常、値が３００〜１０００Ωの帰還抵抗を用いており、負帰還動作による優れた低入力インピーダンスを有し、抵抗から熱雑音が少なく、優れた雑音特性を有する。これまで、上述した利点から、殆どの設計者は、トランスインピーダンス増幅器の設計において、並列帰還を用いている。

本発明は、光受信機の出力パワーレベルを検出する光信号検出回路及び光信号検出方法を提供する。一実施の形態においては、光信号検出回路は、アノード及びカソードを有するフォトディテクタと、一方の入力端子がフォトディテクタのアノードに接続され、他方の入力端子がフォトディテクタのカソードに接続された２入力２出力の差動トランスインピーダンス増幅器と、差動トランスインピーダンス増幅器の第１の出力端子に接続された信号検出器とを備える。差動トランスインピーダンス増幅器は、第１の入力端子に接続された第１のトランジスタと、第２の入力端子に接続された第２のトランジスタとを有する第１の差動対によって構成される第１のステージと、第１の出力端子に接続された第１のトランジスタと、第２の出力端子に接続された第２のトランジスタとを有する第２の差動対によって構成される第２のステージと、上記第１の出力端子と上記第２の出力端子を電気的に分離して、第２の出力端子の負荷状態の変化が第１の出力端子における信号レベルを変化させないような回路であって、第２の出力端子に外部から誘導された信号が第１の出力端子に現れないような回路とを有し、信号検出器は、当該光信号検出回路から出力される信号の出力電力を表示する出力信号を出力し、回路は、第１の出力端子と第２の出力端子を電気的に分離するカスコード接続を構成するために第２の差動対の各ドレインに接続されたトランジスタ対と、トランジスタ対の共通ゲートノードと接地間に接続されたコンデンサとを有する。

差動トランスインピーダンス増幅器は、単一の差動トランスインピーダンス増幅器であってもよく、差動出力増幅器に接続されたデュアルトランスインピーダンス増幅器であってもよい。信号検出器は、光信号検出回路から出力される本来の信号の信号強度を検出する。

また、本発明の一実施の形態として、光受信機の出力パワーレベルを検出する光信号検出方法は、光信号をフォトディテクタによって検出して、第１の電流及び第２の電流を生成するステップと、第１の電流を第１の出力端子及び第２の出力端子を有する差動トランスインピーダンス増幅器の第１の入力端子に供給するステップと、第２の電流を差動トランスインピーダンス増幅器の第２の入力端子に供給するステップと、上記第１の出力端子と上記第２の出力端子を電気的に分離して、第２の出力端子における負荷状態の変化が第１の出力端子における信号レベルを変化させないような回路によって、第２の出力端子における外部から誘導された信号が第１の出力端子に現れないようにするステップと、第１の出力端子の信号を信号検出器に供給するステップとを有する。差動トランスインピーダンス増幅器は、第１の入力端子に接続された第１のトランジスタと、第２の入力端子に接続された第２のトランジスタとを有する第１の差動対によって構成される第１のステージと、第１の出力端子に接続された第１のトランジスタと、第２の出力端子に接続された第２のトランジスタとを有する第２の差動対によって構成される第２のステージとを有し、信号検出器の出力信号は、光信号検出回路の出力電力レベルを表し、回路は、第１の出力端子と第２の出力端子を電気的に分離するカスコード接続を構成するために第２の差動対の各ドレインに接続されたトランジスタ対と、トランジスタ対の共通ゲートノードと接地間に接続されたコンデンサとを有する。

差動トランスインピーダンス増幅器は、単一の差動トランスインピーダンス増幅器であってもよく、差動出力増幅器に接続されたデュアルトランスインピーダンス増幅器であってもよい。

以下、当業者が発明を実施及び利用できるように、及び本発明者が、本発明を実施するために最良と考える実施の形態を用いて本発明を説明する。なお、当業者にとっては、様々な変形例が明らかである。これらの変形例、等価物、代替物は、全て、本発明の思想及び範囲内に含まれる。

上述のように、入力光信号のレベルの変化に対して、出力信号のレベルを一定に維持する光受信機の機能によって、運営事業者は、設備費及び保守費を削減することができる。図２は、この自動利得制御（automatic gain control：以下、ＡＧＣという。）を実現するための１つの方法を示しており、ここで、重要な要素は、光受信機から出力されるパワーを、方向性を持って検出する機能である。この機能を実行するためには、方向性を有する検出器が必要である。

この方向性を持った検出を行うための改良された光信号検出装置及び光信号検出方法を図３に示す。フォトディテクタ３０は、差動トランスインピーダンス増幅器３６の２つの入力を駆動するために用いられる。差動トランスインピーダンス増幅器３６は、図３に示す非反転入力端子（＋）と反転入力端子（−）への入力電流の差分としてそれぞれが出力される２つの出力を有する。一方の出力信号（Ｖout１）は、信号検出器３８に供給され、信号検出器３８は、光信号検出回路から出力される本来の信号（すなわち、光信号検出回路の出力インピーダンスによって再び反射された信号ではない信号）の信号強度を検出する。数学的には、以下のように表すことができる。
Ｖout１＝Ｚ１＊（Ｉin１−Ｉin２）＋歪み項
Ｖout２＝Ｚ２＊（Ｉin２−Ｉin１）＋歪み項
ここで、Ｉin１及びＩin２は、それぞれ、非反転入力端子（＋）及び反転入力端子（−）の入力電流であり、Ｚ１及びＺ２は、それぞれ、トランスインピーダンス利得の線形係数である。この差動トランスインピーダンス増幅器３６の出力信号Ｖout１、Ｖout２は、反転入力端子及び非反転入力端子に入力される電流の差だけに依存し、反対の出力電圧には依存しないので、出力端子間には、方向性が存在し、各出力端子は、分離されていると言える。したがって、一方の出力端子側における負荷条件の変化によって、反対側の出力端子のレベルが変化することはない。すなわち、出力信号Ｖout２に対するインピーダンスが時間と共に変化しても、反対側の出力端子の出力信号Ｖout１の値は、変化しない。同様に、出力信号Ｖout１又は出力信号Ｖout２の一方において外部的に誘導された信号は、他方には現れない。

本発明の利点は、高価な方向性カプラを用いなくても済む点である。これらの方向性素子は、多くの場合、巻線の製造に労力が掛かり、出力パワーを消費するという問題点があった。このような広帯域方向性素子は、ＲＦＩＣ上に製造することは非常に困難であり、したがって、広帯域方向性素子をなくすことによって、光受信機の集積の度合を高めることができる。また、方向性カプラをなくすことによって、部品が高密度に実装された基板の空間を節約することができる。

また、本発明の技術により、図４に示すように、平衡動作によって、優れた２次歪み特性を得ることができる。フォトディテクタ３０の電流は、ピーキングコイルＬ１、Ｌ２を介して差動トランスインピーダンス増幅器３６の入力段に供給される。これらのピーキングコイルＬ１、Ｌ２は、光受信機の利得の平坦性の制御に役立ち、及びフォトディテクタ３０の寄生容量を補償するために用いられる。フォトディテクタ３０のバイアスは、コイルＬ３、Ｌ４によって行われ、これにより、フォトディテクタ３０は、Ｖcc１に略等しい電圧で逆バイアスされる。この目的に適するフォトディテクタとしては、例えば、エムコア社（Emcore）製の部品番号２６１０がある。

光パワーがフォトディテクタ３０に入射されると、フォトディテクタ３０のカソードからアノードにＤＣ電流が流れ、抵抗Ｒ８の両端に小さなＤＣ電圧が生じる。抵抗Ｒ８の両端の電圧の値は、入射光の量を表している。本発明では、能動素子である電界効果トランジスタ（field-effect-transistor：以下、ＦＥＴという。）を用いることができ、ＦＥＴは、固有のゲート−ソース間容量（Ｃgs）及びドレイン−ゲート間容量（Ｃdg）を低く、入力インピーダンスを非常に高く維持している間は、非常に高い周波数に対して理想的な相互コンダクタンスを呈する。図４の実施の形態では、０．２５ミクロンデバイスプロセスにおいて、単一の高周波集積回路（radio-frequency-integrated-circuit：ＲＦＩＣ）上に形成された擬似格子整合型高電子移動度トランジスタ（Pseudomorphic-High-Electron-Mobililty-Transistor：ＰＨＥＭＴ）を用いる。また、これに代わるデバイス技術として、相補型金属酸化膜半導体（Complementary Metal-Oxide-Semiconductor：ＣＭＯＳ）ＦＥＴ、又は例えば、シリコンゲルマニウム（ＳｉＧｅ）又はガリウム砒素（ＧａＡｓ）ヘテロ接合バイポーラトランジスタ（ＨＢＴ）等のバイポーラ接合トランジスタ（Bipolar-Junction-Transistor：ＢＪＴ）を用いてもよい。

差動トランスインピーダンス増幅器３６は、一方がトランジスタＱ１とトランジスタＱ２の対によって構成され、他方がトランジスタＱ３とトランジスタＱ４の対によって構成された２つの差動対に基づく二段の設計となっている。通常動作の下では、差動対は、各片半分は、他方の片半分に対して、逆の位相で動作する。トランジスタＱ１がより多くの電流を流し、ドレイン電圧を降下させると、トランジスタＱ２は、より少ない電流を流し、ドレイン電圧を上昇させる。フォトディテクタ３０のカソード及びアノードの両方は、入力段を駆動するために用いられるので、本発明に基づく光信号検出回路への入力電流は、本質的に平衡しており、すなわち、図４に示す光信号検出回路の各片半分には、振幅が同じで、位相が逆の電流が供給される。差動対の有利な特性の１つは、平衡入力条件の場合、各出力信号が入力信号に対して奇関数となる点である。奇関数は、べき級数展開における分解が１、３、５、７、・・・等の奇数次のパワー項だけを含み、偶数次のパワー項を含まない関数である。したがって、トランジスタＱ１、Ｑ２のドレインから取り出される出力信号及びトランジスタＱ５、Ｑ６のドレインから取り出される出力信号は、２次の歪みを含まない。

トランジスタＱ１、Ｑ２の差動対からなる図４の入力段は、光受信機の主要なトランスインピーダンス（primary trans-impedance）を提供し、トランジスタＱ３、Ｑ４の差動対からなる出力段は、光受信機の正味のトランスインピーダンスを高める基本的な電圧利得を提供する。入力段のトランスインピーダンスは、主に、並列帰還抵抗Ｒfb１、Ｒfb２によって決定される。トランジスタＱ１、Ｑ２に対する入力インピーダンスは、非常に大きいので、フォトディテクタ３０からの入力電流は、主に、並列帰還抵抗Ｒfb１、Ｒfb２を介して流れる。また、並列帰還抵抗Ｒfb１、Ｒfb２の値は、光受信機の全体的な等価入力雑音（equivalent input noise：ＥＩＮ）の主な決定因子であり、光受信機の利得応答又は歪み特性に悪影響を与えない範囲で、可能な限り大きくする必要がある。

トランジスタＱ１、Ｑ２のドレインの出力信号は、それぞれ、抵抗Ｒ４、Ｒ５を介して、ＰＩＮダイオードＣＲ１、ＣＲ２に供給される。これらのＰＩＮダイオードＣＲ１、ＣＲ２は、ダイオードをバイアスするＤＣ電流に応じて動作抵抗が変化する特性を有する。適切なＰＩＮダイオードとしては、例えば、アジレントテクノロジー社（Agilent Technologies）製の部品番号ＨＳＭＰ−３８１Ｆがある。ＰＩＮダイオードＣＲ１、ＣＲ２のバイアスは、可変ＤＣ電流源の電流Ｉattenによって行われる。電流Ｉattenが大きくなると、ＰＩＮダイオードＣＲ１、ＣＲ２のＤＣ電流が増え、ＲＦ抵抗が小さくなり、抵抗Ｒ４、Ｒ５の両端の電圧降下が大きくなる。換言すれば、トランジスタＱ３、Ｑ４によって構成される出力段は、入力インピーダンスが非常に高いので、ＰＩＮダイオードＣＲ１、ＣＲ２の動作抵抗が小さくなると、直列抵抗Ｒ４、Ｒ５による減衰が大きくなる。これにより、電流Ｉattenは、入力側のトランスインピーダンス段と、出力側の後置増幅段との間に生じる減衰の量を制御する。すなわち、電流Ｉattenは、差動トランスインピーダンス増幅器の正味利得を調整する主要な機構である。

減衰された信号は、デカップリングコンデンサＣ５、Ｃ６を介して、トランジスタＱ３、Ｑ４の差動対からなる出力段に供給される。トランジスタＱ３、Ｑ４のドレインにそれぞれトランジスタＱ５、Ｑ６を追加することによって、カスコード接続のトポロジが構成される。カスコード接続のトポロジは、例えば、良好な周波数応答、より高い利得、良好なリニアリティ等の出力増幅器として良好な幾つかの特性を有する。本発明で最も重要な点として、このカスコード接続のトポロジは、トランジスタＱ５、Ｑ６のドレインにおける出力信号間、及びトランジスタＱ３、Ｑ４のゲートにおける入力信号間を良好に分離する。この分離によって、出力段は、平衡を維持する。

本発明に基づく出力信号間の高い分離特性を図６を用いて更に説明する。図６は、図４の出力部のカスコード接続駆動段の上側の素子（top device）であるトランジスタＱ５、Ｑ６の主な寄生容量を示している。ドレイン間の分離を検討するために、ＲＦ試験用信号源により、ＲＦ電圧をトランジスタＱ６のドレインに供給するものとみなす。このＲＦ試験用信号源は、例えば、家庭内のＲＦ同軸ケーブル等のＲＦ配信網の反射信号を模擬する信号である。出力段回路の分離は、信号源が接続されたのと反対のドレインに配置されたＲＦ電圧計によって測定されるＲＦ電圧を、ＲＦ試験用信号源の出力電圧によって除算した商によって表される。ＲＦ試験用信号が差動出力段回路を通過する２つの主要なパスがあるが、いずれも非常に小さく、これは、差動出力段回路の分離特性が優れていることを示している。１つの潜在的パスは、ＲＦ試験信号が、ゲートの共通ノードにおけるコンデンサＣ８によって減衰されずに、トランジスタＱ５、Ｑ６の容量Ｃdgを通過して漏れるパスである。容量Ｃdgに対するコンデンサＣ８の容量の比率は、１〜５０とすることができ、これにより、通過するＲＦ信号を非常に小さくすることができる。図６に示していない他の可能性として、トランジスタＱ６のドレインからソース、トランジスタＱ４のドレインからソース、そして、トランジスタＱ３のソースからドレイン、トランジスタＱ５のソースからドレインにＲＦ信号が漏れることがある。なお、これらの漏洩パスは、殆どのＦＥＴ素子では非常にハイインピーダンスを有するので、このパスを通って流れる電流は、非常に小さい。なお、ここでは高い分離が望まれ、並列帰還を適用すると、分離に悪影響があるので、トランジスタＱ５又はトランジスタＱ６の出力ドレインからトランジスタＱ３及びトランジスタＱ４のゲートへのそれぞれの並列帰還は、正確には用いられないことに留意する必要がある。

本発明に係る光信号検出回路の出力段の高い分離によって、反射信号間の、すなわち現在出力段に戻る反射信号と信号検出器３８に戻る反射信号間において優れた分離が得られる。これらの反射信号は、住居内のケーブルが低品質の場合、又は同軸配信網の終端が適切に保守されていない場合に生じる。換言すれば、信号検出器３８の駆動レベルは、図４のトランジスタＱ５のドレインの出力に現れるインピーダンスから独立している。通常のＡＧＣ動作では、信号検出器は、出力のインピーダンス状態の影響を受けないので、ＡＧＣ回路は、同軸ケーブルのインピーダンス状態の低下にかかわらず、適切な量のＲＦ信号を出力する。図６及び図４の差動トランスインピーダンス増幅器の出力段回路の高い分離によって、優れた方向性が得られ、戻り信号は、信号検出器３８では検出されず、ＡＧＣによるＲＦ出力レベルの調整は、必要ない。

図４の差動対のバイアスは、ハイインピーダンスのゲートを０Ｖにバイアスし、素子のピンチオフの約１／３、すなわち約−０．３Ｖの逆バイアスをＦＥＴに印加する。そして、バイアス抵抗Ｒ９、Ｒ１０の値は、差動対におけるバイアス電流を設定する。なお、バイアス抵抗Ｒ９、Ｒ１０には、バイアスコイルＬ９、Ｌ１０が直列に接続されている。これらのバイアスコイルＬ９、Ｌ１０は、接地に対するトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４のソースから見たインピーダンスを高め、差動対の同相信号除去性能を向上させる望ましい効果を有する。バイアス抵抗Ｒ９、Ｒ１０の値は、バイアス電流を設定するのに十分な大きさであればよく、非常に小さい値であるので、バイアスコイルＬ９、Ｌ１０がなければ、各ソースに接続される残りのインピーダンスは、非常に小さくなる。同相信号除去性能を向上させることにより、光信号検出回路の平衡性が向上し、及び光信号検出回路内に僅かな不平衡が存在する場合にも、２次の歪み性能（2nd order performance）が向上する。

図２に示す信号検出器への駆動レベルが方向性カプラによって減衰する従来の技術の手法と比較して、トランジスタＱ６のドレインは、信号検出器３８を駆動するだけでよいので、非常に高いレベルの駆動信号を供給することができる。典型的な方向性カプラのポートの結合損失は、１０〜２０ｄＢであるので、本発明は、より高いレベルの信号を信号検出器３８に供給することができ、より簡単で低コストな設計を行うことができる。信号検出器３８への入力信号のレベルが大きくなると、信号検出器３８内で検出される電圧も大きくなり、これにより、より安価なアナログ部品、例えば、オフセット性能に対する要求が緩和されたオペアンプを用いることができる。また、本発明によって、信号検出器３８は、高い方向性を有することもでき、その方向性は、通常の光受信機の動作の場合と、入射光がなくなり、通常の動作において全反射が起こったときと同じレベルの戻り信号がある場合との間の信号検出器３８の出力における応答の差分である。本発明は、トランジスタＱ５及びトランジスタＱ６のドレイン間の本質的に高い分離のために、優れた方向性が得られる。

分離を維持するために、トランジスタＱ５、Ｑ６のドレインと、トランジスタＱ３、Ｑ４の対応するゲートとの間で並列帰還接続は行わない。これにより、トランジスタＱ５、Ｑ６のドレインの出力インピーダンスが高くなるが、バイアスコイルＬ７、Ｌ８の両端に、それぞれ抵抗Ｒ１３、Ｒ１４を接続することによって、出力インピーダンスを低減することができる。これらの抵抗Ｒ１３、Ｒ１４は、本発明に基づく光信号検出回路の利得及び有効な出力のリニアリティを低下させるが、本質的により高い利得及びリニアリティを有するカスコード接続のトポロジにより、これらの損失は低減される。

更に、カスコード接続のトポロジは、非常に高い出力インピーダンスを有するので、抵抗Ｒ１３を用いて、本発明に基づく光信号検出回路の出力インピーダンスを高い精度で設定することができる。本発明に基づく光信号検出回路においては、出力インピーダンスを制御することができるので、抵抗Ｒ１３を適切に選択することによって、ＲＦ配信網から反射する信号を終端することができる。殆どのビデオシステムにおいて抵抗Ｒ１３は、約７５Ωに設定しなければならない。この結果、光信号検出回路から出力される信号のパワーは、全ての実際的な目的に対して、光入力電流に由来する本来の出力信号のパワーだけである。このように、光受信機から出力される信号には、出力増幅器とＲＦ配信網間の多重反射からのパワーは含まれない。

図４に示す実施の形態の各素子の値を以下の表１に示す。電流Ｉattenは、１００μＡ〜１５ｍＡの値を取る可変電流源である。

信号検出器３８の実施の形態を図５に示す。ＲＦ入力は、固定インピーダンスで信号を終端する抵抗Ｒ１に印加される。コンデンサＣ１は、ＰＩＮダイオード（以下、検出ダイオードともいう。）ＣＲ１へのＡＣ結合を提供し、検出ダイオードＣＲ１は、Ｖccから抵抗Ｒ２を介して極めて小さなＤＣ電流によってバイアスされている。ここで用いられる検出ダイオードとしては、例えば、アジレントテクノロジー社（Agilent Technologies）製の部品番号ＨＳＭＰ−２８６５がある。この小さなＤＣ電流は、検出ダイオードＣＲ１を順方向にバイアスし、Ｒ３／Ｃ２フィルタ回路の両端に非常に低いＤＣ電圧を生じさせる。ＲＦ入力レベルが大きくなると、検出ダイオードＣＲ１の両端に現れるＡＣ電圧が大きくなり、ＲＦ信号レベルの増加に関連して、検出ダイオードＣＲ１を流れる平均電流が増える。このように、図５の信号検出器３８の出力は、信号検出器３８に入力されるＲＦパワーの大きさを示す。図５の信号検出器３８の各構成要素の好ましい値は、Ｒ１＝７５Ω、Ｒ２＝１００ｋΩ、Ｒ３＝１ｋΩ、Ｃｌ＝４７０ｐＦ、Ｃ２＝４７０ｐＦである。

図７に示す本発明の他の実施の形態では、差動トランスインピーダンス増幅器の入力段をデュアルトランスインピーダンス増幅器（dual trans-impedance amplifier）７０に置換している。デュアルトランスインピーダンス増幅器７０は、２つの完全に独立した増幅器、すなわち、整合性を向上させるために同じ集積回路上に形成された２つの独立した増幅器であってもよい。図７に示す他の実施の形態では、コイル又は抵抗を用いて構成されるフォトディテクタバイアス回路３２、３４を介して、フォトディテクタ３０にバイアスを印加する。より多くフォトディテクタ電流をトランスインピーダンス増幅器に流して、信号対雑音比を可能な限り最適にするために、Ｖccとフォトディテクタ３０のカソード間及びＶccとフォトディテクタ３０のアノード間のインピーダンスは、ハイインピーダンスであることを要求される。フォトディテクタ３０は、入射光を復調して、２つの電流信号をデュアルトランスインピーダンス増幅器７０の２つの入力端子にそれぞれ供給する。これらの電流は、互いに位相が１８０度異なっており、これにより、デュアルトランスインピーダンス増幅器７０の２つの出力も、互いに位相が１８０度異なっている。そして、これらの出力端子は、差動増幅器３６の２つの入力端子に接続されており、差動増幅器３６は、信号レベルを高める利得を有する。差動増幅器３６は、少なくとも２つの出力を有し、一方の出力は、ＲＦ配信網を駆動し、他方の出力は、信号検出器３８を駆動する。これらの出力は、互いに同じ位相を有する必要はないが、これらの出力は、信号検出器３８の方向性を効果的に維持するために、互いに良好に分離する必要がある。差動増幅器３６は、ＡＧＣ回路において有用な調整可能な利得を有していてもよい。

図７に示す本発明の実施の形態の回路構成を図８に示す。これは、差動トランスインピーダンス増幅器の入力部を、デュアルトランスインピーダンス増幅器７０に置き換えている。デュアルトランスインピーダンス増幅器７０は、２つの整合されたトランスインピーダンス増幅器から構成される。この差動トランスインピーダンス増幅器は、トランジスタＱ１、Ｑ２が殆ど互いに独立して動作するトランスインピーダンス増幅器を形成するのを除いて、図４の光信号検出回路と全く同様に動作する。換言すれば、図８に示す光信号検出回路は、図４の光信号検出回路と比べて、同相信号除去性能が劣っている。なお、図８のトランスインピーダンス増幅器は、特に、プロジェクトコスト及びスケジュールの制約のために、集積回路技術を用いることができない場合等に、図４の光信号検出回路より簡単に製造することができる。この場合、図８のデュアルトランスインピーダンス増幅器は、２つの個別にパッケージされた増幅器又は個別トランジスタを用いて構成することができる。

本発明の範囲及び思想から逸脱することなく、上述の好ましい具体例を様々な分野に応用し、又は変更できることは当業者にとって明らかである。したがって、本発明は、添付の請求の範囲に基づき、上述した具体例とは異なる形態でも実現できることは明らかである。

標準の光リンクシステムのブロック図である。 従来の、可変減衰器を用いた自動利得制御回路のブロック図である。 本発明の一実施の形態のブロック図である。 図３のブロック図の一実施の形態を示す概略図である。 図３に示す信号検出器の一実施の形態の概略図である。 図４のカスケード段の上側の素子の主な寄生容量を示す概略図である。 本発明の他の実施の形態のブロック図である。 図７のブロック図の一実施の形態を示す概略図である。

Claims (10)

1. アノード及びカソードを有するフォトディテクタと、
   第１の入力端子が上記フォトディテクタのカソードに接続され、第２の入力端子が該フォトディテクタのアノードに接続された２入力２出力の差動トランスインピーダンス増幅器と、
   上記差動トランスインピーダンス増幅器の第１の出力端子に接続された信号検出器とを備え、
   上記差動トランスインピーダンス増幅器は、
   上記第１の入力端子に接続された第１のトランジスタと、上記第２の入力端子に接続された第２のトランジスタとを有する第１の差動対によって構成される第１のステージと、
   上記第１の出力端子に接続された第１のトランジスタと、第２の出力端子に接続された第２のトランジスタとを有する第２の差動対によって構成される第２のステージと、
   上記第１の出力端子と上記第２の出力端子を電気的に分離して、該第２の出力端子の負荷状態の変化が該第１の出力端子における信号レベルを変化させないような回路であって、該第２の出力端子に外部から誘導された信号が該第１の出力端子に現れないような回路とを有し、
   上記信号検出器は、当該光信号検出回路から出力される信号の出力電力レベルを表す出力信号を出力し、
   上記回路は、上記第１の出力端子と上記第２の出力端子を電気的に分離するカスコード接続を構成するために上記第２の差動対の各ドレインに接続されたトランジスタ対と、該トランジスタ対の共通ゲートノードと接地間に接続されたコンデンサとを有することを特徴とする光信号検出回路。
2. 上記フォトディテクタをバイアスするフォトディテクタバイアス回路を更に備える請求項１記載の光信号検出回路。
3. 上記差動トランスインピーダンス増幅器のトランスインピーダンスは、上記第１の差動対における帰還を用いて制御されることを特徴とする請求項２記載の光信号検出回路。
4. 上記差動トランスインピーダンス増幅器は、可変利得を有することを特徴とする請求項３記載の光信号検出回路。
5. 上記信号検出器は、当該光信号検出回路から出力される本来の信号の信号強度を検出することを特徴とする請求項２記載の光信号検出回路。
6. 上記差動トランスインピーダンス増幅器は、
   デュアルトランスインピーダンス増幅器と、
   差動出力増幅器とから構成されることを特徴とする請求項２記載の光信号検出回路。
7. 上記信号検出器は、当該光信号検出回路から出力される本来の信号の信号強度を検出することを特徴とする請求項６記載の光信号検出回路。
8. 光信号をフォトディテクタによって検出して、第１及び第２の電流を生成するステップと、
   上記第１の電流を、第１の出力端子及び第２の出力端子を有する差動トランスインピーダンス増幅器の第１の入力端子に供給するステップと、
   上記第２の電流を上記差動トランスインピーダンス増幅器の第２の入力端子に供給するステップと、
   上記第１の出力端子と上記第２の出力端子を電気的に分離して、該第２の出力端子における負荷状態の変化が該第１の出力端子における信号レベルを変化させないような回路によって、該第２の出力端子に外部から誘導された信号が該第１の出力端子に現れないようにするステップと、
   上記第１の出力端子の信号を信号検出器に供給するステップとを有し、
   上記差動トランスインピーダンス増幅器は、
   上記第１の入力端子に接続された第１のトランジスタと、上記第２の入力端子に接続された第２のトランジスタとを有する第１の差動対によって構成される第１のステージと、
   上記第１の出力端子に接続された第１のトランジスタと、上記第２の出力端子に接続された第２のトランジスタとを有する第２の差動対によって構成される第２のステージとを有し、
   上記信号検出器の出力信号は、光信号検出回路の出力電力レベルを表し、
   上記回路は、上記第１の出力端子と上記第２の出力端子を電気的に分離するカスコード接続を構成するために上記第２の差動対の各ドレインに接続されたトランジスタ対と、該トランジスタ対の共通ゲートノードと接地間に接続されたコンデンサとを有することを特徴とする光信号検出方法。
9. 上記差動トランスインピーダンス増幅器のトランスインピーダンスは、上記第１の差動対における帰還を用いて制御されることを特徴とする請求項８記載の光信号検出方法。
10. 上記信号検出器は、上記光信号検出回路から出力される本来の信号の信号強度を検出することを特徴とする請求項９記載の光信号検出方法。

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