JP4429565B2

JP4429565B2 - 信号増幅回路及びこれを用いた光信号受信器

Info

Publication number: JP4429565B2
Application number: JP2001548519A
Authority: JP
Inventors: 聡井出
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1999-12-27
Filing date: 1999-12-27
Publication date: 2010-03-10
Anticipated expiration: 2019-12-27
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Description

技術分野
本発明は、信号増幅回路及びこれを用いた光信号受信器に関し、特にバースト信号の増幅に適した信号増幅回路及びこれを用いたバースト光信号受信器に関する。
背景技術
近年、光加入者系に用いられるＰＯＮ（ＰａｓｓｉｖｅＯｐｔｉｃａｌＮｅｔｗｏｒｋ）システムなど、高速バースト光伝送システムへの期待が高まっている。
図１は、ＰＯＮシステムの概念図である。複数の加入者＃１〜＃ｎがそれぞれカプラ２００に、光伝送路２００−１〜２００−ｎを通して接続される。さらに、カプラ２００と交換局２０１は、光幹線２０２を通して接続される。
複数の加入者＃１〜＃ｎのそれぞれからバースト的にセル化された光信号が出力され、カプラ２００を経由して光幹線２０２を通して交換局２０１に光信号２０３〜２０５が送られる。
この時、カプラ２００と複数の加入者＃１〜＃ｎ間の距離がそれぞれ異なる。したがって、カプラ２００から送り出されるセル化された光信号のレベルは、図１に示すようにそれぞれ異なったものとなる。したがって、かかる信号を共通に増幅するために、受信側の光信号受信器は、広い入力ダイナミックレンジが必要となる。
図２は、本発明者等が先に提案した、このような状態のバースト光信号を受信する光信号受信器の構成例である。図２において、フォトダイオード（ＰＤ）１００で光信号が受信され、電流信号に変換して前置増幅回路１０１に入力する。
この電流信号を、前置増幅回路１０１が電圧信号に変換する。前置増幅回路１０１を構成するトランスインピーダンスアンプ１０３は、ダイナミックレンジを拡大するために、その帰還抵抗１０３Ｂに並列接続したダイオード１０３Ｃを備えたアンプ１０３Ａを有している。
過大な入力信号を受信した場合にはダイオード１０３Ｃがオン（ｏｎ）して帰還抵抗を下げ、増幅回路の飽和を防止する。これにより、信号極性反転機能を有するバッファアンプ１０４から広い入力ダイナミッグレンジにわたって良好な出力波形を得ることができる。
信号増幅回路１０２はマスタスレーブ（Ｍａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ）型自動閾値制御（ＡＴＣ）回路１０６と、リミッタアンプ１０８から構成される。信号増幅回路１０２は前置増幅回路１０１のバッファアンプ１０４から出力される微弱信号を増幅し、十分大きな論理信号を得る。
Ｍａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型ＡＴＣ回路１０６は、入力信号の最大値を検出するマスタ（Ｍａｓｔｅｒ）ピーク検出回路１０６Ｂと、ピーク検出レベルからの相対的最小値を検出するスレーブ（Ｓｌａｖｅ）ボトム検出回路１０６Ａを有する。そして、直列接続された抵抗分圧回路１０６Ｃにより、これらを抵抗分割し、中間値を直流レベルとして生成し、リミッタ増幅回路１０８に対する閾値レベルを設定する。
ここで、加入者＃１〜＃ｎにおいて、光信号の発光はレーザダイオードを駆動して行なう。その際、セル化光信号の数ビット前からバイアス電流を流すことにより発光遅延を少なくして出力波形の改善が行なわれる。
図２に示した光信号受信器の前置増幅回路１０１における入力電流振幅対出力電圧振幅が図３に示される。受信光に対応する前置増幅回路１０１の入力電流振幅Ｉは、送信側でのレーザ駆動における消光比が例えば、１０ｄＢ程度以下であるが、これに対応するバイアス電流分の直流レベルＩＩを有する。
一方、前置増幅回路１０１の入力電流振幅対出力電圧振幅特性は、図に示すようにダイオード１０３Ｃにより非線形となる。このため、前置増幅回路１０１の出力ＩＩＩは、”０”レベルの上昇が非常に大きくなる。
この結果、ボトム検出回路１０６Ａが検出すべき振幅レベルは、過渡的な最小値よりも高くなるという問題を生じる。このような問題に対し、図２に示す信号増幅回路１０２は、Ｍａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型ＡＴＣ回路１０６を用いることにより、Ｓｌａｖｅボトム検出回路１０６Ａによりピークレベルが確定した後の最小値を検出できるため、信号の振幅レベルを確実に検出することができる。
しかしながら、図２に示す先に本発明者等が提案した信号増幅回路は、片側信号伝送であるために、外来ノイズ等による波形劣化を生じるという問題を有している。
すなわち、前置増幅回路１０１から信号増幅回路１０２の間で外来ノイズが混入した場合、入力信号に揺れを生じるが、分圧回路１０６Ｃによる閾値は応答が遅く、ほとんど変動しないため、リミッタアンプ１０８の出力信号に乱れを生じる。その結果、正常な伝送が困難となる。
図４は、図２の信号増幅回路１０２の対応する部位の信号波形応答▲１▼〜▲６▼を示す。図４Ａにおいて、信号増幅器１０２の入力信号波形応答▲１▼に対し、そのピーク値とボトム値をそれぞれピーク検出回路１０６Ｂと、ボトム値１０６Ａで検出する。
図４Ａに示す例では、入力信号波形応答▲１▼の破線円で示す部分に外来ノイズが混入し重畳している例が示されている。図４Ｂは、検出されるピーク値とボトム値の中間値を分圧回路１０６Ｃにより閾値▲４▼とする例を示している。
さらに、図４Ｃは、リミッタアンプ１０８により、入力信号波形応答▲１▼を閾値▲４▼を基準として正相出力▲５▼及び逆相出力▲６▼を出力信号として得ることを示している。したがって、ノイズ成分がそのまま現れていることが理解できる。
図４Ｃに示されるように、図２に示す光信号受信器の構成では、片側信号伝送であるために、外来ノイズ等による波形劣化を生じるという問題を有していることが理解できる。
発明の概要
したがって、本発明の目的は、かかる先に提案した図２に示す光信号受信器の信号増幅回路における外来ノイズ等による波形劣化を生じるという問題を解決する、信号増幅回路構成及びこれを用いた光信号受信器を提供することにある。
そして、かかる課題を解決する本発明に従う光信号受信器は、同相信号の直流レベルを検出する第１のＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路と、逆相信号の直流レベルを検出する第１のＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路とを有し、それぞれ交互の信号成分を加算することによって、差動信号伝送を実現する。
このように本発明によれば、２つの対称なＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路を用いて差動伝送を実現することにより、バーストセル先頭に起きる様々な過渡的応答に対応し、かつ、外来ノイズ等の擾乱に強い信号増幅回路を実現することができる。
そして本発明の好ましい態様は、正相信号の直流レベルを検出する第１のレベル検出回路と、この第１のレベル検出回路の検出出力に逆相信号を加算する第１の加算回路と、前記逆相信号の直流レベルを検出する第２のレベル検出回路と、第２のレベル検出回路の検出出力に前記正相信号を加算する第２の加算回路と、前記第１の加算回路と第２の加算回路の出力を差動増幅する差動増幅回路とを有することを特徴とする。
さらに、本発明の好ましい態様は、正相信号又は、逆相信号の直流レベルを検出する第１のレベル検出回路と、前記第１のレベル検出回路の検出出力に逆相信号又は、正相信号を加算する第１の加算回路と、前記正相信号と逆相信号を加算する第２の加算回路と、前記第１の加算回路と第２の加算回路の出力を差動増幅する差動増幅回路とを有することを特徴とする。
本発明の更なる特徴は、以下に図面に従い説明される実施の形態から明らかになる。
発明を実施するための最良の形態
以下本発明の実施の形態を図面に従い説明する。
図５は、本発明に従うバースト光信号受信器の第１の実施例構成図を示す。図

前置増幅器１１は、フォトダイオード（ＰＤ）１０からの受信光に対応する電流信号を入力し、対応する電圧信号に変換する。
トランスインピーダンスアンプ１３は、ダイナミックレンジを拡大するために、アンプ１３Ａに帰還抵抗１３Ｂ及び、これに並列に接続されたダイオード１３Ｃを有して構成されている。
過大な入力信号を受信した場合にはダイオード１３Ｃがオンして帰還抵抗を下げ、増幅回路の飽和を防止する。これにより、広い入力ダイナミッグレンジを得ることが出来る。
バッファアンプ１４は、基準電圧発生回路１５からの出力を基準電位として、トランスインピーダンスアンプ１３の出力を入力し、正相入力▲１▼、逆相入力▲２▼を生成する。すなわち、バッファアンプ１４は、信号増幅器１２に対する正相入力▲１▼を図６Ａに示すように出力し、逆相入力▲２▼を図６Ｂに示すように出力する。
信号増幅回路１２は、第１のＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路１６と、第２のＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路１７と、リミッタ増幅回路１８および抵抗Ｒ１１、Ｒ１２を有して構成される。
正相入力▲１▼に接続された第１のＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路１６において、Ｍａｓｔｅｒピーク検出回路１６Ｂでは入力信号の最大値▲３▼を検出する。そして、Ｓｌａｖｅボトム検出回路１６Ａは、ピーク検出回路１６Ｂによる最大値検出レベルからの相対的最小値▲４▼を検出する。その中間値の分圧レベルを直流成分として抵抗Ｒ２２，Ｒ２３を有する分圧回路１６Ｃにより生成し出力する。
一方、逆相入力▲２▼に接続された第２のＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路１７において、図６Ｂに示すようにＭａｓｔｅｒボトム検出回路１７Ａは入力信号の最小値を検出し、Ｓｌａｖｅピーク検出回路１７Ｂはボトム検出回路１７Ａのボトム検出レベルからの相対的最大値を検出する。その中間値の分圧レベルを抵抗Ｒ１２，Ｒ１３を有する分圧回路１７Ｃにより生成し出力する。
ついで、図６Ｃに示すように抵抗Ｒ１１、Ｒ２１を用いて交互の信号入力▲１▼、▲２▼と加算する。これにより対称な差動信号▲７▼、▲８▼を得る。
この時、各抵抗比は、例えばＲ１１：Ｒ１２：Ｒ１３＝１：２：２、Ｒ２１：Ｒ２２：Ｒ２３＝１：２：２とする。
さらに、図６Ｄに示すように差動信号▲７▼，▲８▼はリミッタアンプ１８により増幅

ここで、Ｍａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路１６、１７の構成例を、夫々図７、図８に示す。Ｍａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路１６におけるピーク検出回路１６Ｂは、差動アンプ１６Ｂ▲１▼、ダイオード１６Ｂ▲２▼を通して正相入力▲１▼のピーク値を充電する検出容量１６▲３▼を有する。この検出容量１６Ｂ▲３▼で充電される正相入力▲１▼のピーク値をバッファアンプ１６Ｂ▲４▼を通して出力する。
さらに、Ｍａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路１６におけるボトム検出回路１６Ａは、同様に、差動アンプ１６Ａ▲１▼、ダイオード１６Ａ▲２▼を通して逆相入力▲２▼のボトム値を充電する検出容量１６Ａ▲３▼を有する。この検出容量１６Ａ▲３▼で充電される逆相入力▲２▼のボトム値をバッファアンプ１６Ａ▲４▼を通して出力する。
ここで、ボトム検出回路１６Ａは、図のように、検出容量１６Ａ▲３▼の一端をピーク検出回路１６Ｂの出力に接続して構成する。これにより、ボトム検出回路１６Ａにおけるボトム検出は、ピーク検出回路１６Ｂの検出最大値を基準に相対的なボトム値を検出することが出来る。
図８は、Ｍａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路１７の構成例であり、図７のＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路１６の構成と同様であるが、逆相入力▲２▼が入力され、逆相入力▲２▼のピーク値を検出する検出容量１７Ｂ▲３▼の一端がボトム検出回路１７Ａの出力端に接続される点が異なる。
このような、Ｍａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路１６、１７の構成により、図６の波形応答に示すように、入力信号の過渡的応答（”０”レベルの上昇）によらず、リミッタアンプ１８の入力において、正相／逆相で対称な信号を実現することができる。さらに、差動伝送が実現されることにより、外来ノイズ（図６において、破線円部）によっても正相／逆相信号は、同相で変動する。その結果、出力信号からノイズを除去する事ができる。
図９は、本発明の光信号受信器の第２の実施例を示す構成図である。図１０は、

本実施例では、図５の実施例との比較において、第２のＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路１７を省略している。前置増幅回路２１のバッファアンプ２３の正相入力▲１▼に接続したＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路２６の出力と逆相入力▲２▼を抵抗Ｒ２１で加算している。
さらに、第２のＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路１７を省略し、正相入力▲１▼と逆相入力▲２▼を抵抗Ｒ１２とＲ１１で加算する様に構成している。

るように実現している。
この時、各抵抗比は、例えばＲ１１：Ｒ１２＝１：２，Ｒ２１：Ｒ２２：Ｒ２３＝１：１：１とする。
本実施例では、図１０Ｂに示すように、正相／逆送信号の対称性が悪いため、ノイズ除去特性は劣るが、差動伝送を簡易に実現する事ができる。なお、本実施例では、正相入力側にのみＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路２６を設けたが、構成を反転し、逆相入力側にのみＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路を設けても同様の効果が得られることは言うまでもない。
また、本実施例では、前置増幅回路２１にトランスインピーダンスアンプ２３に対応するダミーアンプ２５を設け、前置増幅回器２２内でも信号の差動伝送化を実現している。これにより、さらなる雑音除去特性の向上を図ることができる。
ここで、本発明の信号増幅回路２２は、各実施例で示す様々な前置増幅回路１１、２１と組み合わせることができることは言うまでもない。また、光信号受信器以外の用途に対しても、効果があることは言うまでもない。
図１１は、更に本発明の光信号受信器の第３の実施例構成図である。本実施例では、図５の実施例との比較において、トランスインピーダンスアンプ３３を差動型としている。さらに、Ｍａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路３６，３７の極性を反転している。これにより、先の実施例とは反対極性の過波応答、すなわち、ピーク検出回路が検出すべき振幅レベルが過渡的な最大値よりも低い場合に対応する事ができる。
図１２に、このような応答波形の一例として、光信号受信器における裾引き波形の例を示す。受光素子（ＰＤ）３０Ａの周波数特性は、一般に図１２Ａに示すように、数ｋ〜数百ｋＨｚに肩を有する。いま、図１２Ｂに示すように大きく光パワーの異なる２つのバーストセル信号（パケット１、パケット２）が到来した場合を考える。この時には、図１２Ｃに示すように先の大信号セル（パケット１）の低周波成分による“０”レベル上昇が次の小信号セル（パケット２）先頭にまで残り、裾を引くような応答波形となる。
これに対し、図１３は、上記第３の実施例の波形応答を示す図である。図５の実施例との比較において、レベル検出回路３６，３７の極性を逆にしたことにより、裾引き等による、過渡的なピークレベルの低下に対応し、リミッタアンプ３８の入力において、正相／逆相で対称な信号▲７▼，▲８▼を実現できる。
図１４は、図１１に示す実施例に対し、前置増幅器３１の反転入力側に、容量３０Ｂを受光素子（ＰＤ）３０Ａの一端と接続して設けた実施例である。これにより、前置増幅器３１の入力部における信号の擬似的な差動化をより効果的に実現でき、ノイズの影響を避けることが出来る。
また、本実施例でも、図１１の実施例と同様に前置増幅回路１１内で差動トランスインピーダンスアンプ３３を用いることで、差動化を実現している。これにより、さらなる雑音除去特性の向上を図ることができる。
ここで、図１１及び、図１４の実施例に用いたＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路３６の構成例を図１５に示す。なお、Ｍａｓｔｅｒ／Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路３７の構成も同様であるので、図示を省略する。図１５の実施例構成では、強制リセットを行うように、電流源回路で構成されるリセット回路３６Ａ▲５▼、３６Ｂ▲５▼を設けている。かかる構成により、リセット時間を低減することが可能である。
図１６は、本発明に従う光信号受信器の第４の実施例の構成図を示す。図１７は、図１６の対応する部位の波形応答である。
本実施例では、信号増幅回路４２のレベル検出回路４６、４７を、レベル検出回路４６の構成（レベル検出回路４７も同様の構成）として図１８に示すように通常のピーク／ボトム検出回路を用いて構成している。この場合は、直流レベル変動がない場合に適用可能である。
すなわち、ピーク検出回路４６Ｂは同相入力▲１▼のピーク値を検出容量４６Ｂ▲３▼で検出する。また、ボトム検出回路４６Ａは、同相入力▲１▼のボトム値を検出容量４６Ａ▲３▼で検出する。
さらに、図１６の実施例において、前置増幅回路４１にピーク検出回路４３Ｄを挿入し、過渡的なボトムレベルの上昇が生じないため、Ｍａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路を用いずに、回路構成を簡略化することができる。
図１７Ａにおいて、レベル検出器４６において正相入力▲１▼に対し、ピーク検出回路４６Ｂでピーク値▲５▼を検出し、ボトム検出回路４６Ａでボトム値▲６▼を検出する。一方、図１７Ｂにおいて逆相入力▲２▼に対し、ピーク検出回路４７Ｂでピーク値▲３▼を検出し、ボトム検出回路４７Ａでボトム値▲４▼を検出する。
図１７Ｃに示すように、レベル検出回路４６のピーク検出値▲５▼と、ボトム検出値▲６▼が、分圧回路４６Ｃで抵抗分割され逆相入力▲２▼と加算され、リミッタアンプ４８の入力端▲８▼に入力される。同様に、レベル検出回路４７のピーク検出値▲３▼と、ボトム検出値▲４▼が、分圧回路４７Ｃで抵抗分割され同相入力▲１▼と加算され、リミッタアンプ４８の入力端▲７▼に入力される。
したがって、図１７Ｄに示すように、リミッタアンプ４８でこれらを増幅する

答を得ることができる。
図１９は、更に本発明の光信号受信器の第５の実施例構成を示す図である。図２

本実施例では、信号増幅回路５２のＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路５６，５７として、これまでの実施例と異なる構成を用いている。具体的構成を夫々図２１，２２に示す。
図２１は、Ｍａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路５６の構成例であり、図２２は、Ｍａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路５７の構成例である。
本実施例構成では、図２１に示す正相入力▲１▼に接続した第１のＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路５６において、ピーク検出回路５６Ｂは入力信号▲１▼の最大値を検出し、分圧回路５６Ｃはこの最大値振幅１／２の大きさの分圧信号を生成する。
ボトム検出回路５６Ａは、分圧回路５６Ｃからの分圧信号レベルの、最大値検出レベルを基準としての相対的最小値を検出する。
ここで、図２２に示す第２のＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路５７の動作も同様である。
さらに、図１９の実施例構成における前置増幅器５１は、差動トランスインピーダンスアンプ５３の入力で、ダミーアンプ５５により容量５０Ｂを介して受光素子（ＰＤ）５０の電源に接続している。このような構成により、入力部の擬似的な差動伝送を実現する事ができ、受光素子（ＰＤ）５０の電源に混入するノイズ等を除去することができる。
図２３は、更に本発明の第６の実施例として、光信号受信器の構成を示す図である。本実施例は、図１９の実施例構成に対し、図９に示した第２の実施例と同様に、片側のみにレベル検出回路６６を設けている。
この実施例では、各抵抗此は、例えばＲ１１：Ｒ１２＝１：２、Ｒ２１：Ｒ２２＝１：２とする。
図２４は、本発明の光信号受信器の第７の実施例構成を示す図である。本実施例では、Ｍａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路の極性を交互にして増幅回路を多段接続した構成である。
本実施例構成によれば、信号増幅回路７２において、Ｍａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅレベル検出回路７６，７７の出力を入力する初段増幅回路７８Ａが線形増幅する範囲では、次段のＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路７９，７１０が初段のオフセット等を検出して相殺する。このため、オフセットによる波形歪みを低減する事ができる。
さらに、本実施例では、初段増幅回路７８をＡＧＣアンプとし、利得制御回路７１２により入力振幅に応じてフィードフォワード制御することにより、線形増幅範囲を広げ、多段接続の効果を更に増加している。
また、２段目のＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路７９、７１０を初段と逆極性とすることにより、初段とは逆極性の過渡応答に対応できる。例えば、初段のレベル検出回路７６，７７で消光比劣化による”Ｏ”レベル上昇を検出し、２段目レベル検出回路７９、７１０により、図１２で説明した裾引きを検出することができる。
図２５は、本発明の第８の実施例としての光信号受信器の構成図を示す。本実施例では、第７の実施例と同様に増幅回路９８、９１１、９１６を多段接続している。
そして、初段増幅回路出力で上下対称な双極性信号を得られていることから、２段目以降の同相入力▲１▼に対してボトム検出回路を省略し、逆相入力▲２▼に対してピーク検出回路を省略している。このように１段目において、過渡的な応答を除去した後では。、それ以降のレベル検出回路の構成を簡略化することも可能である。
本実施例では３段の多段接続としているが、更に段数を増やすことにより、多段接続によるオフセット相殺の効果を付加できる。また、本実施例では、各段のレベル検出回路８９、８１４にオフセット調整回路８１３Ｂ、８１３Ｃを備えている。これにより、オフセットの影響を低減し、出力波形の劣化を低減する事が可能である。
図２６は、本発明の第９の実施例として、光信号受信器の構成図を示す。本実施例では、２段目以降の増幅回路に図２に示す構成と同様のＡＴＣ回路を用いている。ＩＣ内部等、ノイズが小さく、差動化の効果が小さい部分では、構成を簡略化することも可能である。
このように、本発明では、種々の形式の増幅回路と併用する事が可能である。また、本実施例では、Ｍａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路９６，９７にそれぞれ直流制御回路９１３Ａ，９１３Ｂを有する。かかる構成により、同相、逆相入力信号を適切な動作点に制御することができる。
また、片方の直流制御回路９１３Ａ，９１３Ｂのいずれか片方の直流制御回路の抵抗値を調整することによりオフセット調整を行うこともできる。
発明の利用可能性
上記に図面に従い説明した様に、本発明は、同相信号の直流レベルを検出する第１のＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路と、逆相信号の直流レベルを検出する第２のＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路とを有し、それぞれ交互の信号成分を加算することによって、差動信号伝送を実現している。
これにより、バーストセル先頭に起きる様々な過渡的応答に対応し、かつ、外来ノイズ等の擾乱に強い信号増幅回路を実現することが可能である。
また、かかる信号増幅回路の入力信号として、受光素子により変換された電流信号を電圧信号に変換する前置増幅回路を通して入力することにより、特にバースト光受信の受信に適した光信号受信器を得ることが可能である。
さらに、上記実施例には限定されず、特許請求の範囲に記載の構成と均等のものも本発明の保護の範囲に含まれるものである。
【図面の簡単な説明】
図１は、バースト光伝送システムの概念図である。
図２は、本発明者等が先に提案した、このような状態のバースト光信号を受信する光信号受信器の構成例である。
図３は、図２に示した光信号受信器の前置増幅回路１０１における入力電流振幅対出力電圧振幅を示す図である。
図４は、図２の信号増幅回路１０２の対応する部位の信号波形応答▲１▼〜▲６▼を示す。
図５は、本発明に従うバースト光信号受信器の第１の実施例構成を示す図である。

図７は、図５の実施例回路のＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路１６の構成例を示す図である。
図８は、図５の実施例回路のＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路１７の構成例を示す図である。
図９は、本発明の光信号受信器の第２の実施例を示す構成図である。

図１１は、本発明の光信号受信器の第３の実施例構成図である。
図１２は、応答波形の一例として、光信号受信器における裾引き波形の例を示す図である。
図１３は、第３の実施例の波形応答を示す図である。
図１４は、図１１に示す実施例に対し、前置増幅器３１に入力側に、容量３０Ｂを受光素子（ＰＤ）３０Ａの電流源に設けた実施例である。
図１５は、図１１及び、図１４の実施例に用いたＭａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路３６の構成例を示す図である。
図１６は、本発明に従う光信号受信器の第４の実施例の構成図を示す。
図１７は、図１６の対応する部位の波形応答である。
図１８は、レベル検出回路４６の構成例を示す図である。
図１９は、本発明の光信号受信器の第５の実施例構成を示す図である。

図２１は、Ｍａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路５６の構成例である。
図２２は、Ｍａｓｔｅｒ−Ｓｌａｖｅ型レベル検出回路５７の構成例である。
図２３は、本発明の第６の実施例として、光信号受信器の構成を示す図である。
図２４は、本発明の光信号受信器の第７の実施例構成を示す図である。
図２５は、本発明の第８の実施例としての光信号受信器の構成を示す図である。
図２６は、本発明の第９の実施例としての光信号受信器の構成を示す図である。

Claims

正相信号の直流レベルを検出する第１のレベル検出回路と、
該第１のレベル検出回路の検出出力に逆相信号を加算する第１の加算回路と、
該逆相信号の直流レベルを検出する第２のレベル検出回路と、
該第２のレベル検出回路の検出出力に前記正相信号を加算する第２の加算回路と、
前記第１の加算回路と第２の加算回路の出力を差動増幅する差動増幅回路とを
有し、
前記第１のレベル検出回路は、
前記正相信号の最大値を検出する第１のピーク検出回路と、
該第１のピーク検出回路の検出レベルを基準として、前記正相信号の相対的な最小値を検出する第１のボトム検出回路と、
前記第１のピーク検出回路と第１のボトム検出回路の検出出力を分圧する第１の分圧回路とを有し、
前記第１の分圧回路の出力を前記第１のレベル検出回路の検出出力とし、更に、
前記第２のレベル検出回路は、
前記逆相信号の最小値を検出する第２のボトム検出回路と、
該第２のボトム検出回路の検出レベルを基準として、前記逆相信号の相対的な最大値を検出する第２のピーク検出回路と、
該第２のボトム検出回路と第２のピーク検出回路の検出出力を分圧する第２の分圧回路とを
有し、
前記第２の分圧回路の出力を前記第２のレベル検出回路の検出出力とする、
ことを特徴とする信号増幅回路。
正相信号又は、逆相信号の直流レベルを検出するレベル検出回路と
該レベル検出回路の検出出力に逆相信号又は、正相信号を加算する第１の加算回路と、
前記正相信号と逆相信号を加算する第２の加算回路と、
前記第１の加算回路と第２の加算回路の出力を差動増幅する差動増幅回路とを
有し、
前記レベル検出回路は、
前記正相信号又は、逆相信号の最大値を検出するピーク検出回路と、
該ピーク検出回路の検出レベルを基準として、前記正相信号又は、逆相信号の相対的な最小値を検出するボトム検出回路と、
前記ピーク検出回路とボトム検出回路の検出出力を分圧する分圧回路とを有し、
該分圧回路の出力を前記レベル検出回路の検出出力とする、
ことを特徴とする信号増幅回路。
正相信号のレベルを検出する第１のレベル検出回路と、
該第１のレベル検出回路の検出出力に逆相信号を加算する第１の加算回路と、
該逆相信号のレベルを検出する第２のレベル検出回路と、
該第２のレベル検出回路の検出出力に前記正相信号を加算する第２の加算回路と、
前記第１の加算回路と第２の加算回路の出力を差動増幅する差動増幅回路とを
有し、
前記第１のレベル検出回路は、
前記正相信号の最大値を検出する第１のピーク検出回路と、
該第１のピーク検出回路の最大値検出出力を分圧ずる第１の分圧回路と、
該第１の分圧回路の分圧信号レベルの、前記最大値検出レベルを基準に相対的な最小値を検出する第１のボトム検出回路を有し、該第１のボトム検出回路の出力を前記第１のレベル検出回路の検出出力とし、
前記第２のレベル検出回路は、
前記逆相信号の最小値を検出する第２のボトム検出回路と、
該第２のボトム検出回路の最小値検出出力を分割する第２の分圧回路と、
該第２の分圧回路の分圧信号レベルの、前記最小値検出レベルを基準に相対的な最大値を検出する第２のピーク検出回路を有し、該第２のピーク検出回路の出力を前記第２のレベル検出回路の検出出力とする、
ことを特徴とする信号増幅回路。
正相信号又は、逆相信号のレベルを検出するレベル検出回路と
該レベル検出回路の検出出力に逆相信号又は、正相信号を加算する第１の加算回路と、
前記正相信号と逆相信号を加算する第２の加算回路と、
前記第１の加算回路と第２の加算回路の出力を差動増幅する差動増幅回路とを
有し、
前記レベル検出回路は、
前記正相信号又は、逆相信号の最大値を検出するピーク検出回路と、
該ピーク検出回路の最大値検出出力を分圧する分圧回路と、
該分圧回路の分圧信号レベルの、前記最大値検出レベルを基準に相対的な最小値を検出するボトム検出回路を有し、該ボトム検出回路の出力を前記レベル検出回路の検出出力とする、
ことを特徴とする信号増幅回路。
請求項１又は３において、
前記第１のボトム検出回路は、ボトム値を検知する検知容量を有し、該検知容量の一端を前記第１のピーク検出回路の出力に接続して構成されることを特徴とする信号増幅回路。
請求項２又は４において、
前記ボトム検出回路は、ボトム値を検知する検知容量を有し、該検知容量の一端を前記ピーク検出回路の出力に接続して構成されることを特徴とする信号増幅回路。
複数段の縦続接続された複数の増幅回路を有し、
該複数の増幅回路の少なくとも一段の増幅回路は、
正相信号の直流レベルを検出する第１のレベル検出回路と、
該第１のレベル検出回路の検出出力に逆相信号を加算する第１の加算回路と、
該逆相信号の直流レベルを検出する第２のレベル検出回路と、
該第２のレベル検出回路の検出出力に前記正相信号を加算する第２の加算回路と、
前記第１の加算回路と第２の加算回路の出力を差動増幅する差動増幅回路とを
有し、
前記第１のレベル検出回路は、
前記正相信号の最大値を検出する第１のピーク検出回路と、
該第１のピーク検出回路の検出レベルを基準として、前記正相信号の相対的な最小値を検出する第１のボトム検出回路と、
前記第１のピーク検出回路と第１のボトム検出回路の検出出力を分圧する第１の分圧回路とを有し、
前記第１の分圧回路の出力を前記第１のレベル検出回路の検出出力とし、更に、
前記第２のレベル検出回路は、
前記逆相信号の最小値を検出する第２のボトム検出回路と、
該第２のボトム検出回路の検出レベルを基準として、前記逆相信号の相対的な最大値を検出する第２のピーク検出回路と、
該第２のボトム検出回路と第２のピーク検出回路の検出出力を分圧する第２の分圧回路とを
有し、
前記第２の分圧回路の出力を前記第２のレベル検出回路の検出出力とする、
ことを特徴とする信号増幅回路。
複数段の従属接続された複数の増幅回路を有し、
該複数の増幅回路の少なくとも一段の増幅回路は、
正相信号又は、逆相信号の直流レベルを検出するレベル検出回路と
該レベル検出回路の検出出力に逆相信号又は、正相信号を加算する第１の加算回路と、
前記正相信号と逆相信号を加算する第２の加算回路と、
前記第１の加算回路と第２の加算回路の出力を差動増幅する差動増幅回路とを
有し、
前記レベル検出回路は、
前記正相信号又は、逆相信号の最大値を検出するピーク検出回路と、
該ピーク検出回路の検出レベルを基準として、前記正相信号又は、逆相信号の相対的な最小値を検出するボトム検出回路と、
前記ピーク検出回路とボトム検出回路の検出出力を分圧する分圧回路とを有し、
該分圧回路の出力を前記レベル検出回路の検出出力とする、
ことを特徴とする信号増幅回路。
請求項７又は８において、前記差動増幅回路は、
ＡＧＣアンプと、
入力振幅に応じて利得をフィードフォワード制御する利得制御回路とを有することを特徴とする信号増幅回路。
請求項１、３、又は７のいずれかにおいて、前記第１のレベル検出回路の出力にオフセット調整回路を接続することを特徴とする信号増幅回路。
請求項２、４、又は、８のいずれかにおいて、前記レベル検出回路の出力にオフセット調整回路を接続することを特徴とする信号増幅回路。
請求項１−４、７，又は８のいずれかにおける信号増幅回路の入力側に、
受光素子と、
該受光素子により変換された対応する電流信号を電圧に変換して増幅する前置増幅回路を有し、
前記前置増幅回路から、前記正相信号及び逆相信号を出力する、
ことを特徴とする光信号受信器。