JP2008510383A - 信号パワーレベル検出方法及び回路 - Google Patents

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Abstract

入力側の光信号のレベルの変化に対して、出力信号のレベルを一定に保ち、光受信機の出力パワーレベルを検出する回路及び方法を提供する。フォトディテクタは、光信号を検出し、フォトディテクタからの電流は、増幅器に供給される。増幅器は、差動トランスインピーダンス増幅器であってもよく、又は差動出力増幅器に接続されたデュアルトランスインピーダンス増幅器であってもよい。増幅器の出力信号は、信号検出器に供給され、信号検出器の出力信号は、光受信機の出力パワーレベルを示す。

Description

関連出願
本出願は、2004年8月12日に出願された米国仮特許出願第60/601,018号、発明の名称「線形ブロードバンド配信システムのための光受信機及び増幅器(OPTICAL RECEIVERS AND AMPLIFIERS FOR LINEAR BROADBAND DISTRIBUTION SYSTEMS)」の優先権を主張し、この特許出願は、引用により本願に援用される。
本発明は、光受信機のための回路に関し、特に、光受信機のためのレベル検出器及び自動利得制御回路に関する。
例えば、ハイブリッドファイバ同軸ケーブル(Hybrid-Fiber-Coax:HFC)、ファイバツーザカーブ(Fiber-To-The-Curb:FTTC)、ファイバツーザホーム(Fiber-To-The-Home:FTTH)等の通信システムを介したビデオサービスの配信では、旧型のアナログNTSC信号フォーマットをサポートするために高ダイナミックレンジ技術を必要とすることが多い。これらのビデオシステムは、全て、振幅変調(AM)された光搬送波を用い、光を情報で変調するための光送信機を必要とする。また、これらのビデオシステムは、セットトップボックス又はNTSCテレビジョンセット等の宅内装置端末装置で使用するために、信号を復調し、増幅する光受信機を必要とする。
アナログRFビデオ配信システムで用いられる基本的な光リンクを図1に示す。ここでは、FTTPのアナログのRFシステムを示しているが、この原理は、HFC又はFTTCシステムにも同様に適用可能である。光送信機は、マルチチャンネル信号を取り込み、線形的な手法で光源を振幅変調(AM)する。コンテンツは、標準NTSCアナログテレビジョンチャンネルであってもよく、ケーブルモデムシステム等で用いられているデジタル変調された搬送波であってもよい。このシステムは、主に、ビデオサービスを搬送するために設計されているが、高速データ通信や電話等の高度なデジタルサービスを搬送するために用いられることも多い。光送信機の出力信号は、エルビウム添加ファイバ増幅器(Erbium Doped Fiber Amplifier:EDFA)に供給され、EDFAは、大きな雑音又は歪みを生じさせることなく、光パワーレベルを大幅に高める。そして、EDFA高パワー出力信号は、多くのユーザに信号を供給するために、光学スプリッタによってファンアウト(fanned out)される。ファンアウト又は分配比は、通常、1:32又は1:64である。そして、振幅変調光信号は、入射光に対する検波器として機能するフォトディテクタによって、電気信号に復調される。トランスインピーダンス増幅器は、電気信号を増幅し、これにより得られる信号は、宅内機器又は更なる同軸配信システムへの配信に適当なレベルになる。
一般的なデプロイメントにおけるユーザ側の空間ダイバシチ及び光リンクバジェットの可変的な性質のために光路損失は、大きく変化することがある。例えば、ファイバの実長は、都市環境より田園地帯で長くなりやすい。また、敷設された特定の光プラントによって、パッチパネルやスプライスのように損失要素の数及び位置も変化する。広範囲に亘る光プラントを、広いスケールで容易に展開するためには、広い光学ダイナミックレンジで動作する光受信機を実現することが非常に望ましい。例えば、デプロイメントの初期における幾つかの3波長のFTTPシステムでは、好ましい光損失バジェットは、10〜28dBの間である。しかしながら、FTTPシステムの1550nm波長ビデオパートのための光受信機は、約7dB又は8dB程度のダイナミックレンジしかサポートしていない。ビデオ光受信機の光学ダイナミックレンジが狭いと、比較的狭い光入力ウィンドウへの適応化への労力が必要であり、FTTPデプロイメントは、より困難になる。ビデオ受信機のダイナミックレンジが1550nmであれば、FTTPデプロイメントは、より簡単になる。
設置及び整備のコストを最小化するために、サービスプロバイダは、光受信機のRF出力信号を、光ダイナミックレンジに亘って、一定のレベルに保つことを望んでいる。入力光条件が変化しても、RF機器(例えば、テレビジョンセット又はセットトップボックス)の入力レベルが一定となるように、RF出力信号のレベルは、変化しないことが望ましい。このために、光受信機は、多くの場合、自動利得制御(automatic gain control:AGC)回路を用いてRF出力信号のレベルを調整する。
このための一般的な技術を図2に示す。トランスインピーダンス増幅器の出力信号は、制御信号によって損失特性を調整できる可変減衰器に供給される。また、可変減衰器に代わって可変利得回路を用いることもできる。可変減衰器の出力信号は、方向性カプラ(direction coupler)に供給され、方向性カプラは、受信機から出る信号の僅かな部分を信号検出器に結合する。そして、方向性カプラの出力信号は、多くの場合、同軸ケーブル、スプリッタ及び端末装置を備えるRF配電網に供給される。信号検出器回路は、受信機から出るエネルギを検出し、これを示す信号を、可変減衰器を調整するためのサーボ機構を含むAGC回路に供給する。何らかの理由でレベル検出器の出力信号がAGC制御ブロック内の基準に比べて小さくなっている場合、AGC制御ブロックは、RF信号のパスにおける減衰量を減少させ、RF出力信号を大きくする。
このようにして、AGC制御ブロックは、継続的に可変減衰器を調整し、これにより、RF出力信号のレベルは、予想される様々な変化に対して、一定に保たれる。よく知られている変化としては、入射光に対する光変調度(optical modulation index:OMI)の深さの変化、入射光のパワーレベルの変化、フォトディテクタ応答の変化、及びトランスインピーダンス利得の変化等がある。これらの量は、時間、温度に応じて、及び単体間で変化するため、受信機の特性を自動的に調整できることが非常に望ましい。
カプラの方向性には、注意が必要である。順方向に進む信号を逆方向に進む信号から分離する方向性カプラの能力が劣っていると、RF配電網からの信号反射が信号検出器に入ってしまうが、これは望ましくない。FTTPネットワークの場合、住居内のRF配電網のインピーダンスの制御が不十分であるため、受信機からの適切な出力レベルを保証するために、良好な方向性が必要である。
図2に示すAGC技術には、コスト及び複雑さに関する課題がある。広帯域の方向性素子は、開口が小さいフェライト磁心の周囲に細いワイヤの複数の巻線が必要である場合が多く、この製造のために大きな労力が費やされる。AGC回路において、フェライト巻線素子をなくすことができれば、製造コストを直接低減することができる。また、広帯域カプラによって、受信機出力に損失が生じる。損失−損失方向性カプラ(loss-loss directional coupler)を用いることもできるが、この場合、信号検出器に結合される信号の量が犠牲になる。
最良の信号検出器性能を実現するためには、レベル検出器ブロックの検出素子に入る信号のレベルをより高くすることが望ましい。適切なRFドライブがなければ、レベル検出器の出力電圧レベルは低くなり、このために、例えば、AGC制御ブロックにおけるオフセット電圧等の精度性能のレベルが高い高価な演算増幅器が必要となる。この問題に対処するために、方向性カプラの結合出力端子と、信号検出器の入力端子との間にRF後置増幅器が設けられることも多い。しかしながら、このためにコストが高くなる。
光受信機は、例えば、Skrobkoによる米国特許第6,674,967号に開示され、当分野では、「光AGC」として知られている手法として、入力光条件を感知することによって、出力レベル制御を行うことも多い。ここでフォトディテクタに引き込まれるDC電流の量は、受信機に衝突する光パワーの量に比例する。この情報を用いて、受信機の出力レベルを調整することができる。入力パワーが大きければ、出力レベルを一定に保つ量に受信機利得を調整できる。光量が少ない場合、受信機利得は、出力をレベルを一定に維持するために必要な量だけ高められる。この手法の問題点は、開ループ回路として実現される点である。すなわち、この手法では、入力光OMIの変化又は受信機の利得の変化に対して調整を行うことはできない。
光AGC法においても、受信機を出る信号の量に関する情報を指示することが望まれることが多い。これらの場合、利得の調整においてレベル検出器の出力を用いなくても、方向性レベル検出器が望ましい。
図2に示す受信機のトランスインピーダンス増幅器(trans-impedance amplifier:TIA)部の周波数応答の大部分は、カソード及びアノードに亘って現れるフォトディテクタ接合容量によって形成される極及びTIAの実効入力インピーダンスによって決定する。Cole他による米国特許第5,095,286号における従来の技術の説明で述べられているように、出力から入力への並列フィードバックは、トランスインピーダンス増幅器を形成し、フォトディテクタ容量の影響を最小化し、広帯域幅を実現するのに有効である。Kruseによる米国特許第4,998,012号に開示されているように、トランスインピーダンス増幅器内の並列フィードバックの値を適切に選択することによって、雑音及び歪み性能を良好に保つことができる。Cole他による米国特許第5,095,286号では、受信機のパワー利得は、増幅器から見た入力インピーダンスと出力インピーダンスとの比率によって決定し、したがって、周波数応答及び利得特性は、主に、各フォトディテクタ端子における500Ω程度の信号源の大きなインピーダンスに基づいて決定する。並列フィードバックを用いるトランスインピーダンス増幅器は、多くの場合、300〜1000Ωの帰還抵抗の値を用い、負帰還動作のために、入力インピーダンスを低くでき、抵抗から熱雑音が少ないために、雑音特性を良好に保つことができる。これまで、上述した利点から、トランスインピーダンス増幅器設計では、並列フィードバックが採用されることが多かった。
本発明は、光受信機の出力パワーレベルを検出するための回路及び信号パワーレベル検出方法を提供する。一実施の形態においては、信号パワーレベル検出回路は、アノード及びカソードを有するフォトディテクタと、少なくとも2つの入力端子及び2つの出力端子を有し、一方の入力端子がフォトディテクタのアノードに接続され、他方の入力端子がフォトディテクタのカソードに接続された増幅器と、増幅器の1つの出力端子に接続された信号検出器とを備え、増幅器の出力端子は、互いに分離されている。
増幅器は、単一の差動トランスインピーダンス増幅器であってもよく、差動出力増幅器に接続されたデュアルトランスインピーダンス増幅器であってもよい。信号検出器は、信号パワーレベル検出回路から出力される元の信号の信号強度を検出する。
また、本発明の一実施の形態として、光受信機の出力パワーレベルを検出する信号パワーレベル検出方法は、第1の電流及び第2の電流を生成するフォトディテクタによって光信号を検出するステップと、第1の電流を増幅器の1つの入力端子に供給するステップと、第2の電流を増幅器の第2の入力端子に供給するステップと、増幅器の出力信号を信号検出器に供給するステップとを有し、信号検出器の出力信号は、光受信機の出力パワーレベルを示す。
増幅器は、単一の差動トランスインピーダンス増幅器であってもよく、差動出力増幅器に接続されたデュアルトランスインピーダンス増幅器であってもよい。
以下、当業者が発明を実施及び利用できるように、及び本発明者が、本発明を実施するために最良と考える実施の形態を用いて本発明を説明する。なお、当業者にとっては、様々な変形例が明らかである。これらの変形例、等価物、代替物は、全て、本発明の思想及び範囲内に含まれる。
上述のように、入力側の光信号のレベルの変化に対して、出力信号のレベルを一定に保つ光受信機の能力によって、運営事業者は、設置及び維持コストを削減することができる。図2は、この自動利得制御(automatic gain control:AGC)を実現するための1つの方法を示しており、ここで、主要な機能は、受信機から出力されるパワーに対する方向性の検出を行う機能である。この機能を実行するためには、方向性を有する検出器が必要である。
この方向性検出を実行するための改善されたシステム及び方法を図3に示す。フォトディテクタ30は、差動トランスインピーダンス増幅器36の2つの入力端子を駆動するために用いられる。差動トランスインピーダンス増幅器36は、それぞれが、図3に示す非反転端子(+)と反転端子(−)に供給される入力電流の差分を示す2つの出力信号を出力する。一方の出力信号(Vout1)は、信号検出器38に供給され、信号検出器38は、信号パワーレベル検出回路から出力される元の信号(すなわち、信号パワーレベル検出回路の出力インピーダンスによって再び反射された信号ではない信号)の信号強度を検出する。数学的には、以下のように表すことができる。
Vout1=Z1*(Iin1−Iin2)+歪み項
Vout2=Z2*(Iin2−Iin1)+歪み項
ここで、Iin1及びIin2は、それぞれ、非反転入力端子(+)及び反転入力端子(−)の入力電流であり、Z1及びZ2は、それぞれ、トランスインピーダンス利得の線形係数である。この差動トランスインピーダンス増幅器36の出力信号Vout1、Vout2は、反転入力端子及び非反転入力端子に入力される電流の差だけに依存し、反対の出力電圧には依存しないため、出力端子間には、方向性が存在し、各出力端子は、分離されていると言える。したがって、一方の出力端子側における負荷条件の変化によって、反対側の出力端子のレベルが変化することはない。すなわち、出力信号Vout2に対するインピーダンスが時間と共に変化しても、反対側の出力端子からの出力信号Vout1の値は、変化しない。同様に、出力信号Vout1又は出力信号Vout2の一方において外部的に誘導された信号は、他方には現れない。
本発明の利点は、高価な方向性カプラを用いなくても済む点である。これらの方向性素子は、巻線の製造に労力が掛かり、出力パワーを消費するという問題点があった。このような広帯域の方向性素子は、RFIC上で実現することは非常に困難であり、したがって、方向性素子の必要性をなくすことによって、受信機の集積度のレベルを高めることができる。また、方向性カプラをなくすことによって、部品の集積度が高い基板空間を有効に利用することができる。
また、本発明の技術により、平衡動作によって、図4に示すように、良好な2次歪み性能を実現できる。フォトディテクタ電流は、ピーキングコイルL1、L2を介して差動トランスインピーダンス増幅器36の入力段に供給される。これらのコイルL1、L2は、受信機の利得の平坦性の制御に役立ち、及びフォトディテクタ30の寄生容量を補償するために用いられる。フォトディテクタ30のバイアスは、コイルL3、L4によって実現され、これにより、フォトディテクタ30は、VCC1に略等しい電圧によって逆バイアスされる。この目的に適するフォトディテクタとしては、例えば、エムコア社(Emcore)製の部品番号2610がある。
光パワーがフォトディテクタ30に供給されると、フォトディテクタ30のカソードからアノードにDC電流が流れ、抵抗R8に亘って、小さなDC電圧が生じる。抵抗R8に亘る電圧の値は、入射光の量を示す。本発明では、能動素子である電界効果トランジスタ(field-effect-transistor:FET)を用いることができ、これによって、非常に高い周波数に対して、適切なトランスコンダクタンスを提供しながら、ゲート−ソース(Cgs)及びドレイン−ゲートの真性容量(Cdg)を低く、入力インピーダンスを非常に高く維持できる。図4の実施の形態では、0.25ミクロンデバイスプロセスにおいて、高周波集積回路(radio-frequency-integrated-circuit:RFIC)上に形成された擬似格子整合型高電子移動度トランジスタ(Pseudomorphic-High-Electron-Mobililty-Transistor:PHEMT)を用いる。また、これに代わるデバイス技術として、相補形金属酸化膜半導体(Complementary Metal-Oxide-Semiconductor:CMOS)FET、又は例えば、シリコンゲルマニウム(SiGe)又はガリウム砒素(GaAs)ヘテロ接合バイポーラトランジスタ(HBT)等のバイポーラ接合トランジスタ(Bipolar-Junction-Transistor:BJT)を用いてもよい。
差動トランスインピーダンス増幅器は、一方がトランジスタQ1とトランジスタQ2の対によって構成され、他方がトランジスタQ3とトランジスタQ4の対によって構成された2つの差動対に基づく二段設計によって形成されている。通常の動作の下では、差動対は、各片半分は、他方の片半分に対して、逆の位相で動作する。トランジスタQ1がより多くの電流を流し、ドレイン電圧を降下させると、トランジスタQ2は、より少ない電流を流し、ドレイン電圧を上昇させる。フォトディテクタ30のカソード及びアノードの両方は、入力段を駆動するために用いられるため、本発明に基づく信号パワーレベル検出回路への入力電流は、本質的に平衡であり、すなわち、図4に示す信号パワーレベル検出回路の各片半分には、振幅が同じで、位相が逆の電流が供給される。差動対の有益な特性の1つは、平衡入力条件の場合、各出力信号が入力信号に対して奇関数となる点である。奇関数は、べき級数展開における分解が1、3、7…5等の奇数次のパワー項だけを含み、偶数次のパワー項を含まない関数である。したがって、トランジスタQ1、Q2のドレインから取り出される出力及びトランジスタQ5、Q6のドレインから取り出される出力は、2次の歪みを含まない。
トランジスタQ1、Q2の差動対を含む図4の入力段は、受信機の一次的なトランスインピーダンス(primary trans-impedance)を提供し、トランジスタQ3、Q4の差動対を含む出力段は、受信機の正味のトランスインピーダンスを高める基礎電圧利得を提供する。入力段のトランスインピーダンスは、主に、並列帰還抵抗Rfb1、Rfb2によって決定される。トランジスタQ1、Q2に対する入力インピーダンスは、非常に大きいため、フォトディテクタ30からの入力電流は、主に、並列帰還抵抗Rfb1、Rfb2を介して流れる。また、並列帰還抵抗Rfb1、Rfb2の値は、受信機の総合的な等価入力雑音(equivalent input noise:EIN)の主な決定因子であり、受信機の利得応答又は歪み性能に悪影響を与えない範囲で、可能な限り大きくする必要がある。
トランジスタQ1、Q2のドレインの出力は、それぞれ、抵抗R4、R5を介して、PINダイオードCR1、CR2に供給される。これらのPINダイオードCR1、CR2は、ダイオードをバイアスするDC電流に応じて動作抵抗が変化する特性を有する。適切なPINダイオードとしては、例えば、アジレントテクノロジー社(Agilent Technologies)製の部品番号HSMP−381Fがある。PINダイオードCR1、CR2のバイアスは、可変DC電流源の電流Iattenによって実現される。電流Iattenが大きくなると、PINダイオードCR1、CR2のDC電流が大きくなり、RF抵抗が小さくなり、抵抗R4、R5に亘る電圧降下が大きくなる。換言すれば、トランジスタQ3、Q4によって構成される出力段は、入力インピーダンスが非常に高いため、PINダイオードCR1、CR2における動作抵抗が小さくなると、直列抵抗R4、R5によって、より大きな減衰が生じる。このようにして、電流Iattenは、入力側のトランスインピーダンス段と、出力側の後置増幅段との間の減衰の量を制御する。すなわち、電流Iattenは、差動トランスインピーダンス増幅器の正味利得を調整する主要なメカニズムである。
減衰された信号は、デカップリングコンデンサC5、C6を介して、トランジスタQ3、Q4の差動対からなる出力段に供給される。カスケード接続のトポロジは、トランジスタQ3、Q4のドレインに、それぞれトランジスタQ5、Q6を追加することによって構成される。カスケード接続のトポロジは、例えば、良好な周波数応答、より高い利得、良好な線形性等、出力増幅器としての多くの好ましい特性を有する。本発明で最も重要な点として、このカスケード接続のトポロジは、トランジスタQ5、Q6のドレインにおける出力と、トランジスタQ3、Q4のゲートにおける入力との間を良好に分離する。この分離によって、出力段は、平衡を維持する。
本発明に基づく出力間の良好な分離特性を図6を用いて更に説明する。図6は、図4の出力部のカスケード段の上側の素子(top device)であるトランジスタQ5、Q6の主な寄生容量を示している。ドレイン間の分離を検討するために、RF電圧をトランジスタQ6のドレインに供給し、RF試験ソースを調べる。このRF試験ソースは、例えば、家庭内のRF同軸ケーブル等のRF配電網の反射信号を模倣する信号である。信号パワーレベル検出回路の分離は、反対のドレインに位置しているRF電圧計によって測定されるRF電圧を、RF試験信号の出力電圧によって除算した商によって表される。RF試験信号が信号パワーレベル検出回路を通過する2つの主要なパスがあるが、いずれも分離が優れており、これは、信号パワーレベル検出回路の分離特性が良好であることを示している。1つの潜在的パスは、RF試験信号が、ゲートの共通ノードにおけるコンデンサC8によって減衰されずに、トランジスタQ5、Q6の真性容量Cdgに亘って漏れるパスである。真性容量Cdgに対するコンデンサC8の容量の比率は、1〜50とすることが好ましく、これにより、通過するRF信号を非常に小さくできる。図6に示していない他の可能性として、トランジスタQ6のドレインからソース、トランジスタQ4のドレインからソース、そして、トランジスタQ3のソースからドレイン、トランジスタQ5のソースからドレインにRF信号が漏れることがある。なお、これらの漏洩パスは、殆どのFET素子において、インピーダンスが非常に高いので、このパスに亘って流れる電流は、非常に小さい。なお、ここでは良好な分離が望まれ、並列フィードバックを適用すると、分離に悪影響があるため、トランジスタQ5又はトランジスタQ6の出力ドレインからトランジスタQ3及びトランジスタQ4のゲートへの並列フィードバックは、用いられない。
本発明に係る信号パワーレベル検出回路の出力段の良好な分離によって、出力段に戻る反射信号と、信号検出器ブロックとの間が分離される。これらの反射信号は、住居内のケーブル接続の品質が劣っている場合、又は同軸配電網の終端が適切に維持されていない場合に生じる。換言すれば信号検出器の駆動レベルは、図4のトランジスタQ5のドレインの出力側のインピーダンスから独立している。通常のAGC動作では、信号検出器は、出力インピーダンス条件の影響を受けないので、AGCネットワークは、同軸ケーブルのインピーダンス条件の低下にかかわらず、適切な量のRF信号を出力する。図6及び図4の信号パワーレベル検出回路の良好な分離性能によって、優れた方向性が実現され、信号検出器は、戻り信号を検出せず、AGCは、RF出力レベルを調整しない。
図4の差動対のバイアスは、0Vの高インピーダンスゲートバイアスを行い、FETに対して、約1/3のデバイスピンチオフ又は約−0.3Vの逆バイアスを印加することによって実現される。バイアス抵抗R9、R10の値は、差動対におけるバイアス電流を決定する。なお、バイアス抵抗R9、R10には、バイアスコイルL9、L10が直列に接続されている。これらのコイルL9、L10は、トランジスタQl、Q2、Q3、Q4のソースから接地電位へのインピーダンスを高め、差動対の同相信号除去性能を向上させる望ましい効果を有する。抵抗R9、R10の値は、単にバイアス電流を設定するためのみに十分な、非常に小さい値であるため、コイルL9、L10がなければ、各ソースに接続される残りのインピーダンスは、非常に小さくなる。同相信号除去性能を向上させることにより、信号パワーレベル検出回路の平衡性が向上し、及び信号パワーレベル検出回路内に僅かな不均衡が存在する場合にも、2次性能(2nd order performance)が向上する。
信号検出器への駆動レベルが方向性カプラによって減衰する図2に示す従来の技術手法とは異なり、トランジスタQ6のドレインは、信号検出器を駆動するだけでよいので、非常に高いレベルの駆動信号を提供できる。典型的な方向性結合ポートの損失は、10〜20dBであるので、本発明は、より高いレベルの信号を信号検出器に供給でき、したがって、より簡単で低コストな設計を実現できる。入力信号のレベルが大きくなると、信号パワーレベル検出回路内で検出される電圧も大きくなり、例えば、演算増幅器のオフセット性能に対する要求が緩和される等のために、アナログコンポーネントのコストを低減することができる。また、本発明によって、信号検出器の出力の応答に対する、通常の受信処理の場合と、入力光が消され、通常の動作において全反射が起こった場合と同じレベルの戻り信号がある場合との間の差分である信号検出器の方向性を非常に高めることができる。本発明は、トランジスタQ5及びトランジスタQ6のドレイン間の本質的に良好な分離のために、優れた方向性を実現する。
分離を維持するために、トランジスタQ5、Q6のドレインと、トランジスタQ3、Q4の対応するゲートとの間で並列フィードバック接続は行わない。これにより、トランジスタQ5、Q6のドレインの出力インピーダンスが高くなるが、これは、バイアスコイルL7、L8に、それぞれ抵抗R13、R14を接続することによって低減できる。これらの抵抗は、本発明に基づく信号パワーレベル検出回路の利得を及び実効出力線形性を低下させるが、本質的により高い利得及び線形性を有するカスケード接続のトポロジが、これらの損失を補償する。
更に、カスケード接続のトポロジは、抵抗R13がなければ、非常に高い出力インピーダンスを有するため、抵抗R13を用いて、本発明に基づく信号パワーレベル検出回路の出力インピーダンスを高い精度で設定することができる。本発明に基づく信号パワーレベル検出回路は、出力インピーダンスを制御することができるので、抵抗R13を適切に選択することによって、RF配電網から反射する信号を終端することができる。殆どのビデオシステムにいおいて抵抗R13は、約75Ω程度に設定するとよい。この結果、信号パワーレベル検出回路から出る信号パワーは、実際的な目的では、光入力電流に由来する元の出力信号パワーだけである。このように、光受信機を出る信号には、出力増幅器とRF配電網との間の多重反射からのパワーは含まれない。
図4に示す実施の形態の各要素の値を以下の表1に示す。電流Iattenは、100μA〜15mAの範囲の値を取る可変電流源である。
Figure 2008510383
信号パワーレベル検出回路の実施の形態を図5に示す。RF入力は、固定インピーダンスの信号を終端する抵抗R1に亘って印加される。コンデンサC1は、PINダイオード(以下、検出ダイオードともいう。)CR1へのAC結合を提供し、検出ダイオードCR1は、抵抗R2を介して、VCCから極めて低いレベルのDC電流によってバイアスされている。ここで用いられる適当なダイオードとしては、例えば、アジレントテクノロジー社(Agilent Technologies)製の部品番号HSMP−2865がある。この小さなDC電流は、検出ダイオードCR1を順方向にバイアスし、R3/C2フィルタネットワークに亘って、非常に小さいDC電圧を生じさせる。RF入力レベルが大きくなると、検出ダイオードCR1に亘る電圧が大きくなり、RF信号レベルの増加に比例して、検出ダイオードCR1を流れる平均電流が大きくなる。このように、図5のレベル検出器の出力は、検出器に入力されたRFパワーの大きさを示す。図5の信号パワーレベル検出回路の各要素の好適な値は、R1=75Ω、R2=100kΩ、R3=1kΩ、Cl=470pF、C2=470pFである。
図7に示す本発明の変形例では、入力差動トランスインピーダンス増幅器をデュアルトランスインピーダンス増幅器(dual trans-impedance amplifier)に置換している。デュアルトランスインピーダンス増幅器は、2つの完全に独立した増幅器であってもよく、又はマッチングを向上させるために同じ集積回路上に形成された2つの個別の増幅器であってもよい。図7に示す変形例では、コイル又は抵抗を用いて構成されるフォトディテクタバイアスネットワークを介して、フォトディテクタにバイアスを印加する。Vccとフォトディテクタのカソードの間及びVccとフォトディテクタのアノードの間のインピーダンスを高くすることにより、可能な限り多くのフォトディテクタ電流がトランスインピーダンス増幅器に流れ、信号対雑音比が最適化される。フォトディテクタは、入射光を復調し、デュアルトランスインピーダンス増幅器の2つの各入力端子に2つの電流信号を供給する。これらの電流は、互いに位相が180度異なっており、これにより、デュアルトランスインピーダンス増幅器の2つの出力信号も、互いに位相が180度異なっている。そして、これらの出力は、差動増幅器の2つの入力に結合され、差動増幅器は、信号レベルを高める利得を提供する。差動増幅器は、少なくとも2つの出力端子を備え、一方の出力端子は、RF配電網を駆動し、他方の出力端子は、信号検出器を駆動する。これらの出力信号は、互いに同位相である必要はないが、これらの出力端子は、信号検出器の方向性を効果的に維持するために、互いに良好に分離する必要がある。差動増幅器は、AGC回路において有用な調整可能な利得を有していてもよい。
差動トランスインピーダンス増幅器がデュアルトランスインピーダンス増幅器によって置換された図7に示す本発明の実施の形態の信号パワーレベル検出回路図を図8に示す。デュアルトランスインピーダンス増幅器は、2つのマッチングされたトランスインピーダンス増幅器からなる。この信号パワーレベル検出回路は、図4と略同様に動作するが、図8の構成では、トランジスタQlとトランジスタQ2は、互いから強く独立したトランスインピーダンス増幅器を形成している。換言すれば、図8に示す信号パワーレベル検出回路は、図4の信号パワーレベル検出回路と比べて、同相信号除去性能が劣っている。なお、図8の信号パワーレベル検出回路は、特に、プロジェクトコスト及びスケジュールの制約のために、集積回路技術を用いることができない場合等に、図4の信号パワーレベル検出回路より簡単に構築できる。この場合、図8のデュアルトランスインピーダンス増幅器は、2つの個別にパッケージされた増幅器又は個別のトランジスタを用いて構成することができる。
本発明の範囲及び思想から逸脱することなく、上述の好ましい具体例を様々な分野に応用し、又は変更できることは当業者にとって明らかである。したがって、本発明は、添付の請求の範囲に基づき、上述した具体例とは異なる形態でも実現できることは明らかである。
標準の光リンクシステムのブロック図である。 従来の可変減衰器を用いる自動利得制御システムのブロック図である。 本発明の一実施の形態のブロック図である。 図3のブロック図の一実施の形態を示す概略図である。 図3に示す信号検出器の一実施の形態の概略図である。 図4のカスケード段の上側の素子の主な寄生容量を示す概略図である。 本発明の変形例のブロック図である。 図7のブロック図の一実施の形態を示す概略図である。

Claims (15)

  1. アノード及びカソードを有するフォトディテクタと、
    少なくとも2つの入力端子及び2つの出力端子を有し、一方の入力端子が上記フォトディテクタのアノードに接続され、他方の入力端子が上記フォトディテクタのカソードに接続された増幅器と、
    上記増幅器の1つの出力端子に接続された信号検出器とを備え、
    上記増幅器の2つの出力端子は、互いに分離されていることを特徴とする信号パワーレベル検出回路。
  2. 上記フォトディテクタに接続され、該フォトディテクタをバイアスするフォトディテクタバイアスネットワークを更に備える請求項1記載の信号パワーレベル検出回路。
  3. 上記増幅器は、差動トランスインピーダンス増幅器であることを特徴とする請求項2記載の信号パワーレベル検出回路。
  4. 上記差動トランスインピーダンス増幅器のトランスインピーダンスは、トランジスタの差動対におけるフィードバックを用いて制御されることを特徴とする請求項3記載の信号パワーレベル検出回路。
  5. 上記差動トランスインピーダンス増幅器は、可変利得を有することを特徴とする請求項4記載の信号パワーレベル検出回路。
  6. 上記信号検出器は、当該信号パワーレベル検出回路から出力される元の信号の信号強度を検出することを特徴とする請求項2記載の信号パワーレベル検出回路。
  7. 上記増幅器は、デュアルトランスインピーダンス増幅器及び差動出力増幅器を備えることを特徴とする請求項2記載の信号パワーレベル検出回路。
  8. 上記信号検出器は、当該信号パワーレベル検出回路から出た元の信号の信号強度を検出することを特徴とする請求項7記載の信号パワーレベル検出回路。
  9. 光受信機の出力パワーレベルを検出する信号パワーレベル検出方法において、
    フォトディテクタによって光信号を検出し、第1及び第2の電流を生成するステップと、
    上記第1の電流を増幅器の1つの入力端子に供給するステップと、
    上記第2の電流を上記増幅器の第2の入力端子に供給するステップと、
    上記増幅器の出力信号を信号検出器に供給するステップとを有し、
    上記信号検出器の出力信号は、上記光受信機の出力パワーレベルを示すことを特徴とする信号パワーレベル検出方法。
  10. 上記増幅器は、互いに分離された少なくとも2つの出力端子を備えることを特徴とする請求項9記載の信号パワーレベル検出方法。
  11. 上記増幅器は、差動トランスインピーダンス増幅器であることを特徴とする請求項10記載の信号パワーレベル検出方法。
  12. 上記差動トランスインピーダンス増幅器のトランスインピーダンスは、トランジスタの差動対におけるフィードバックを用いて制御されることを特徴とする請求項11記載の信号パワーレベル検出方法。
  13. 上記信号検出器は、信号パワーレベル検出回路から出力される元の信号の信号強度を検出することを特徴とする請求項12記載の信号パワーレベル検出方法。
  14. 上記増幅器は、デュアルトランスインピーダンス増幅器及び差動出力増幅器を備えることを特徴とする請求項10記載の信号パワーレベル検出方法。
  15. 上記信号検出器は、信号パワーレベル検出回路から出力される元の信号の信号強度を検出することを特徴とする請求項14記載の信号パワーレベル検出方法。
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