JPH07500706A - 光ファイバ通信システムにおける信号レベル制御 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 光ファイバ通信システムにおける信号レベル制御（技術分野） 本発明は、ファイバ通信システムに関し、特にＣＡＴＶシステムの如きファイバ 通信システムにおける信号レベル制御のための方法および装置に関する。

（発明の背景） 近年において、光ファイバを介するビデオ信号の送信に大きな関心が置かれてき た。この信号送信モードは、ＣＡＴＶシステムにおいていまや広範囲に達成され る如き従来の同軸ケーブルのビデオ信号分配による送信信号に勝る多くの利点を 提供している。光ファイバは、同軸ケーブルよりも多くの情報搬送能力を本質的 に有する。更に、光ファイバにおいては、無線局ｅｔ（ＲＦ）信号の搬送のため の同軸ケーブルよりも信号減衰が少ない。その結果、光ファイノくは、同軸ケー ブルで可能であるよりも長い信号再生器間距離にわたることができる。更に、光 ファイバの誘電性は電気的な短絡による諸問題を排除する。最後に、光ファイノ くは、周囲電磁干渉（ＥＩＶＩＩ）を受けにくく、それ自体のＥＭＩを生じない 。

広帯域無線周波信号による光信号の振幅変調、特に強度変調は、広い動的動作範 囲にわたる線形特性を有するレーザの如き光変調デｌくイスを必要とする。最近 までは、入力電流と光出力間の関係が極端に制限される範囲以」二にわたって線 形であったレーザを作ることは困難であった。アナログ強度変調をサポートする ため充分に線形であるレーザを取得する上でのこのような困難の故に、最近まで はディジタル強度変調は光信号による情報の送信のための主な手段であった。し 力）し、レーザ技術における最近の進歩は、光信号のアナログ強度変調を実施可 能にしている。現在入手可能なファブリ・ベロー（Ｆ　Ｐ）および分散フィート ノく・ツク（ＤＦＢ）レーザは、光信号のアナログ変調器として使用できるに充 分な線形特性を有する。

ＣＡＴＶのためのＡＭファイバ・システムの重要な利点は、同じ多重チャンネル ＮＴＳＣ，ＰＡＬあるいはＳＥＣＡＭ信号フォーマ・ソトがシステム全体にわた り維持されることである。光リンクのいずれの側にもフォーマット変換エレクト ロエックスは不要である。このことは、ＡＭファイバ光学系をＣＡＴＶシステム の接合点に対して「親和的」にする。このような利点の故に、ＡＭ光ファイバ・ システムは一般に組込みにおける装置スペースが少な（て済む。ＡＭシステムは また、特にチャンネル当りで見てＦＭシステムあるいはディジタル・システムの いずれよりも組込みが安価である。

ＡＭファイバ・システムにおいて使用される単一モード光ファイバは、同軸ケー ブルとは異なり、温度変動により非常に僅かしか変化しない減衰特性を有する。

大半の今日のＡＭファイバ構造では、光フアイバ応答に対する補償はほとんど要 求されない。しかし、ＡＭファイバ・システムのキャリヤ／ノイズ比（ＣＮＲ） および相互変調歪み性能（複合トリプル・ビート、複合２次）は、レーザを変調 する多重チャンネル・キャリヤの相対レベルと直接的に結び付いている。この故 に、信号レベル制御の問題は装置の初期セットアツプ、送出動作（ｏｎ−ｇｏ　 ｉｎｇ　ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）およびシステム保守の全体にわたって重要である 。

ＡＭレーザを変調する信号は、理想的な要件を有する。送信機において用いられ るレーザは、特定の複合変調指数で動作される時、所与の用途に対して最適の性 能を呈する。レーザを変調するチャンネル当りのＲＦ駆動レベルは、レーザの複 合変調指数における決定要因である。理想的には、レーザの変調指数は、特定の システムのキャリヤ／ノイズ比および相互変調歪み性能を保証するため、その最 適値に正確に維持されねばならない。レーザの変調指数力吠きすぎるならば、Ｃ Ｎ　Ｒ性能は改善するが、歪み性能は妥協させられる。一方、レーザの変調指数 が小さずぎるならば、歪み性能は改善するが、ＣＮＲ性能は妥協させられる。

一般に、より高いＣＮＲ仕様を満たずためにはより大きな複合変調指数が要求さ れる。しかし、各レーザ毎に最大変調指数が存在する。この指数を越えると、レ ーザ歪み性能は、信号クリッピングのため急速に低下し始める。高ＣＮ　Ｒ性能 システムにおいては、レーザは一般にその最大複合変調指数で、あるいはその付 近で動作する。チャンネル負荷もまた、レーザの変調指数に対して影響を有する 。

チャンネル負荷が増加するに伴い、レーザの複合変調指数は上昇し、相互変調歪 み性能は低下する。

レーザ送信機はまた、他の要因によりヘッドエンド出力ＲＦレベルにおける変動 により影響を受ける。結合器、タップあるいはヘンドエンド配線図における他の 装置の付設あるいは除去は、結果として生じるヘッドエンドＲＦ出力レベルの変 化を生じ得る。このヘッドエンドＲＦ出力レベルもまた、時間、温度、定常保守 および調整により僅かに変動する。

レーザを変調する信号におけるこれらの変動は送信された信号の品質を低下させ て、光フアイバ通信システムにおけるビデオ信号の如き高品質信号を送る能力を 低下させる。

受信機においては、受信した光信号の品質はファイバ・プラントおよび光送信機 によって影響を受ける。現場の組込みにおいて使用される結合器および接合部の 数および品質は最初の仕様計画とは異なり、異なる光損失を結果として生じる。

光損失を決定するため使用される０ＴＤＲ測定法が不正確であれば、光出力は再 び予期されるものとは異なることになる。受信光信号の平均的強さは、ファイノ く・プラントの保守または修理により変化し得る。光路の経路変更もまた、光リ ンク損失に影響を及ぼすことになる。先に述べたように、送信機設計およびＲＦ 信号源の幾つかの特質もまた光信号に影響を及ぼす。？１合変調指数は、チャン ネルの加除、信号レベルの変動、あるいはレーザ駆動信号に対する他の変化の結 果として変化し得る。更にまた、レーザ・ダイオード出力は、エージングまたは 温度変化によって変化し得る。

キャリヤ／ノイズ比（ＣＮＲ）および歪み、複合トリプル・ビート（ＣＴＢ）お よび複合２次（Ｃ３Ｏ）により測定される如き受信機性能は、一般に、理想的で ない光信号により低下させられる。光入力または変調指数が増加するに伴い、受 信機のＣＮＲ性能は一般に」二昇するが、システムの歪みに対する受信機の影響 は増加する。反対に、光入力または変調指数が低下すると共に、システムの歪み に対する受信機の影響は低下するが、受信機のＣＮＲ性能もまた低下する。

光損失の変動が生じるならば、オプトエレクトロニック受信機性能は影響を受け ることがある。光損失が予期する以上であれば、受信された光エネルギは予期よ り低くなる。予期される受信光エネルギより低くなると、光検出器およびオブト エレクトロニンク受信機からの低下したＲＦ出力を生じる結果となる。その結果 、増幅器以降の受信機に対する入ノルベルは低くなる。このような条件１ま、シ ステムＣＮＲに対する増幅器後段の受信機のノイズ寄与度の重要性を増す。この 最後の結果は、システムＣＮ　Ｒにおける低下となる。光損失が予期より小さ↓ すれば、受信した光エネルギは予期するも高くなる。この結果、光検出器および オブトエレクトロ二ノク受信機からの増加するＲＦ出力レしベてあり、一般（こ システムＣＮＲを改善する。しかし、オプトエレクトロ二ノク受信機がより高し 咄ノルベルで動作するならば、システムの歪みに対するその寄与度は更に大きく なる。

増幅器後段もまたより高いレベルで動作しており、システムの歪み１こ更１こ寄 与するおそれがある。その結果、システムの歪み性能における低下が生じ得る。

再び、これら要因が、光ファイノ１通信／ステムにおいてビデオ信号の４口き高 品質の信号を運ぶ能力を制限する。

（発明の概要） 従って、本発明の目的は、光ファイノ＼通信システムにおける高品質の信号を送 るための方法および装置の提供にある。

本発明の別の目的は、光ファイノ＼通信システム用の改善されｔこ送信機のｔｉ 供（こある。

本発明の別の目的は、光ファイノ１通信システムシステムさ第１た受信機の提（ 共１こある。

本発明は、ＡＭファイバ・／ステムにおける信号レベル制御（こシステムγＪア プローチを提供することにより上記および他の目的を達成するものである。この おうなレベル制御セットは、システムの性能を維持し最適化するｔこめ送信機お よび受信機のいずれかの側て異なる補償および制御手法を用０て、ファイノく送 （ｉシステムの両側で働く。光ファイノく損失特性は同軸ケーブル、タップの損 失特性１よと大きく変化せずかつ温度の変動に受動的であるため、本発明のレベ ルＩＩ御システムは、光損失、システム入力信号レベルの変化、およびシステム 構造ν１のＩＪＩ成要素の物理的配置によるシステム入出ノルヘルの変動の如き 池のノくラメータを補償する。

これらの目的を達成するため、本発明は、とりわけ、送信機側では送信要素とし て複合ＲＦエンベロープ電力検出器を、また受信機側では検出要素として単一チ ヤンネルＲＦキャリヤ・ピーク検出器を用いる。このため、送信機における線形 レーザ源を変調するため使用される全入力ＲＦ変調エンベロープの制御を可能に し、かつ受信機の出力側の個々のＲＦ変調エンベロープにおけるキャリヤ当りの 一定ＲＦレベルを維持する。

本発明は、利得制御回路を用いて信号レベルにおける変動を補償する。送信機に おいては、レーザを変調する複合ＲＦ電力が監視され、チャンネルの全スペクト ルが一定複合電力の維持するため同量だけ調整される。ＡＭレーザ送信機のため の複合電力ＡＧＣが、ヘッドエンドＲＦ出力レベル変動とチャンネル負荷の変化 により複合レーザ変調指数を維持する。従って、最適の送信機歪み性能が保持さ れる。更に、複合電力ＡＧＣは、Ｒ濾過剰駆動条件から保護するために使用する ことができる。１つの変調器からのレベルカ状量に増加するならば、複合電力Ａ ＧＣは複合入ノＪを検出してレーザを変調するＲＦレベルを調整する。

また本発明によれば、光損失、変調指数およびチャンネル負荷の変動を補償する ため利得制御回路が受信機に組込まれる。受信機においては、単一ノ々イロソト ・チャンネルが監視されてオプトエレクトロ二ソク受信機の出力における一定Ｒ Ｆチャンネル・レベルを維持する。利得制御回路は、バイロフト・チャンネルの 信号レベルにおける変化に基いて受信機における利得を制御する。この技法は、 一定ＲＦチャンネル出力レベルと、受信機の増幅器および後段増幅器によるシス テムのＣＮＲに対する一定寄与を維持する。受信機のＲＦチャンネル出力レベル は、受信光エネルギ、変調指数およびチャンネル負荷の変動により一定に維持す る。

改善された送信機および受信機を提供することに加えて、本発明はまたシステム の広いレベル制御に関するものである。パイロット・チャンネル・タイプのＡＧ Ｃは、チャンネル負荷の変動により受信機の増幅器の歪み変化を結果として生じ ることができる。このため、チャンネル負荷が増加するならば、受信機増幅器に よる歪みは増加して、システムの歪みが増加し得る。しかし、本発明の１つの特 徴によれば、複合電力ＡＧＣを有する送信機が７＜イロソト・チャンネル・タイ プＡＧＣを有する受信機と組合わせて用いられる時は、歪みは変化しないままで ある。このような組合わせは、一定の／ステム歪み、良好なシステムＣＮＲ，お よび一定のシステムＲＦ出力レベルを生じる結果となる。

更に、多帯域システムにおいては、本発明は、帯域間の一定のＲＦチャンネル・ レベルを維持する。これは、帯域が組合わされて１つのＲＦ倍信号生じる時に重 要である。このため、例えば、１つの帯域における増加したチャンネル負荷は、 この帯域とより小さなチャンネル負荷を持つ池の帯域との間のＲＦチャンネル・ レベル差を生じる結果とならない。

本発明の上記および他の目的、特徴および利点については、本発明の望ましい実 施態様と共に、添付図面に関して以降の記述を読むことにより更に明らかになる であろう。

（図面の簡単な説明） 図１は、ファイバ通信システムのブロック図、図２は、本発明による送信機のブ ロック図、図３は、図２の送信機の利得制御回路の概略図、図４は、本発明によ る受信機のブロック図、図５は、図４の受信機に対するＡＧＣ制御のブロック図 、図６は、本発明において用いられる相互インピーダンス受信機の概略図、図７ は、図４の減衰２；の概略図、 図８は、図５に示されるＡＧＣ制御の概略図、図９は、受信機の入ノＪ信号レベ ルと相互インピーダンス受信機の利得および減衰器７１失との関係を示すグラフ である。

（実施例） 図１は、ファイバ通信システムを示している。望ましい実施態様においては、本 発明がこれに限定されるものではないが、本システムはＣＡＴＶ　ＡＭファイバ ・システムである。複数のへッドエント変調器１０からの側々の周波数チャンネ ルが組合わせネットワーク１５ａおよび１５ｂに信号を供給する。組合わせネッ トワーク１５ａおよび１５ｂは、チャンネルを分配プラントにより送られる周波 数帯域に集中する。これらのチャンネル帯域は、レーザ送信機１７ａおよび１７ ｂに変調入力を提供する。例えば、送信機１７ａは、５０〜２７６ＭＴＩｚから の周波数帯域てＲＦ大入力受信し、送信機１７ｂは、２７６〜４６０あるいは５ ５０〜１ｌｌｚからの周波数帯域でＲＦ大入力受信する。ＡＭレーザ送信機１７ ａおよび１７ｂは、半導体レーザのバイアス電流を変調する信号を生じるため複 合ヘッドエンド信号を条件付けする。その結果、レーザから強度（電力）変調さ れた光信号を生じることになる。この光信号は、低損失の信号モード光ファイバ １８ａ、１、８　ｂにより光受信機２０ａ、２０ｂへ運ばれる。光受信機２０ａ 、２０ｂは、光信号を電気信号電流へ変換する光検出器を含む。この電気信号は 、ヘッドエンド複合チャンネル帯域の複写である。この信号は、結合器２１によ り組合わされ、増幅器２２により増幅され、分配プラントへ送られる。

図２は、本発明の望ましい実施態様による送信機１７ａのブロック図である。

結合器１５ａからのＲＦ倍信号、２０１において送信機１７ａへ入力される。こ の信号は、サージ・フィルタ２０２へ進む。サージ・フィルタ２０２は、例えば 、４０メガヘルツ（４０ＭＨｚ）より低い低周波信号およびノイズを濾波するよ うに設計された高域通過フィルタである。このような１８号およびノイズは、例 えば、雷あるいは他の電気的な妨害によるものである。次にこの信号は第１の減 衰器２０３へ進む。減衰器２０３は、本発明がこれに限定されるものではないが 、約５ｄＢまでの減衰を生じるように設計されたｐｉｎ減衰器であることが望ま しい。

減衰器２０３の出力は第１のハイブリッド増幅器２０４へ与えられ、この増幅器 は例えば１４ｄＢの増幅を生じる。ハイブリッド増幅器２０４の出力は、信号の 周波数応答をトリム即ち平滑化する周波数応答トリム回路２０５へ与えられる。

トリム回路２０５の出力は、第２の減衰器２０６へ与えられる。減衰器２０６は 、減衰器２０３と同じ方法で構成されたｐｉｎ減衰器であることが望ましいが、 これは必須ではない。減衰器２０６は、本発明がこれに限定されるものではない が、約５ｄＢまでの減衰を生じる。減衰器２０Ｇの出力はハイブリッド増幅器２ ０７へ与えられ、この増幅器は例えば１９ｄＢの増幅を行う。ハイブリッド増幅 器２０７は、送信機のこの点における信号レベルが著しく高いため、ハイブリッ ド増幅器２０４よりも良好な歪み特性を有することが望ましい。

ハイブリット増幅器２０７の出力は、方向性結合器２０８へ与えられる。方向性 結合器２０８の結合された信号は、ＲＦｔＪｔ合電力検出器２１４へ与えられる 。

検出された複合ＲＦ信号は、第１の減衰器駆動回路２１５と第２の減衰器駆動回 路２１６へ与えられる利得制御信号を生じるため用いられる。これらの駆動回路 の出力信号はそれぞれ、第１の減衰器２０３と第２の減衰器２０６を制御する。

検出された複合ＲＦレベルに従って、方向性結合器２０８の通過信号を一定レベ ルに維持するため必要に応じて減衰器２０３および２０６の減衰は変更される。

スイッチ２１７が手動調整器２１８と接触すると、第１および第２の減衰器駆動 回路２１５．２】６は例えばポテンショメータをセットすることにより手動で制 御される。

方向性結合器２０８の通過信号は、レーザ２１１に対する信号レベルを調整する ためのパット２０９へ与えられる。利得制御回路は、パッド２０９に対する信号 レベルが一定となりバンド２０９がこのレベルを調整することを保証する。バン ド２０９からのｌｉＭは、レーザ整合回路２１０へ与えられる。整合回路２１０ は、レーザのインピーダンスを下げるため７５オームの同軸システムと整合する 。レーザ整合回路２１０の出力は、レーザ２１１を変調する。レーザ２１１は、 一体の光遮蔽器、熱電気的ターラ監視フォトダイオードおよびサーミスタを有す る分配フィードバック（ＤＰＩ３）タイプであることが望ましい高性能アナログ ・レーザである。適正な出力出力レベルを維持するため、レーザの温度は冷却回 路２１２により制御される。レーザ・バイアス回路２１３を用いてレーザ・バイ アス電流を調整する。

図３は、図２の送信機の利得制御回路の概略図である。減衰器２０３は、ｐｉｎ 減衰器である。ｐ１ｎ減衰器は、ブリッジＴ−ネットワークである。ｐｌｎダイ オード３０１．３０２における電流が変化させられる時、ｐｉｎ減衰器の減衰は 変ｊヒする。ｐＩｎ減衰器は、約５ｄ［３の減衰を生じるように設＃１されてい る。

ｐｌｎダイオード３０１．３０２に流れる電流は、７５オームのインピーダンス を維持するため逆方向に変動する。ブリソノニーネットワークは図３に示される が、池の構成も使用することができる。減衰器２０６は、減衰器２０３と同じよ うに＋ｘ　代されたｐｉｎ減衰器であることが望ましい。

方向性結合器２０８の結合された信号は、ＲＦ険出出ダイオード３１３３１５へ 与えられる。２つのダイオードは、グイオート自体により生じるＣ８Ｏを低減す るため用いられる。検出された複合ＲＦ信弓はコンパレータ３２０へ与えられて 、ここでこの信号は温度補償されたＤＣ基準値と比較されて複合ＲＦレベルが」 二昇したか降下したかを決定する。ダイオード３１４．３１６は、ダイオード３ １３．３１５と整合させられて温度補償を行う。コンパレータ３２０の出力は、 積分器３３０へ与えられる。積分器３３０の積分出力は、増幅段３３５で増幅さ れて減衰器２０３．２０６のｐ１ｎダイオードに流れるよう駆動される電流を決 定するための利得制御信号を生じる。

へＧＣドライバ回路は、それぞれ、利得制御信号に応答して電流をｐ１ｎダイオ ードを介して駆動する電流ミラーを含んている。ｐＩｎ減衰器２０６においては 、電流の流れは、＋２４ボルトから、ＣＲ４，Ｌ１２．Ｒ１９，Ｕ２　（１）。

Ｕ２　（３）、Ｕｌ　（５）、Ｕｌ　（７）、Ｒ１８，Ｌ９．ＣＲ３，ＬＩＯを 介して接地へである。その利得制御信号は、この電流の大きさを、上記の検出し た信号レベルの変化に従って変化させる。

この電流ミラーの前の線形化回路網は、利得制御信号の電圧に対しｄＢで線形の 減衰を確保する。即ち、利得制御信号の電圧があるステップだけ変化したとき、 減衰は、それに対応するスケーリングしたステ／プだＩＪ変化するっｐ１ｎ減衰 器の各々に対し、この線形化回路網を１つ設ける。ｐｉｎ減衰器２０６用の線形 化回路網は、抵抗器Ｒ２６，Ｒ２７，Ｒ２８とダイオードＣＲ６，ＣＲ８，ＣＲ ＩＯとを含んでいる。

スイッチ２１７は、自動利得制御あるいは手動制御のどちらか一方を働かせる。

即ち、スイッチ２１７が極２と３に接触した場合には、利得制御を上述の通り自 動形式で動かせる。また、このスイッチが極１と２に接触した場合には、ポテン ショメータ３・４５の手動調節によって利得制御信号を決める。

スイッチ３６０は、現実のフィールド運用において使用するビデオ信号に比べ、 システム試験に使用する連続波（ＣＷ）信号のより高い電力を考慮に入れたもの である。このスイッチ３６０をＣＷ位置に切り換えると、ポテンショメータ３６ ２の設定値は、比較器３２０に印加された複合ＣＷ倍信号電力を減少させるよう に作用する。工場で複合ｃｗｉｔｉ力に従ってＡＧＣを設定してあった場合には 、現実のフィールド使用における通常のビデオ信号は、ＡＧＣ回路では電力損失 とみなし、これにより減衰の減少をもたらす。この減少は、減衰レンジを制限す るように作用する。また、試験中にスイッチ３６０をそのＣＷ位置に設定すると 、ビデオ信号による現実の使用の間、フルレンジの減衰を可能にする。

本発明では、２段階の減衰を利用している。こねは、減衰レンツの増大を可能に する。加えて、第１の利得段の前では大きな減衰を生じさせないということが望 ましいが、それは、その大きな減衰がキャリア対ノイズ比に悪影響を及ぼすこと があるからである。しかし、いくらかの減衰を第１利得段の前後で導入しても、 キャリア対ノイズ比は許容可能な程度に留まる。更に、第１利得段をより低い信 号レベルで動作させると、その段に起因する歪みが減少する。レーザーは送信機 における歪みの主要な原因であるため、より前の段での歪みの導入を制限するこ とが非常に望ましい。

分かるように、送信機は、複合電力料ｉｌ制御を行う。従って、レーザを変調す る複合ＲＦ電ツノを監視し、そして諸チャンネルの全スペクトルを、同じ量だけ 調節して一定の複合電力を維持するようにする。ＡＭレーザー送信機用の複合電 力ＡＧＣの利点は、これが、ヘッドエンドＲＦレベル変動及びチャンネル負荷変 化においても一定のレーザー変調指数を保持する点である。従って、最適の送信 機歪み性能が保たれる。加えて、複合電力ΔＧＣは、Ｒ濾過駆動状態からの保護 を行うのに使用できる。もし１つの変調器からのレベルがある大きな量だけ増大 すると、その複合電力ＡＧＣは、送信機人力複合電力のその増大を検出しそして レーザーを変調するＲＦレベルを調節する。

図４は、図１の受信機モジュール２０ａ、２０ｂのブロック図である。上記から 分かるように、一方の受信機が低い帯域の諸チャンネルを受けそして他方の受信 機がそれより高い帯域の諸チャンネルを受けるようにすることができる。このこ とを除けば、それら２つの受信機は同じてあり、従って受信機２０ａについて詳 細に説明するが、以１の記述は、その双方に当てはまるものである。ファイバ１ ８ａが運ぶ光信号は、フォトダイオード４０１に入射する。フォトダイオード４ ０１は、この光信づを光電効果によって電流に変換する。次に、その電流をプソ ノユブル・トランスインピーダンス増幅器４０２に印加し、そして増幅器／１０ ２は、それを増幅した形のＲＦ倍信号変換する。ブノンユプル・トランスインピ ーダンス増幅器４０２の出力のそのＲＦ倍信号、広帯域スペクトルのビデオ信号 から成っている。トランスインピーダンス増幅器４０２は、利得回路を含んでお り、この利得回路は、自動利得制＠　（ＡＧＣ）回路により決められた指定のＲ Ｆ出力レベルを保持するようにする。フォトダイオード４０１とトランスインピ ーダンス増幅器４０２とは、−緒になって、トランスインピーダンス受信機を構 成している。このトランスインピーダンス受信機と自動利得制御とは、以下に更 に詳細に説明する。

トランスインピーダンス増幅器４０２の出力は、次に低域フィルタ４０４の入力 に進む。フィルタ４０４は、高いシステム性能を維持するために、多帯域システ ムで使用する。このフィルタのタイプ並びにカットオフ周波数は、システム要件 により決まる。一方、高域受信機２０ｂでのそのフィルタは、高域フィルタとな る。単一帯域システムでは、フィルタ４０４を含めたりあるいはンヤンバを設け たりするようにすることができる。

フィルタ４０４の出力の信号は、減衰器４０５に供給する。この減衰器４０５は 、ｐｉｎ減衰器のような可変減衰ブロックである。減衰器４０５の減衰は、以下 に詳述するＡＧＣ回路により制御する。ここで、２〜３ｄＢの挿入損失があると すると、減衰器４０５は、ある最小限の減衰から、はぼ６〜１０ｄＢの追加減衰 までの減衰を行う。

この信号が減衰器４０５を通った後、ハイブリッド増幅器４０６に加わる。この ハイブリッド増幅器４０６は、ある所望のモジュール出力レベルを得るのに必要 な利得を提供する。ハイブリッド増幅器４０６の出力は、方向性結合器４０７に 加わる。方向性結合器４０７のスルー信号は、トリム回路網４０８に進む。この トリム回路網４０８は、本モジュールの応答をレベルアウトするＲＦ回路網であ る。その応答の変動は、ｌ・ランスインピーダンス増幅器４０２、減衰器４０５ 、漂遊容量に起因して生じるものがある。例えばＩ・リム回路網４０８は、フィ ルタ４０４の通過帯域の縁でロールオフするキャリアを°゛ピークアップ（ｐｅ ａｋ　ｕｐ）”する。このトリム回路網４０８は、シングル帯域システムでは必 要とされないことがあるが、それは、上記から分かるように、そのようなシステ ムではフィルタを使用する必要がないからである。トリム回路網４０８の出力は 、パッド４０９に進む。このパッド４０９により、受信機モジコールからのＲＦ 出力レベルを手動調節する機能が与えられる。パッド１１０９は、高チャンネル 及び低チャンネル受信機の出力を整合させるのを可能にする。パッドｌＩ　０９ からの信号は、等装器４　Ｊ、　０に進む。等装器４１０は、ＲＦ倍信号チルト 又はフラットの傾斜に対する補償、あるいは受信機モノニールの出力４１１ての 所望のチルトの提供、もしくはそれらの両方を行う。

方向性結合器・１０７の結合されたＲＦ倍信号、ＡＧＣ回路４】２て監視する。

ＡＧＣ回路４１２は、検知器／積分器１１１５と、トライバ回路４１６とを含ん でいる。

ＲＦ倍信号内のＡＧＣ回路４１２が監視する部分は、まず初めにバンド４１３に 進む。バンド１１１３は、検知器／積分器〆１１５に供給するＲＦ倍信号レベル の調節を可能にする。次に、このＲＦ倍信号帯域フィルタ４１４に通す。帯域フ ィルタ４１４は、はぼ６〜１０メ力ヘルツ幅の中−チャンネルのヘリカル・フィ ルタである。この帯域フィルタ４１４は、そのＲＦ倍信号内の１つのチャンネル のみを通過させるものであり、従ってフィルタ４１４の通過帯域中心周波数は、 希望のバイロフト・チャンネルを通すように選択する。従って、全チャンネルの ＲＦレベルは、そのパイロット・チャンネルのレベルに基づいて十Ｆに調節され る。

このパイロット・チャンネルＲＦ信号は、検知器４１５の入力に印加する。検知 器４１５は、そのバイロフト・チャンネルＲＦ信号をＤＣ電圧に変換し、そして このＤＣ電圧をある基準電圧と比較する。この比較結果が、本モジュール内の相 対ＲＦレベルを決める。モジュール内のこのＲＦレレベに比例したＤＣ信号は、 次にＡＧＣＩ’ライバ回路・１１６に供給する。

ＡＧＣドライバ回路４１６は、プソンユブル・トランスインピーダンス増幅器４ ０２の利得を調節するための信号４１７と、所要のモジュールＲＦ出力しベルを 得るために必要な減衰器１１０５の減衰量を調節するための出力４１８を出力す る。このように、この受信機のレベル制御は２つのステージで実現されるが、本 願発明はこの聾様に限定されるものではない。第１のステージは、プッシュプル ・トランスインピーダンス受信機にお１フる１１１得制御卸ステーノである。こ のステージの目的は、トランスインピーダンス受信機からの特定の最小出力レベ ルを維持することである。ｌ・ランスインピーダンス受信機からの特定の最小出 力レベルを維持することは、システムの高いキャリヤ体雑音比を得るために望ま しい。この第１のステー７は、約６ｄＢの利得制御範囲を与える。ＡＧＣシステ ムの第２の利得制御ステージは減衰器４０５である。この第２のステージは一定 の出力レベルを維持し、ＡＧＣシステムに付加的な利得制御範囲を与える。好適 な実施例においては、減衰器４０５て約８ｄＢの減衰量制御が有る。スイッチを 用いて手動モードに切り換えることができる。手動モードにおいては、ポテンシ ョメータ４１９をセットして利得を制御する。

ノングル・キャリヤ・パイロット型のＡＧＣは、受信機の出力に一定のＲＦチャ ンネル・レベルを維持する。この技術の基本的な利点は、受信機増幅器と後置増 幅器による、一定のＲＦ出力レベルと、システムＣＮＲに対する一定の寄与であ る。受信機のＲＦチャンネル出力レベルは、受信された光信号強度や変調率やチ ャンネル負荷の変化に拘わらず一定に維持される。

第５図は、第１１図の受信機のためのＡＧＣ制御装置４１２のブロック図である 。

フィルタ４１４（第４図）からのバイロフト・チャンネルはＲＦ検知器５１５へ 与えられる。ＲＦ検知器５１５は、検知されたＲＦ倍信号包絡線に比例した信号 を供給する。この信号はピーク検知器５２５に送られる。ピーク検知器５２５は 、包絡線信号を一定のＤＣ信号に変換し、そのＤＣ信号の振幅は包格線信号のピ ークに比例する。信号は、ピーク検知器５２５の次に積分器５２Ｇへ送られる。

積分器５２６は、ＡＧＣ回路の応答時間を効果的に減速し、その結果、受信機の 出力における信号レベルの変化は迅速でない。信号は次に自動／手動選択スイッ チ５２７を介して送られる。スイッチが自動位置のとき、積分器５２６の出力が 自動利得制御動作のための制御信号を与える。スイッチが手動位置のとき、手動 で調節されるポテンショメータ４１９によって与えられるＤＣ電圧が利得をセ、 ソ卜する。自動／手動選択スイッチからのＤＣ信号が利得制御信号である。この 利得制御信号は、減衰器ドライブ回路５３０とトランスインピーダンス受信機利 得ドライブ回路５３１へ入力される。

第６図は、本願発明と共に用いられるトランスインピーダンス受信機の概略図で ある。図を参即すると、好適にはフォトダイオード６２０である光検知器が、光 ファイバー］８ａによって（第１図参照）送られてくる光入力信号を受け取る。

フォトダイオード６２０のカソード端子６１１は、抵抗器Ｒ１を介して、好適な 実施例では＋１５ボルトであるＤＣ電圧に接続される。フォトダイオード６２０ のアノード端子６１３は、抵抗器Ｒ２を介して接地される。フォトダイオード６ ２０の端子６１１は、コンデンサＣｌ０Ｉを介して第１のトランスインピーダン ス増幅器６００へ信号を供給する。同様に、フォトダイオード６２０の端子６１ ３は、コンデンサＣ２０１を介して第２のトランス・インピーダンス増幅器６゜ １へ信号を供給する。これらのトランスインピーダンス増幅器６００及び６０１ は両方とも、同一の構成であり、トランスインピーダンス増幅器６００に対する 以下の説明は、トランスインピーダンス増幅器６０１にも当てはまる。この事に ついて、増幅器６００の各構成要素の識別番号の１０の位と１の位の数字が、増 幅器６０１の対応する構成要素の識別番号の１０の位と１の位の数字と等しいこ とに注意されたい。

トランスインピーダンス増幅器６００は、電界効果トランジスタＱ　１２０の回 りに組み立てられており、そのソース端子（Ｓ）は接地されている。フィードバ ック経路が、フィードバンク抵抗器Ｒ１２１によって、電界効果トランジスタＱ １２０のドレイン端子（Ｄ）の間に与えられている。

電界効果ｌ・ランノスタＱ１２０のゲートは、阻止コンデンサＣｌ０Ｉを介して 与えられる入力ＲＦ信号に接続される。電界効果トランジスタＱ　１２０のゲー トに与えられるＤＣ電圧は、トランジスター１１０の回りに組み立てられた、バ イアス調整回路によって効果的に制御される。トランジスタＱＩＩＯのベースは 、抵抗器Ｒ１，７を介して接地され、抵抗器Ｒ１６及びＲ１５を介して＋１５ボ ルト電源に接続される。Ｒ１５、ＲＩ６及びＲ１７は、トランジスタＱ］、１０ のベースへの、約＋３ボルトの入力バイアス基準電圧を−りえるように選択され る。トランジスタＱ１１０のコレクタは、明止コンデンサＣＩＯ／Ｉを介して接 地され、抵抗器Ｒ１０３及びＲ１１５を介して一１５ホルトＤＣ電源へ接続され る。トランジスター１１０のコレクタはまた、コイル＋−１０５を介して電界効 果トランジスタＱ１２０のゲートへも接続さ第１る。ＱＩＩＯのエミッタは、抵 抗器Ｒ１，０７を介して一１５ポル１−ＤＣ電源へ接続され、高周波信号に対し ては本質的に開回路であるコイルＬ　１．０８を介して電界効果トランジスタＱ 　１．２０のドレインへ接続される。トランジスター０１１０のエミッタから接 地への経路は、阻止コンデンサＣ１０６とツェナーダイオードＣＲ１３０によっ て与えられ、これは通常導通状態でありＱ１２０のソース対ドレイン電圧を電源 断の間、０Ｎ１０ＦＦの間に制限するように機能する。トランジスタＱ１２０は 、最大電圧負荷が５ボルトであるガリウム砒素電界効果トランジスタ（ＧＡＳＦ ＥＴ）である。

上記の回路において、トランジスタＱ１１０のベース・エミッタ間の電圧降下は 、約０．７ボルトである。従って、もしこのトランジスタが導通状態でも、トラ ンジスタＱ１１０のエミッタの電圧は約＋３．７ボルトになる。

上記の回路において、コイルＬ１０８はＤＣ信号に対しては短絡回路として動作 し、問題となっている高周波ＡＣ信号（即ち５０Ｍｈｚ以上）に対しては純粋な 抵抗性の要素として動作するように構成される。好適には、Ｒ１０８は５０Ｍｈ ｚ乃至５５０Ｍｈｚの範囲の周波数では約６００乃至７００オームの抵抗性のイ ンピーダンスを表す。コイルＬ　ｉ　Ｏ８は、３０番のエナメル線の５回巻線で よい。

電界効果トランジスタＱ１２０のドレーン端子は、高インピーダンス・バッファ 増幅段を介して出力変圧器３００の一次側巻線の端子３０１に接続される。バッ ファ増幅段は、ソースが抵抗Ｒ１３３およびＲ１３４を介して接地するように接 続されたトランジスタＱ１４０を含む。接地する無線周波経路が、阻止コンデン サＣ１３２により抵抗Ｒ１３３、Ｒ１３４間の回路の１点から提供される。トラ ンジスタＱ１４０のドレーンは、出力変圧器３００の一次側巻線の端子３０１に 接続され、トランジスタＱ１４０のゲートは電界効果トランジスタＱ１２０のド レーン端子に接続されている。

出力変圧器３００は、広帯域増幅器用途のため広く用いられるタイプと類似する フェライト・コア変圧器である。出力変圧器の一次側巻線の端子３０３は、他の 相互インピーダンス増幅器５０１の出力に接続されている。−次側巻線の中心タ ップ端子３０２は、抵抗Ｒ３１２、Ｒ３１】を介して＋１５ボルトの電源と接続 され、阻止コンデンサＣ３１３を介して接地さねている。変圧器３００は、２対 １の巻線比あるいは４対１のインピーダンス比を持つことが望ましい。変圧器３ ００は、その出力端子３０５．３０４における不均衡な負荷インピーダンスをト ランジスタＱ１４０、Ｑ２４０のドレーンに対する均衡負荷へ変換するように働 く。変圧器の一次側巻線の中心タップ端子３０２は、この点で接地するＡＣ短絡 を行い、またトランジスタＱ　１１１０のドレーンに対するＤＣノくイアスミ圧 に対する経路を提供する。

阻止コンデンサＣ３１７は、端子３０４からＲＦ倍信号対する接地までの経路を 提供腰阻止コンデンｔｃ３１０は受信機の出力端子に対する無線周波信号の経路 を提供する。受信機の出力は、任意に、コンパレータＣ４０３と直列に接続され た抵抗・１０１を含む等化回路網４００と接続され、このコン／くレータは更に 共振誘導子Ｌ４０２を介して接地される。等化回路網４００は、回路の残部にお ける欠陥により生じる受信機の応答におりる非線形性を補正するために用いられ る。

相互インピーダンスＦＥＴＱ１２０のフィードパ・ツク抵抗Ｒ１２１が固定され ると、フォトダイオード５２０に入射する所与の光信号に対して、ＦＥＴＱ１２ ０により所′ｊのＲＦレレベが与えられる。先入ノルヘルが変化すると、ＲＦ出 力レベルはこれに対応して変化することになる。バッファ増幅器の後で、利得制 御が行われる。

本発明の相互インピーダンスもまた、自動利得制御回路を含む。ＤＣ制御電圧は ＲＦ出力線」二に入力される。本受信機においては、ＤＣ制御電圧はＴＩＲ利得 駆動回路５３１　（図５）の出力である。コンデンサＣ３１０は、ＤＣ電圧がＲ Ｆ出力トランンスタＱｌ　４０、Ｑ２４０に影響を及ぼすことを阻止する。この ＤＣ電圧は、抵抗Ｒ６１５、Ｒ６１６を介してｐｉｎダイオードＣＲ４１７をノ くイアスするように働く。ｐ１ｎダイオードＣＲ４１７のＡＣは、（コンデンサ Ｃ４１８の存在により）出力ＦＥＴＱ１４０、Ｑ２４０のソースを結合する。ダ イオ−）＝’ＣＲ−４］　７がオフとなって高インピーダンスを提供する時、こ れは何らの作用も生じず、相互インピーダンス受信機が最大利得て動作する。Ｄ Ｃ制御電圧が増加する時ダイオードＣＲＩ１１７がオンになると、ダイオードＣ Ｒ４１７は更に低いインピーダンスとして見え、トランジスタＱ１４０、Ｑ　２ 　／Ｉ　Ｏの分岐線における低下が増加する、即ち、トランジスタＱ１４０、Ｑ ２４０の利得が減少させられる。このため、出力レベルは、ＴＩＲ利得駆動回路 ５３１の出力に従って、ダイオ−）’ＣＲ４１７のバイアスを変化させることに より出力トランジスタＱ１４０、Ｑ２４０の利得を変動させることで変動させる ことができる。

図７は、減衰器４０５およびその関連する回路の概略図である。このブロック図 におけるブロックと対応する概略図の各部は、同じ参照番号を用いて識別する。

減衰器駆動回路５３０からの減衰器制御信号４１８は、図７に示される如くｐ１ ｎ減衰器である減衰器４０５の減衰を決定する。ｐｉｎダイオードの抵抗値は、 これに流れる電流の関数である。この電流を適当に制御することにより、減衰を 制御することができる。即ち、減衰器制御信号４１８を制御することにより、各 ｐｉｎダイオードに流れる電流は反対方向に変化させられ、減衰量が変化させら れる。この状態は、ｐｉｎ減衰器４０５により流れる信号のＲＦレベルを変化さ せる。

同様に、制御信号４１７は、相互インピーダンス受信機の利得を制御する。先に 述べたように、相互インピーダンス受信機のＲＦ出力線は、その増幅器の利得を 制御するためこれに重なるＤＣ制御信号を有する。相互インピーダンス受信機の 制御信ワ４１７とｐｉｎ減衰器制御信号４１８の関係については、以下に説明す る。

図８は、図５に示した構成要素の概略図である。図８において、ＲＦ大入力図示 の如くに与えられる。ＣＲＩは検出ダイオードである。ＣＲ２は、整合されたダ イオードである。エンベロープ検出器の出力はこれに対するＤＣバイアスを有す る。第２のグイオートは、これに対する同じＤＣバイアスを有する。第１のＤＣ バイアスは第２のＩ）Ｃバイアスから差引かれて、温度、エージングなどによる ドリフトを補償する。ＲＦエンベロープは、演算増幅器８１０の出力に与えられ る。演算増幅器８１５は、ピーク検出器５２５の一部である。ＲＦエンベロープ は、ＲＦ変調、即ち、画像の関数である。水平同期パルスの後に画像情報が続匂 演算増幅器８１５を用いて、最大レベル、即ち、水平同期パルスのレベルを決定 する。ピーク検出器は、最大信号レベルにおけるドリフトに緩やかに追従する。

演算増幅器８１５の出力は、積分器５２６の演算増幅器８２５へ与えられる。固 定１匝が１つの人力に与えられ、他の入力における電圧はピーク検出器５２５の 出力である。積分器５２６の出力は、これらの信号間の差の積分である。この出 力は、誤差電圧として知られ、２つの入力信司間の差の測定値である。

この誤差信号は、実質的に全てのＡＧＣ制御線を調整する信号である。自動調整 ポテンショメータ８７０を変化させることにより、演算増幅器８２５の負の入力 に与えられるＤＣ電圧はより大きいか小さくなり、これにより誤差電圧はより大 きいか小さくなる。これは、相互インピーダンス受信機および減衰器を制御する より大きいか小さい電圧信号を生成する。即ち、ピーク検出器出力が与えられる と、ポテンショメータを変動させることにより、減衰器は異なるレベルに定める ことができる。このため、所与のレベルの所与の時間におけるＲＦ比出力較正を 可能にする。例えば、ＲＦ入ノＪが１７ｄＢｍＶであるならば、相互インピーダ ンス受信機の利得は６ｄＢとなり、減衰の減衰器はＯｄＢとなる。

誤差電圧は自動／手動スイッチ５２７へ進む。このスイッチは、利得制御が誤差 電圧に基くかあるいは手動モードのポテンショメータ４１９により決定される如 き電圧に基くかを選択する。

本例においては、相互インピーダンス増幅器およびｐ１ｎ減衰器のダイオード回 路の線形制御に対する動作範囲は、−５ボルトと＋５ボルトの間にある。即ち、 誤差電圧またはボテンンヨメータ８９６により決定される電圧（以下本文では、 「制御信号」とする）が−５ボルトと＋５ボルトの間にある時、相互インピーダ ンス受信機の利得と減衰の減衰器が制御される。この範囲の外では、警報の如き 標識がオペレータに対して与えられる。

演算増幅器８５８の出力は、ＴＩＲ利得制御へ与えられ、演算増幅器８５９の出 力はｐｉｎ減衰器の制御回路へ進む。これらは、これら減衰器に対する実際の駆 動電圧である。これら演算増幅器の入力に対する制御信号が約−５ボルトと約０ ポル１−の間にある時、演算増幅器８５８の出力は変動して、相互インピーダン ス受信機の利得を然るべく制御する。演算増幅器８５９の出力は、制御信号が一 ５ポル１−とＯボルト間の範囲内にある時、ｐｉｎ減衰器が最小の減衰状態を有 する電圧で一定のままである。制御信号がＯホルトから＋５ボルトへ変化すると 、演算増幅器８５９の出力は最小の減衰から最大の減衰への減衰器の減衰を変化 させるように変化する。この範囲内では、演算増幅器８５８の出力は一定のまま であり、相互インピーダンス受信機の利得は最小値のままである。

図９は、本発明による利得制御の構成を示す。同図は、受信機の入力信号レベル と相互インピーダンス受信機の利得およびｐｌｎ減衰器の損失との関係のグラフ を示している。実線で示されるように、受信機の人力信号レベルが最初にある初 期値から増加させられると、相互インピーダンス受信機の利得は減少させられる 。この状態は、相互インピーダンス受信機からの一定の出力信号レベルを破線で 示される如くに維持し、また受信機モンコールからの一定の出力信号レベルを維 持する。破線によれば、この初期の増加の間ｐｆｎ減衰器の損失がその最小値で 一定に止まることが判る。

相互インピーダンス受信機の利得がその最小値に制御されると、受信機の入力信 号１ノベルにおけるこれ以上の増加は、破線により示される如き相互インピーダ ンス受信機の信号レベル出力における増加を生じる結果となる。しかし、この点 で、ｐ１ｎ減衰器は破線で示される如く減衰し始める。これは、相互インピーダ ンス受信機の出力が増加しつつあっても、破線により示される如く一定の受信機 出力信号レベルを維持するように働く。従って、受信機の出力信号レベルは、広 い範囲の入力信号レベルにわたって一定の状態を維持する。

本発明の更に別の特徴は、複合電力タイプのＡＧＣが送信機において実現されパ イロット・チャンネル・タイプのＡＧＣが受信機において実現されるファイバ・ 　。

システムである。ΔＭファイバ・リンクを含むファイバ・システムの性能に対す るヘッドエンド信号レベルの維持の重要性は大きく、安定性は送信機における複 合電力検出ＡＧＣの使用により増すことができる。受信機においては、信号レベ ルは、光損失の変化、チャンネル負荷の変化、およびパイロット・キャリヤＡＧ Ｃの使用による装置の変動との関係において最もよく安定化することができる。

パイロット・キャリヤ・タイプのＡＧＣは、チャンネル負荷が増加するならば、 増加したシステム歪みを結果として得ることができる。しかし、複合電力を持つ 送信機を用いる時、ＡＧＣの歪みは変化しないままである。このため、システム のオペレータは、システム性能を犠牲にすることな（チャンネルの増加における 大きな柔軟性を有する。

受信機におけるパイロット・キャリヤ八ＧＣの使用は、図１に示される如き多帯 域システムにおける別の利点を提供する。このＡＧＣ法は、帯域間の一定ＲＦチ ャンネル・レベルをそれぞれする。このため、帯域により送られるチャンネル数 の変化は、異なる帯域におけるチャンネル・レベルに影響を及ぼすことはない。

本発明については望ましい実施態様に関して記述したが、請求の範囲に記載され る如く本発明の趣旨および範囲から逸脱することなく多くの変更および修正が可 能なことが明らかであろう。

手続補正書

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. １．ファイバ通信システムにおいて使用される送信機において、複合電気信号を 受信する入力端子と、 前記複合電気信号を処理してレーザ変調信号を生成する処理手段と、レーザ変調 信号に応答して前記複合電気信号と対応する変調光信号を出力するレーザと、 複合電気信号のレベルを検出する検出手段と、前記複合電気信号のレベルに応答 して第１および第２のレベル設定回路を調整し、該複合電気信号のレベルを予め 定めたレベルに維持する調整手段とを設けてなる送信機。
2. ２．前記第１および第２のレベル設定回路が、減衰回路を含む請求の範囲第１項 記載の送信機。
3. ３．前記第１および第２のレベル設定回路がｐｉｎ減衰器を含む請求の範囲第１ 項記載の送信機。
4. ４．前記処理手段が更に、 前記複合電気信号を増幅する第１の増幅器を含み、前記第１のレベル設定回路の 出力が前記第１の増幅器の入力に与えられ、前記複合電気信号を増幅する第２の 増幅器を含み、前記第２のレベル設定手段の出力が前記第２の増幅器の入力に与 えられる請求の範囲第１項記載の送信機。
5. ５．ファイバ通信システムにおいて使用される受信機において、受信した光信号 を電流に変換する光検出器と、前記電流を受取り複合電気信号を出力する可変利 得増幅器と、前記複合電気信号を処理して受信した光信号と対応する出力を免じ る処理手段であって、前記複合電気信号のレベルを設定するレベル設定回路を含 む処理手段と、 前記複合電気信号の予め定めた部分のレベルを検出する検出手段と、検出された レベルに応答して前記可変利得増幅器および前記レベル設定回路を調整し、前記 複合電気信号のレベルを予め定めたレベルに維持する調整手段とを設けてなる受 信機。
6. ６．前記可変利得増幅器が可変利得相互インピーダンス増幅器を含む請求の範囲 第５項記載の受信機。
7. ７．前記レベル設定回路が減衰回路を含む請求の範囲第５項記載の受信機。
8. ８．前記レベル設定回路がｐｉｎ減衰器を含む請求の範囲第５項記載の受信機。
9. ９．前記調整手段が、前記可変利得増幅器の利得を調整する第１の信号を生成す る第１の調整回路と、前記レベル設定回路により設定されるレベルを調整する第 ２の信号を生成する第２の調整回路とを含む請求の範囲第５項記載の受信機。
10. １０．前記レベル設定回路により設定されるレベルが一定である間、前記第１の 調整回路が前記可変利得増幅器の利得を調整する請求の範囲第９項記載の受信機 。
11. １１．前記可変利得増幅器の利得が一定である間、前記第２の調整回路が前記レ ベル設定手段により設定されるレベルを調整する請求の範囲第９項記載の受信機 。
12. １２．光ファイバ通信システムにおいて、複合電気信号と対応する光信号を送信 する送信機であって、前記電気信号のレベルを設定するレベル設定回路と、複合 電気信号のレベルい応答して前記レベル設定回路により設定されるレベルを調整 する調整手段とを含む送信機と、前記送信機から光信号を受取り、該光信号と対 応する複合電気信号を出力する受信機であって、前記複合電気信号のレベルを設 定するレベル設定回路と、前記複合電気信号の予め定めた部分のレベルに応答し て前記レベル設定回路により設定されるレベルを調整する調整手段とを含む受信 機と、を具備する光ファイバ通信システム。
13. １３．ファイバ通信システムのための受信機において、各光信号を受取り各複合 電気信号を出力する第１および第２の受信装置と、該第１および第２の受信装置 の出力を１つの出力複合電気信号に合成する結合器と を設けてなり、 該第１および第２の受信装置の各々が、受信した光信号を電流に変換する光検出 器と、前記電流を受取り複合電気信号を出力する可変利得増幅器と、該複合電気 信号を処理して受信した光信号と対応する出力を生じる処理手段とを含み、 前記処理手段が、 前記複合電気信号のレベルを設定するレベル設定回路と、前記複合電気信号の予 め定めた部分のレベルを検出する検出手段と、検出されたレベルに応答して前記 可変利得増幅器および前記レベル設定回路を調整し、前記複合電気信号のレベル を予め定めたレベルに維持する調整手段と、を含む受信機。