CN110708032A - 跨阻放大电路 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种跨阻放大电路，跨阻放大电路是将输入电流变换成差动信号并输出差动信号的放大电路。该跨阻放大电路具备将电流信号变换成电压信号的单端形放大电路、生成旁通电流的第1反馈控制电路、根据电压信号与参照电压信号之差而生成差动信号的差动放大电路以及检测突发光信号的开始和结束的检测电路。检测电路基于正相信号的峰值以及反相信号的峰值而检测突发光信号的结束，并且在检测到突发光信号的结束时，将第1反馈控制电路的时间常数从第1时间常数切换成小于第1时间常数的第2时间常数。

Description

跨阻放大电路

技术领域

本公开涉及一种跨阻放大电路。

背景技术

在作为光接入系统的EPON(Ethernet(注册商标)Passive Optical Network，以太网无源光网络)中，作为站侧装置(OLT；Optical Line Terminal，光线路终端)的光接收器，使用跨阻放大电路。OLT的光接收器通过时分复用(TDM；Time Division Multiplexing)接收来自多个住宅装置(ONU；Optical Network Unit，光网络单元)的突发光信号。多个ONU设置于从OLT离开各种距离的位置，因此，从各ONU至OLT的传送路径损失根据距离而分别不同。因此，例如，来自位于离OLT较近的距离的ONU的信号强度变大，来自位于比该ONU离OLT更远的距离的ONU的信号强度变小。这样，将各种信号强度的突发光信号输入到OLT的光接收器。因此，在OLT的光接收器中包括的跨阻放大电路为了能够接收各种信号强度的突发光信号，具备从与突发光信号相应的电流信号抽出旁通电流的反馈控制电路。

在OLT的光接收器中包括的跨阻放大电路中，期望能够高速地响应间歇性的突发光信号。另外，期望即使连续地输入相同符号的信号，控制放大动作的反馈控制电路也稳定地动作，即，期望反馈控制电路具有相同符号连续耐受性。因此，例如在日本特开2010-213128号公报所记载的反馈控制电路中，在开始了突发光信号的输入的初始阶段中，为了使放大器的输出电压较快地稳定化(平均化)，将反馈控制电路的与响应速度相关的时间常数设定为小的值。另一方面，当经过初始阶段后，为了保持相同符号连续耐受性，将时间常数切换成大于初始阶段中的时间常数的值。进一步地，在1个突发光信号结束之后，将时间常数再次切换成初始阶段中的小的值。

这些时间常数的切换通过将通过对放大器的输出电压的平均值与第1参照电压进行差动放大而得到的控制信号的电压值与第2参照电压进行比较来进行。控制信号的每小时的变化量根据反馈控制电路的时间常数的值而确定。例如，在来自某个ONU的突发光信号结束的时刻下，将反馈控制电路的时间常数设定为大的值，因此，相对于放大器的输出电压中的每小时的变化，控制信号的每小时的变化较小。因此，直至控制信号(电压值)大于第2参照电压的值为止需要时间，因此，直至反馈控制电路的时间常数再次切换成初始阶段中的小的值为止需要时间。其结果是，直至放大器的输出电压的平均值返回到初始状态为止需要时间，因此，从在规定期间输入的1个突发光信号的结束起直至接下来的突发光信号的开始为止的空隙期间变长。

在本公开中，提供一种能够缩短从1个突发光信号的结束起直至接下来的突发光信号的开始为止的空隙期间的跨阻放大电路。

发明内容

本公开的一个方面涉及一种跨阻放大电路，是将根据间歇性的突发光信号而由受光元件生成的输入电流变换成包括正相信号和反相信号的差动信号而输出差动信号的放大电路。该跨阻放大电路具备：单端形放大电路，将电流信号变换成电压信号；第1反馈控制电路，具有时间常数，并且按通过时间常数调整的响应速度生成旁通电流；差动放大电路，根据电压信号与参照电压信号之差而生成差动信号；以及检测电路，基于差动信号来检测突发光信号的开始和结束。第1反馈控制电路根据电压信号与参照电压信号之差而生成旁通电流，并且从输入电流减去旁通电流而生成电流信号。检测电路基于正相信号的峰值即第1峰值以及反相信号的峰值即第2峰值来检测突发光信号的结束，并且在检测到突发光信号的结束时，在规定期间内，将第1反馈控制电路的时间常数从第1时间常数切换成小于第1时间常数的第2时间常数。

本公开的其他方面涉及一种跨阻放大电路，是将根据间歇性的突发光信号而由受光元件生成的输入电流变换成包括正相信号和反相信号的差动信号而输出差动信号的放大电路。该跨阻放大电路具备：单端形放大电路，将电流信号变换成电压信号；第1反馈控制电路，具有电容器，并且根据基于电压信号与参照电压信号之差的电容器的充电电压而生成旁通电流；差动放大电路，根据电压信号与参照电压信号之差而生成差动信号；以及检测电路，基于差动信号来检测突发光信号的开始和结束。第1反馈控制电路从输入电流减去旁通电流而生成电流信号，检测电路基于正相信号的峰值即第1峰值以及反相信号的峰值即第2峰值来检测突发光信号的结束，并且在检测到突发光信号的结束时，释放蓄积于电容器的电荷，从而重置充电电压。

附图说明

图1A是示出PON方式的通信系统的框图。

图1B是示出输入到站侧的通信装置的光信号的时序图的示意图。

图2是示出图1A所示的接收部的结构例的图。

图3是示出一个实施方式的跨阻放大电路的电路图。

图4是示出图3所示的反馈控制电路的一个例子的图。

图5是示出图3所示的检测电路的电路图。

图6A是示出图5所示的差动波峰保持电路的电路图。

图6B是示出图5所示的阈值生成电路的电路图。

图7A是示出图5所示的单相波峰保持电路的电路图。

图7B是示出图5所示的阈值生成电路的电路图。

图8A是示出图5所示的边缘检测电路的电路图。

图8B是示出图5所示的边缘检测电路的动作的时序图。

图9A是示出图5所示的开关信号生成电路的电路图。

图9B是示出图5所示的开关信号生成电路的动作的时序图。

图10是示出由反馈控制电路实施的反馈控制的状态转变的状态转变图。

图11是示出连续地连接了多个高通滤波器的情况下的理想响应的计算结果的图。

图12是示出仿真结果的时序图。

图13是放大了图12所示的仿真结果的一部分的图。

图14是放大了图12所示的仿真结果的一部分的图。

图15是放大了图12所示的仿真结果的一部分的图。

图16是放大了图12所示的仿真结果的一部分的图。

图17是示出其他仿真结果的时序图。

图18是放大了图17所示的仿真结果的一部分的图。

图19是示出变形例的跨阻放大电路具备的反馈控制电路的电路图。

图20是示出另一实施方式的跨阻放大电路的电路图。

图21是示出图20所示的反馈控制电路的一个例子的图。

图22是示出图20所示的检测电路的电路图。

图23是示出由反馈控制电路实施的反馈控制的状态转变的状态转变图。

图24是示出仿真结果的时序图。

图25是放大了图24所示的仿真结果的一部分的图。

图26是放大了图24所示的仿真结果的一部分的图。

图27是放大了图24所示的仿真结果的一部分的图。

图28是放大了图24所示的仿真结果的一部分的图。

图29是示出其他仿真结果的时序图。

图30是放大了图29所示的仿真结果的一部分的图。

图31是示出变形例的跨阻放大电路具备的反馈控制电路的电路图。

具体实施方式

参照附图，下面说明本公开的实施方式的跨阻放大电路的具体例。此外，本发明不限定于这些示例，而是通过权利要求书来表示，旨在包括与权利要求书等同的含义以及范围内的全部变更。

首先，作为具备本公开的一个实施方式的跨阻放大电路的光接入系统的一个例子，说明PON方式的通信系统。图1A是示出PON方式的通信系统的框图。图1A所示的通信系统1具备通信装置2、多个通信装置3、光分路器4、通信路径L1和多条通信路径L2。

通信装置2配置于站房5内。多个通信装置3分别配置于多个(在这里是3个)家庭6a～6c内。通信装置2经由多个通信装置3和作为光纤的通信路径L1、L2而连接。此外，在图1A中，省略配置于家庭6b以及家庭6c内的通信装置3的图示。通信装置2例如是OLT。通信装置3例如是ONU。通信装置2与光分路器4用1根通信路径L1连接。在光分路器4与各通信装置3之间，经由通信路径L2连接。光分路器4通过对从通信装置2输出到通信路径L1的光信号进行分割，从而对各通信路径L2输出分割而成的光信号。将从光分路器4输出到各通信路径L2的光信号输入到通信装置3。光分路器4通过将从通信装置3输出到通信路径L2的光信号耦合，从而对通信路径L1输出耦合而成的光信号。将从光分路器4输出到通信路径L1的光信号输入到通信装置2。

通信装置2具有控制电路7、发送部8和接收部9。发送部8是将光信号发送到各通信装置3的发送电路。接收部9是接收来自各通信装置3的光信号的接收电路。控制电路7是控制发送部8以及接收部9的电路。从发送部8发送的光信号与由接收部9接收的光信号具有相互不同的波长。

图1B是示出输入到站侧的通信装置的光信号的时序图的示意图。如图1B所示，输入到通信装置2的接收部9的光信号包括间歇性的突发光信号Sa～Sc。换言之，间歇地将突发光信号Sa～Sc输入到接收部9。在这里，突发光信号Sa、突发光信号Sb以及突发光信号Sc依次输入到接收部9。在期间Ton1～Ton3的期间内，突发光信号Sa～Sc分别输入到接收部9。具体来说，在期间Ton1的期间内，将从配置于家庭6a的通信装置3输出的突发光信号Sa输入到接收部9。即，从突发光信号Sa的输入开始的时间起直至突发光信号Sa的输入结束的时间为止的期间相当于期间Ton1。在期间Ton2的期间内，将从配置于家庭6b的通信装置3输出的突发光信号Sb输入到接收部9。即，从突发光信号Sb的输入开始的时间起直至突发光信号Sb的输入结束的时间为止的期间相当于期间Ton2。在期间Ton3的期间内，将从配置于家庭6c的通信装置3输出的突发光信号Sc输入到接收部9。即，从突发光信号Sc的输入开始的时间起直至突发光信号Sc的输入结束的时间为止的期间相当于期间Ton3。

突发光信号Sa～Sc分别具有前导信号(图1B中的信号Sync)和接着前导信号的净荷(Payload)信号。前导信号是在将该前导信号输入到接收部9的期间内用于使来自接收部9具有的放大电路的输出信号稳定化的信号。将分别在突发光信号Sa～Sc中包括的前导信号输入到接收部9的期间Ts相互大致相同。期间Ts例如设定为恒定的时间。前导信号的期间Ts是直至接收部9正常接收到突发光信号Sa～Sc为止所需的建立时间(settling time)。换言之，接收部9需要在期间Ts的期间内(建立时间内)完成准备，以能够正常接收净荷信号。

在接收部9中连接到放大电路的后级的信号处理部中，校正从各通信装置3输出的光信号的频率以及相位的偏差，同时，为了正确地使光信号再生，使用净荷信号。因此，在接收部9的放大电路中，只要能够进行突发光信号的控制(稳定化)，期望高速地实现。即，构成接收部9的放大电路的后述的跨阻放大电路11适当地检测突发光信号的开始(上升沿)以及结束(下降沿)，在期间Ts的期间内，期望去除由突发光信号的强弱导致的影响。

净荷信号是由从各通信装置3发送的数据构成的信号。分别在突发光信号Sa～Sc中包括的净荷信号的期间根据各净荷信号的数据量而不同。此外，分别在突发光信号Sa～Sc中，也可以接着净荷信号而包括表示突发光信号的结束的突发终端信号(BTS：BurstTermination Signal)。

突发光信号Sa～Sc分别包括高电平以及低电平的信号。换言之，分别在突发光信号Sa～Sc中，高电平以及低电平的信号混合存在。例如，高电平的信号是具有规定的振幅的光信号，低电平的信号是振幅的大小大致等于0的光信号。例如，在前导信号中，高电平以及低电平的信号规则地交替重复。净荷信号由与数据相应的高电平以及低电平的信号构成。

在期间Toff1的期间内，不对接收部9输入光信号。从突发光信号Sa的输入结束的时间起直至突发光信号Sb的输入开始的时间为止的期间相当于期间Toff1。在期间Toff2的期间内，不对接收部9输入光信号。从突发光信号Sb的输入结束的时间起直至突发光信号Sc的输入开始的时间为止的期间相当于期间Toff2。期间Toff1、Toff2是用于切换通信路径L2的期间(空隙期间)。

通信装置2与各通信装置3的距离相互不同，因此，在各通信路径L2中产生的光信号的损失相互不同。因此，输入到接收部9的突发光信号Sa～Sc的振幅是相互不同的大小。这样，将从不同家庭输出的具有相互不同的振幅的光信号(突发光信号)不定期地输入到接收部9。在接收部9的放大电路中，突发光信号的振幅不同，因此，使用反馈控制电路。

接下来，说明通信装置2的接收部9的结构。图2是示出图1A所示的接收部的结构例的图。接收部9例如是10G-EPON方式的光接收器。接收部9具备受光元件10、跨阻放大电路(TIA：Trans-Impedance Amplifier)11和限幅放大器(LIA：Limiting Amplifier)12。

受光元件10是将输入到接收部9的突发光信号变换成电信号(电流信号)的元件。例如，受光元件10是雪崩光电二极管(APD：Avalanche-Photo Diode)。具体来说，受光元件10根据突发光信号Sa～Sc的振幅，作为电流信号而生成包括DC(Direct Current，直流)分量的输入电流Iapd。受光元件10生成与突发光信号Sa～Sc的振幅相应的输入电流Iapd。例如，突发光信号Sa～Sc的振幅越大，则输入电流Iapd越大。当将突发光信号Sa～Sc中的低电平的信号输入到接收部9时，受光元件10生成大致等于0的输入电流Iapd。受光元件10将所生成的输入电流Iapd输出到跨阻放大电路11。在这里，受光元件10的阴极连接到施加电压Vapd，受光元件10的阳极连接到跨阻放大电路11的输入端子11a(参照图3)。

跨阻放大电路11是通过对输入电流Iapd进行阻抗变换并且放大而输出作为电压信号的差动信号Vout的电路。跨阻放大电路11例如作为IC(Integrated Circuit，集成电路)而构成。具体来说，跨阻放大电路11将输入电流Iapd变换成包括正相信号Voutp和反相信号Voutn的差动信号Vout，将该差动信号Vout输出到限幅放大器12。跨阻放大电路11在输入电流Iapd的大小较小的情况下，以高的放大率进行阻抗变换以及放大，在输入电流Iapd的大小较大的情况下，以低的放大率进行阻抗变换以及放大。这样，跨阻放大电路11根据输入电流Iapd的大小而控制增益。关于跨阻放大电路11的详情，在后面叙述。

差动信号Vout经由电容器13a、13b输入到限幅放大器12。跨阻放大电路11与限幅放大器12由电容器13a、13b进行AC(alternating current，交流电)耦合。为了高速地响应突发光信号，与在用于干线系统等的主要接收连续信号的接收器中使用的电容器相比，用于AC耦合的电容器13a、13b的电容较小。例如，电容器13a、13b的电容彼此相同。通过AC耦合，去除在差动信号Vout中包括的DC分量。被去除了DC分量的差动信号Vout的正相信号Voutp作为正相信号Vliap输入到限幅放大器12，被去除了DC分量的差动信号Vout的反相信号Voutn作为反相信号Vlian输入到限幅放大器12。

限幅放大器12是将各种强度的差动信号变换成恒定振幅的电压信号而输出该电压信号的电路。限幅放大器12例如作为IC而构成。限幅放大器12使经由电容器13a、13b输入的正相信号Vliap以及反相信号Vlian的电压值一致而输出。换言之，限幅放大器12对正相信号Vliap以及反相信号Vlian之间的电压差进行饱和放大。将从限幅放大器12输出的恒定振幅的电压信号输入到CDR(Clock and Data Recovery，时钟数据恢复电路)(未图示)。由CDR从电压信号提取时钟信号，用抖动少的时钟信号来进行识别再生处理，从而形成数据波形。

接下来，说明跨阻放大电路11的详情。图3是示出一个实施方式的跨阻放大电路的电路图。图3所示的跨阻放大电路11具备TIA芯部14(单端形放大电路)、虚拟TIA部15、反馈控制电路16(第1反馈控制电路)、差动放大电路17、反馈控制电路18(第2反馈控制电路)和检测电路19。

TIA芯部14是将输入电流Iapd变换成电压信号Vtia的单端形的放大电路。具体来说，TIA芯部14具备放大器14a和反馈电阻元件14b。将通过从输入电流Iapd减去旁通电流Iaoc1而得到的电流信号Iin输入到TIA芯部14。TIA芯部14生成与电流信号Iin相应的电压信号Vtia。TIA芯部14将电压信号Vtia输出到反馈控制电路16以及差动放大电路17(差动放大器17a)。TIA芯部14的增益是电压信号Vtia的大小与电流信号Iin的大小之比。TIA芯部14的增益由反馈电阻元件14b的电阻值(跨阻)确定。

虚拟TIA部15是生成作为电压信号的参照电压信号Vref的电路。虚拟TIA部15将参照电压信号Vref输出到反馈控制电路16以及差动放大电路17(差动放大器17a)。参照电压信号Vref用于在差动放大电路17中将单个电压信号Vtia变换成差动信号Vout。参照电压信号Vref具有规定的电压值。例如，将参照电压信号Vref的电压值设定为输入电流Iapd是0的情况下的电压信号Vtia的值。虚拟TIA部15具备放大器15a和反馈电阻元件15b。例如，TIA芯部14与虚拟TIA部15具有彼此相同的结构。

反馈控制电路16是根据电压信号Vtia与参照电压信号Vref之差而生成旁通电流Iaoc1的电路。将电压信号Vtia和参照电压信号Vref输入到反馈控制电路16。反馈控制电路16仅放大在电压信号Vtia中包括的包括DC分量的低频分量，从而生成旁通电流Iaoc1。反馈控制电路16的输出端子连接于TIA芯部14的输入端子。由反馈控制电路16生成的旁通电流Iaoc1流向反馈控制电路16，因此，从输入电流Iapd减去旁通电流Iaoc1。换言之，反馈控制电路16通过从输入电流Iapd减去旁通电流Iaoc1，从而生成电流信号Iin。由此，由旁通电流Iaoc1去除在输入电流Iapd中包括的DC分量，仅将在输入电流Iapd中包括的AC分量作为电流信号Iin输入到TIA芯部14。通过从输入电流Iapd减去旁通电流Iaoc1，从而电压信号Vtia的平均值与参照电压信号Vref相互一致。由此，去除由于输入电流Iapd而在TIA芯部14产生的DC偏置。其结果是，即使在突发光信号的强度强、与输入电流Iapd相应的电压信号受到由后述的差动放大器17b的饱和引起的振幅限制的情况下，也能够降低该电压信号的占空比的变化。

接下来，使用图4来说明反馈控制电路16的详情。图4是示出图3所示的反馈控制电路的一个例子的图。反馈控制电路16的输入端子16a连接于虚拟TIA部15的输出端子，将参照电压信号Vref输入到输入端子16a。反馈控制电路16的输入端子16b连接于TIA芯部14的输出端子，将电压信号Vtia输入到输入端子16b。在反馈控制电路16的输出端子16c处，生成和电压信号Vtia与参照电压信号Vref之差相应的旁通电流Iaoc1。反馈控制电路16具备差动放大器21、电阻元件22a、22b、23a、23b、开关24a、24b、电容器25和OTA26。在本实施方式中，电阻元件22a与电阻元件22b具有彼此相同的电阻值R1，电阻元件23a与电阻元件23b具有彼此相同的电阻值R2。

经由输入端子16a、16b将参照电压信号Vref以及电压信号Vtia输入到差动放大器21。差动放大器21的输出端子的一方(反相输出端子)连接到电阻元件22a的一端以及开关24a的一端。差动放大器21的输出端子的另一方(正相输出端子)连接到电阻元件22b的一端以及开关24b的一端。电阻元件22a的另一端以及开关24a的另一端连接到电阻元件23a的一端。电阻元件22b的另一端以及开关24b的另一端连接到电阻元件23b的一端。即，电阻元件22a与开关24a相互并联连接。电阻元件22b与开关24b相互并联连接。电阻元件23a的另一端连接到OTA26的正相输入端子，电阻元件23b的另一端连接到OTA26的反相输入端子。电阻元件23a的另一端和电阻元件23b的另一端经由电容器25相互连接。换言之，电容器25插入于OTA26的差动输入之间。OTA26的输出端子构成反馈控制电路16的输出端子16c。

差动放大器21通过放大参照电压信号Vref与电压信号Vtia的电压差而生成差动信号。差动放大器21输出所生成的差动信号。从差动放大器21输出的差动信号包括从反相输出端子输出的反相信号以及从正相输出端子输出的正相信号。开关24a、24b例如是传输门开关。从检测电路19将开关信号SW、SWB输入到开关24a、24b。开关信号SW、SWB是包括高电平以及低电平的状态的信号。开关信号SW的逻辑值与开关信号SWB的逻辑值相互相反。例如，开关信号SWB通过将开关信号SW输入到反转电路(NOT电路)而生成。通过开关信号SW、SWB来控制开关24a、24b。开关24a、24b根据开关信号SW、SWB而切换成开路状态(断开状态)或者闭合状态(接通状态)。在这里，在开关信号SW是高电平、开关信号SWB是低电平的情况下，开关24a、24b维持于闭合状态。在开关信号SW是低电平、开关信号SWB是高电平的情况下，开关24a、24b维持于开路状态。开关信号SW、SWB的详情在后面叙述。

OTA26是运算跨导放大器(Operational Transconductance Amplifier)。OTA26是将电压信号变换成电流信号的电路。OTA26是具有公知的结构的电路，例如具有对差动放大电路附加电流镜电路而成的结构。OTA26具有跨导Gm，OTA26的输入输出阻抗例如是无穷大。流到OTA26的单个输出端子(输出端子16c)的旁通电流Iaoc1如式(1)所示，通过对输入到OTA26的电压Vinp与电压Vinn之差即输入差动电压乘以跨导Gm而求出。电压Vinp与电压Vinn之差根据电压信号Vtia与参照电压信号Vref之差的积分值而变化，因此，旁通电流Iaoc1根据电压信号Vtia与参照电压信号Vref之差的积分值而生成。在输入差动电压(旁通电流Iaoc1的电流值)是正值的情况下，旁通电流Iaoc1从OTA26(反馈控制电路16)流向外部。在输入差动电压(旁通电流Iaoc1的电流值)是负值的情况下，旁通电流Iaoc1从反馈控制电路16的外部流向OTA26(反馈控制电路16)。在该情况下，从输入电流Iapd减去旁通电流Iaoc1。

【公式1】

Iaoc1＝Gm×(Vinp-Vinn)…(1)

反馈控制电路16具有时间常数，并且以通过时间常数的值而调整的响应速度控制旁通电流Iaoc1。反馈控制电路16的时间常数的值通过开关24a、24b的开闭合状态以及电路元件的常数来确定。反馈控制电路16的时间常数的值在开关24a、24b为开路状态时是时间常数τ1(第1时间常数)，在开关24a、24b为闭合状态时是时间常数τ2(第2时间常数)。在开关信号SW是低电平的情况下，开关24a、24b为开路状态，因此，时间常数τ1如式(2)所示，通过电阻元件22a、22b的电阻值R1、电阻元件23a、23b的电阻值R2以及电容器25的电容C1确定。另一方面，在开关信号SW是高电平的情况下，开关24a、24b为闭合状态，因此，由开关24a、24b与电阻元件22a、22b构成的并联电路的电阻值大致等于0。因此，时间常数τ2如式(3)所示，通过电阻值R2与电容C1来确定。

【公式2】

τ1＝2×(R1+R2)×C1…(2)

【公式3】

τ2＝2×R2×C1…(3)

如式(2)、(3)所示，时间常数τ2小于时间常数τ1。即，在将反馈控制电路16的时间常数设定为时间常数τ2的情况下，反馈控制电路16控制旁通电流Iaoc1的响应速度与将反馈控制电路16的时间常数设定为时间常数τ1的情况相比较快。换言之，在将高电平的开关信号SW输入到反馈控制电路16时，由反馈控制电路16调整的旁通电流Iaoc1的每个单位时间的时间变化与将低电平的开关信号SW输入到反馈控制电路16时相比较大。高电平的开关信号SW是指维持于高电平的状态的开关信号SW。低电平的开关信号SW是指维持于低电平的状态的开关信号SW。此外，反馈控制电路16的时间常数发生变化，从而反馈控制电路16的控制环路中的开环传递函数的直流增益不发生变化，由于时间常数的切换，旁通电流Iaoc1的值不会变得不连续。反馈控制电路16的差动放大器21输出差动信号，但反馈控制电路16也可以代替差动放大器21而具备输出单个输出信号的单端形的差动放大器。在该情况下，反馈控制电路16也可以与上述同样地生成旁通电流Iaoc1。

差动放大电路17是根据电压信号Vtia与参照电压信号Vref之差(差分)而生成包括正相信号Voutp以及反相信号Voutn的差动信号Vout的电路。差动放大电路17具备差动放大器17a和差动放大器17b。差动放大器17a通过放大电压信号Vtia与参照电压信号Vref的差分，从而生成差动信号。差动放大器17a将所生成的差动信号输出到差动放大器17b。差动放大器17b通过放大从差动放大器17a输出的差动信号，从而生成包括正相信号Voutp以及反相信号Voutn的差动信号Vout。差动放大电路17(差动放大器17b)将差动信号Vout经由跨阻放大电路11的输出端子11b、11c输出到限幅放大器12。差动放大电路17将差动信号Vout输出到反馈控制电路18以及检测电路19。

反馈控制电路18是通过对差动放大电路17进行反馈控制而去除在差动信号Vout中包括的DC偏置(直流偏置)的电路。由于在差动放大电路17中产生的噪声，产生电压信号Vtia的平均值与参照电压信号Vref的差分，该差分由差动放大电路17放大。因此，在差动信号Vout中有可能产生DC偏置。在差动信号Vout中包括的DC偏置是指在正相信号Voutp中包括的DC分量的电位与在反相信号Voutn中包括的DC分量的电位的差分。反馈控制电路18的正相输出端子以及反相输出端子分别连接到差动放大器17a的输出电阻元件(未图示)。反馈控制电路18以使在正相信号Voutp中包括的DC分量的电位与在反相信号Voutn中包括的DC分量的电位相互一致的方式进行动作。具体来说，反馈控制电路18通过仅放大在正相信号Voutp和反相信号Voutn中包括的包括DC分量的低频分量的差分，从而生成与该差分相应的旁通电流Iaoc2p、Iaoc2n。此外，反馈控制电路18具有与公知的反馈控制电路相同的结构，因此，省略关于反馈控制电路18的结构的详细说明。反馈控制电路18进行反馈控制，从而调整在从差动放大器17a输出的差动信号中包括的DC分量的电位，差动信号Vout的电压的平均值大致等于0。

检测电路19是检测突发光信号的开始和结束的电路。检测电路19基于差动信号Vout而监控突发光信号的强度，并且调整控制阈值。检测电路19也称为BTG(Burst TimingGenerator，突发定时发生器)。检测电路19通过检测突发光信号的开始和结束，从而将用于切换时间常数的开关信号SW输出到反馈控制电路16。在本实施方式中，检测电路19基于差动信号Vout的峰值Vp1(第3峰值)以及差动信号Vout的平均值Vave而检测突发光信号的开始。具体来说，检测电路19通过峰值Vp1大于阈值Vth1(第2阈值)来检测突发光信号的开始。阈值Vth1根据平均值Vave而生成。检测电路19基于反相信号Voutn的峰值Vp2(第2峰值)以及正相信号Voutp的峰值Vp3(第1峰值)而检测突发光信号的结束。具体来说，检测电路19通过峰值Vp2大于阈值Vth2(第1阈值)来检测突发光信号的结束。阈值Vth2根据峰值Vp3而生成。

检测电路19将开关信号SW输出到反馈控制电路16。此外，开关信号SW在初始状态下设定为低电平。即，在初始状态下，将反馈控制电路16的时间常数设定为时间常数τ1。检测电路19在检测到突发光信号的开始或者结束的情况下，将开关信号SW从低电平切换成高电平。在这里，检测电路19在规定期间内，将开关信号SW维持于高电平。通过将维持于高电平的开关信号SW输入到反馈控制电路16，从而将反馈控制电路16的时间常数从时间常数τ1切换成时间常数τ2。当经过规定期间时，检测电路19将开关信号SW从高电平切换成低电平。由此，将反馈控制电路16的时间常数从时间常数τ2切换成时间常数τ1。此外，在本实施方式中，检测电路19持续输出高电平的开关信号SW的规定期间比前导信号的期间Ts短。检测电路19每当检测到突发光信号的开始或者结束时，进行上述开关信号SW的切换动作。这样，检测电路19在检测到突发光信号的开始或者结束时，通过开关信号SW的切换动作，将反馈控制电路16的时间常数从时间常数τ1切换成时间常数τ2。

接下来，使用图5～图9B来说明检测电路19的详情。图5是示出图3所示的检测电路的电路图。图6A是示出图5所示的差动波峰保持电路的电路图。图6B是示出图5所示的阈值生成电路的电路图。图7A是示出图5所示的单相波峰保持电路的电路图。图7B是示出图5所示的阈值生成电路的电路图。图8A是示出图5所示的边缘检测电路的电路图。图8B是示出图5所示的边缘检测电路的动作的时序图。图9A是示出图5所示的开关信号生成电路的电路图。图9B是示出图5所示的开关信号生成电路的动作的时序图。

图5所示的检测电路19具备电平监控电路31、比较器电路32a、32b、边缘检测电路33a、33b、XOR电路34和开关信号生成电路35。将正相信号Voutp输入到检测电路19的输入端子19a，将反相信号Voutn输入到检测电路19的输入端子19b。

电平监控电路31是监视差动信号Vout的电路。具体来说，电平监控电路31检测峰值Vp1、平均值Vave、峰值Vp2以及峰值Vp3。电平监控电路31生成阈值Vth1以及阈值Vth2。电平监控电路31将峰值Vp1以及阈值Vth1输出到比较器电路32a，将峰值Vp2以及阈值Vth2输出到比较器电路32b。电平监控电路31具备差动波峰保持电路36、阈值生成电路37(第2阈值生成电路)、单相波峰保持电路38和阈值生成电路39(第1阈值生成电路)。正相信号Voutp经由输入端子19a输入到差动波峰保持电路36、阈值生成电路37以及阈值生成电路39。反相信号Voutn经由输入端子19b输入到差动波峰保持电路36、阈值生成电路37以及单相波峰保持电路38。即，将差动信号Vout输入到差动波峰保持电路36以及阈值生成电路37。

差动波峰保持电路36是检测差动信号Vout的峰值Vp1的电路。差动波峰保持电路36将峰值Vp1输出到比较器电路32a。如图6A所示，差动波峰保持电路36具备晶体管41、42、电流源43、44和电容器45。晶体管41的基极连接到输入端子19a，晶体管42的基极连接到输入端子19b。晶体管41、42的集电极连接到电源电压VCC。晶体管41、42的发射极连接到输出端子36a。电流源43的一端连接到输出端子36a(晶体管41、42的发射极)，电流源43的另一端连接到接地电位GND。电流源44的一端连接到电源电压VCC，电流源44的另一端连接到输出端子36a(晶体管41、42的发射极)。电容器45并联连接到电流源43。即，电容器45的一端连接到输出端子36a，电容器45的另一端连接到接地电位GND。电容器45具有电容Ch1。电流源43生成电流Ih1，电流源44生成电流Is1。电流源43、44在向接地电位GND的方向上分别流过电流Ih1、Is1。将在电容器45的两端产生的充电电压作为峰值Vp1从差动波峰保持电路36输出。

在差动波峰保持电路36中，根据输入到晶体管41、42的基极的输入信号，对电容器45进行充电。在晶体管41、42中的某一方是接通状态时，充电电流流到电容器45，在电容器45中蓄积电荷。此时，在电容器45的两端产生的充电电压相当于峰值Vp1。电流源43使蓄积于电容器45的电荷放出(放电)。将电流Is1的电流值设定得比电流Ih1的电流值小。电流源43、44使晶体管41、42产生偏压。即，通过电流源43、44，设定晶体管41、42的动作基准电位。通过由电流源43、44生成的合成电流，放电电流在使电容器45放电的方向上流过。

当差动信号Vout的振幅增加时，正相信号Voutp与反相信号Voutn的峰值分别变大。晶体管41当正相信号Voutp的振幅大于规定值时，成为接通状态，晶体管42当反相信号Voutn的振幅大于规定值时，成为接通状态。规定值例如通过晶体管41、42从断开状态变化为接通状态的基极-发射极间的电压值来确定。当正相信号Voutp以及反相信号Voutn中的某一方的振幅大于规定值时，对电容器45进行充电。当差动信号Vout的振幅的增加停止时，流到电容器45的充电电流变小。然后，电流Ih1和电流Is1之差即放电电流与经由晶体管41、42的充电电流达到平衡状态，从而电容器45的充电电压稳定。此时的充电电压对应于峰值Vp1(波峰电位)。

当差动信号Vout的振幅变小时，流到电容器45的充电电流进一步地变小，从电容器45开始放电。此时，电流源43、44的阻抗非常高，晶体管41、42成为断开状态，因此，电容器45的放电时的时间常数大于充电时的时间常数。因此，峰值Vp1在规定的期间内，维持(保持)于大致恒定。在差动信号Vout中包括互补的正相信号Voutp以及反相信号Voutn，晶体管41与晶体管42互补地(交替地)成为接通状态，因此，差动波峰保持电路36进行与针对差动信号Vout的全波整流对应的动作(检测)。即，除在差动信号Vout中包括的数据的转变区间以外，电容器45大致成为充电状态，维持峰值Vp1。

阈值生成电路37是根据差动信号Vout的平均电压而生成阈值Vth1的电路。阈值生成电路37检测平均值Vave，将用于判定突发光信号的有无(开始)的阈值Vth1输出到比较器电路32a。差动信号Vout的平均值Vave相当于差动信号Vout的平均电压的峰值。如图6B所示，阈值生成电路37具备电阻元件46、47、电容器48、晶体管49、50、电流源51、52、电阻元件53和电容器54。电流源51生成电流Ih2，电流源52生成电流Is2。电容器54具有电容Ch2。

在阈值生成电路37中，将电阻元件46的一端连接到输入端子19a，将电阻元件47的一端连接到输入端子19b。电阻元件46、47的另一端相互连接。电阻元件46与电阻元件47的连接点(节点)经由电容器48连接到接地电位GND。电阻元件46与电阻元件47的连接点连接到晶体管49、50的基极。晶体管49、50的集电极连接到电源电压VCC。晶体管49、50的发射极经由由相互并联连接的电流源51与电容器54构成的并联电路连接到接地电位GND。晶体管49、50的发射极经由电阻元件53连接到输出端子37a。将电流源52连接到电源电压VCC与输出端子37a之间。

电阻元件46的电阻值与电阻元件47的电阻值彼此相同。由此，在电阻元件46与电阻元件47的连接点处，检测差动信号Vout的平均电压(通用电位)。通过电容器48，对共模的高频噪声进行旁通。阈值生成电路37维持差动信号Vout的平均值Vave而作为差动信号Vout的平均电压(通用电位)的峰值检测结果。由此，将差动信号Vout的平均值Vave作为晶体管49、50的发射极的电位(电容器54的两端电压)而检测。电流Is2从电流源52流到电阻元件53，从而使晶体管49、50的发射极的电位按电阻元件53的两端的电压Vs2发生DC偏置。即，通过对平均值Vave(晶体管49、50的发射极的电位)添加在电阻元件53的两端产生的电压Vs2，从而生成阈值Vth1。换言之，通过对差动信号Vout的平均电压的峰值加上电压Vs2，从而生成阈值Vth1。

在本实施方式中，差动波峰保持电路36的晶体管41、42和阈值生成电路37的晶体管49、50全部由相同尺寸的晶体管构成。以使电流Ih1与电流Ih2的电流值彼此相同的方式，构成电流源43、51。以使电流Is1与电流Is2的电流值彼此相同的方式，构成电流源44、52。通过这些电流Ih1、Ih2、Is1、Is2的设定，晶体管41、42、49、50的集电极电流密度彼此相同。为了使针对噪声的滤波效果一致，也可以以使电容Ch1与电容Ch2彼此相同的方式构成电容器45、54。

单相波峰保持电路38是检测反相信号Voutn的峰值Vp2的电路。峰值Vp对应于突发光信号的波谷值。单相波峰保持电路38将峰值Vp2输出到比较器电路32b。如图7A所示，单相波峰保持电路38具备晶体管55、电流源56、57和电容器58。电流源56生成电流Ih3，电流源57生成电流Is3。电容器58具有电容Ch3。晶体管55的基极连接到输入端子19b，将反相信号Voutn输入到晶体管55的基极。晶体管55的集电极连接到电源电压VCC。晶体管55的发射极连接到输出端子38a。晶体管55的发射极经由由相互并联连接的电流源56与电容器58构成的并联电路连接到接地电位GND。将电流源57连接到电源电压VCC与输出端子38a之间。

在单相波峰保持电路38中，通过反相信号Voutn，对电容器58进行充电。与差动波峰保持电路36同样地，晶体管55当反相信号Voutn的振幅大于规定值时，成为接通状态，在电容器58中蓄积电荷。电流源56使蓄积于电容器58的电荷放出(放电)。将电流Is3的电流值设定得比电流Ih3的电流值小。电流源56、57使晶体管55产生偏压。即，通过电流源56、57，设定晶体管55的动作电压的基准。通过由电流源56、57生成的合成电流，放电电流在使电容器58放电的方向上流过。

当反相信号Voutn的振幅增加时，反相信号Voutn的峰值变大。晶体管55当反相信号Voutn的振幅大于规定值时，成为接通状态。在晶体管55为接通状态时，充电电流流到电容器58，对电容器58进行充电。当反相信号Voutn的振幅的增加停止时，流到电容器58的充电电流变小。然后，通过从电流Ih3减去电流Is3而得到的放电电流与经由晶体管55的充电电流达到平衡状态，从而电容器58的两端电压稳定。此时的电容器58的两端电压对应于反相信号Voutn的峰值Vp2。当反相信号Voutn的振幅进一步地变小时，流到电容器58的充电电流进一步地变小，从电容器58开始放电。此时，电流源56、57的阻抗非常高，电容器58的放电时的时间常数大于充电时的时间常数。因此，峰值Vp2在规定的期间内，维持于大致恒定。与差动波峰保持电路36不同，输入到单相波峰保持电路38的信号是单相的反相信号Voutn。因此，单相波峰保持电路38进行与针对差动信号Vout的半波整流对应的动作(检测)。

阈值生成电路39是根据峰值Vp3而生成阈值Vth2的电路。阈值生成电路39检测峰值Vp3，将阈值Vth2输出到比较器电路32b。如图7B所示，阈值生成电路39具备晶体管59、电流源60、61、电阻元件62和电容器63。电流源60生成电流Ih4，电流源61生成电流Is4。电容器63具有电容Ch4。阈值生成电路39除电阻元件62以外，具有与单相波峰保持电路38相同的结构。晶体管59的基极连接到输入端子19a，将正相信号Voutp输入到晶体管59的基极。晶体管59的集电极连接到电源电压VCC。晶体管59的发射极经由由相互并联连接的电流源60与电容器63构成的并联电路连接到接地电位GND。晶体管59的发射极经由电阻元件62连接到输出端子39a。将电流源61连接到电源电压VCC与输出端子39a之间。

阈值生成电路39与单相波峰保持电路38同样地，针对单相的输入信号，进行维持峰值的动作。在阈值生成电路39中，将峰值Vp3作为晶体管59的发射极电位而检测。电流Is4流到电阻元件62，从而作为阈值Vth2而生成相对于该发射极电位按在电阻元件62的两端产生的电压Vs4发生DC偏置后的电位。阈值生成电路39与单相波峰保持电路38同样地，是检测峰值的电路，但在阈值生成电路39中，输入信号是正相信号Voutp。因此，在振幅大的突发光信号结束的瞬间，正相信号Voutp的电压值变低，阈值Vth2从高的电压值以比峰值Vp2快的速度降低。

在本实施方式中，单相波峰保持电路38的晶体管55与阈值生成电路39的晶体管59由相同尺寸的晶体管构成。以使电流Ih3与电流Ih4的电流值彼此相同的方式，构成电流源56、60。以使电流Is3与电流Is4的电流值彼此相同的方式，构成电流源57、61。通过这些电流Ih3、Ih4、Is3、Is4的电流值的设定，晶体管55、59的集电极电流密度彼此相同。为了使针对噪声的滤波效果一致，也可以以使电容器58的电容Ch3与电容器63的电容Ch4彼此相同的方式，构成电容器58、63。

进一步地，电容Ch3、Ch4也可以设定成在被输入了具有连续的相同符号的信号的突发光信号的情况下不发生由放电导致的错误动作。例如，在信号的传送速度是10Gb/s(bps；比特每秒)的通信系统中，将72bit作为设定比特数，以满足相同符号连续耐受性的方式设定电容Ch3、Ch4。此外，在传送速度是10Gb/s的通信系统中，针对每个单符号的信号分配100psec。在该情况下，也可以以如下方式构成单相波峰保持电路38以及阈值生成电路39，即：在电容器58、63中，以相对于相当于上述设定比特数的信号的期间至少具有2倍左右的值的放电时间常数进行放电。例如，也可以将电容器58、63放电时的放电时间常数设定为14.4nsec以上。

另一方面，在突发光信号的结束的检测中，如果放电时间常数过大，则检测有可能变慢。关于单相波峰保持电路38中的放电时间常数，如果使电流源56、57的阻抗无穷大，则根据通过将从电流Ih3的电流值减去电流Is3的电流值后的值除以电容Ch3而得到的值来确定。差动波峰保持电路36、阈值生成电路37以及阈值生成电路39中的放电时间常数也与单相波峰保持电路38同样地确定。例如，在设为从电流Ih3的电流值减去电流Is3的电流值后的值是10μA、电容Ch3是10pF的情况下，如果设为信号振幅是100mV，则在14.4nsec下的电压变化为14.4mV，相当于14.4％的振幅降低。在100nsec下的电压变化为100mV，振幅降低至0％。因此，对突发光信号的结束的检测造成影响的延迟时间最大也只有100nsec左右。

在突发光信号的开始的检测中，通过对峰值Vp1与阈值Vth1进行比较来检测突发光信号的开始时的边缘。峰值Vp1是通过对差动信号Vout进行全波整流而得到的电压，针对突发光信号的开始，能够高速地响应。峰值Vp1的响应延迟放电时间常数相当量地跟随由反馈控制电路16进行低速状态的反馈控制的残留DC偏置的变化。因此，如果将峰值Vp1用于突发光信号的结束时的下降沿的检测，则峰值Vp1的响应时间变慢。另一方面，通过对峰值Vp2与阈值Vth2进行比较来检测突发光信号的结束时的下降沿。峰值Vp2以及阈值Vth2是通过对差动信号Vout进行半波整流而得到的电压。因此，如果使用于保持峰值的放电电容(波峰保持放电电容)在相同符号连续的情况下在不引起错误检测(错误动作)的范围内减小，则阈值Vth2从峰值Vp2高速地降低。由此，检测突发光信号的结束时的下降沿。

在本实施方式的跨阻放大电路11中，当将突发光信号输入到接收部9时，输入包括高电平以及低电平这两方的状态的输入电流Iapd，在参照电压信号Vref与电压信号Vtia之间产生差分。因此，生成具有规定的振幅的差动信号Vout，差动信号Vout的峰值Vp1上升。在输入突发光信号之前(空隙期间)，峰值Vp1与平均值Vave大致相同。阈值Vth1通过对平均值Vave加上电压Vs2而得到，因此，峰值Vp1小于阈值Vth1。另一方面，当开始(输入)突发光信号时，在阈值生成电路37中，将差动信号Vout的平均电压的峰值作为平均值Vave而检测，因此，峰值Vp1大于平均值Vave。此时，峰值Vp1大致等于平均值Vave的2倍。因此，以峰值Vp1紧接在突发光信号开始之后超过阈值Vth1的方式设定阈值Vth1，从而检测突发光信号的开始。例如，阈值Vth1通过事先测定突发光信号的开始时的峰值Vp1以及平均值Vave来设定。

当突发光信号结束时，输入电流Iapd成为低电平的状态，仅将在TIA芯部14残存的旁通电流Iaoc1作为电流信号Iin输入。因此，在突发光信号结束后，反相信号Voutn的振幅高于正相信号Voutp的振幅的状态继续。此时，正相信号Voutp成为低电平的状态。在输入突发光信号的期间内，反相信号Voutn与正相信号Voutp的振幅是相互大致相同的值，因此，峰值Vp2与峰值Vp3相互大致相同。阈值Vth2通过对峰值Vp3添加电压Vs4而得到，因此，峰值Vp2小于阈值Vth2。另一方面，当突发光信号结束时，正相信号Voutp成为低电平的状态，因此，在阈值生成电路39中，使电容器63的电荷放电，峰值Vp3减少。在单相波峰保持电路38中，峰值Vp2维持于大致恒定。由此，峰值Vp2大于峰值Vp3。因此，以峰值Vp2紧接在突发光信号结束之后超过阈值Vth2的方式设定阈值Vth2，从而检测突发光信号的结束。例如，阈值Vth2通过事先测定突发光信号的结束时的峰值Vp2、Vp3而设定。

比较器电路32a、32b分别是例如具有磁滞特性的比较器电路。具体来说，比较器电路32a通过对峰值Vp1与阈值Vth1进行比较，从而根据比较结果，将高电平以及低电平中的某一方的状态的信号SD输出到边缘检测电路33a。比较器电路32a在峰值Vp1为阈值Vth1以下的情况下，输出低电平的信号SD。另一方面，比较器电路32a在峰值Vp1大于阈值Vth1的情况下，输出高电平的信号SD。

比较器电路32b通过对峰值Vp2与阈值Vth2进行比较，从而根据比较结果，将高电平以及低电平中的某一方的状态的信号LOS输出到边缘检测电路33b。比较器电路32b在峰值Vp2为阈值Vth2以下的情况下，输出低电平的信号LOS。另一方面，在峰值Vp2大于阈值Vth2的情况下，输出高电平的信号LOS。例如，比较器电路32a、32b的磁滞量设定为能够防止在电平监控电路31中由于输入信号的调制状态产生的噪声所引起的错误检测的值。

边缘检测电路33a、33b是检测信号SD以及信号LOS各自中的逻辑值的变化的电路。具体来说，边缘检测电路33a检测信号SD中的从低电平向高电平的切换(上升沿边缘)。边缘检测电路33a在检测到切换时，在规定的期间内，将高电平的信号RE输出到XOR电路34。边缘检测电路33b检测信号LOS中的从低电平向高电平的切换。边缘检测电路33b在检测到切换时，在规定的期间内，将高电平的信号FE输出到XOR电路34。边缘检测电路33a、33b在未检测到切换时，将低电平的信号RE、FE输出到XOR电路34。边缘检测电路33a、33b具有彼此相同的结构。

如图8A所示，边缘检测电路33a、33b分别具备电阻元件65、电容器66、反转电路67和AND电路68。对边缘检测电路33a、33b的输入端子64a分别输入信号SD、LOS。输入端子64a连接到电阻元件65的一端和AND电路68的一个输入端子。电阻元件65的另一端经由电容器66连接到接地电位，并且连接到反转电路67的输入端子。反转电路67的输出端子连接到AND电路68的另一个输入端子。在边缘检测电路33a、33b中，由电阻元件65与电容器66分别构成延迟电路。

在图8B中，示出信号SD、延迟信号Va、反转信号Vb以及信号RE的时序图。如图8B所示，将信号SD根据时间常数τd1延迟而得到的延迟信号Va输入到反转电路67的输入端子。时间常数τd1通过将电阻元件65的电阻值与电容器66的电容相乘而得到。从反转电路67的输出端子输出由反转电路67使延迟信号Va的逻辑值反转而得到的反转信号Vb。AND电路68运算信号SD与反转信号Vb的逻辑积，将运算结果作为信号RE从输出端子64b输出。从输出端子64b输出的信号RE仅在作为输入信号的信号SD从低电平切换成高电平时是高电平。输入信号LOS、输出信号FE的情况下的时序图也与输入信号SD、输出信号FE的情况下的时序图相同。这样，分别通过边缘检测电路33a、33b，检测信号SD、LOS的上升沿边缘。边缘检测电路33a、33b分别输出具有大致等于时间常数τd1的脉冲宽度的高电平的信号RE、FE。此外，高电平的信号RE、FE的脉冲宽度分别短于高电平的信号SD、LOS的脉冲宽度。信号RE、FE、SD、LOS各自的脉冲宽度相当于各个信号维持于高电平的状态的期间。

XOR电路34运算信号RE与信号FE的逻辑异或，将运算结果作为信号TRIG输出到开关信号生成电路35。具体来说，在信号RE以及信号FE中的某一方的状态是高电平的情况下，XOR电路34输出高电平的信号TRIG。此外，高电平的信号TRIG的脉冲宽度与高电平的信号RE、FE的脉冲宽度大致相等。在信号RE以及信号FE这两者是高电平的状态的情况下或者是低电平的状态的情况下，XOR电路34输出低电平的信号TRIG。此外，检测电路19也可以代替XOR电路34而具备运算信号RE与信号FE的逻辑和的OR电路。

在图9A中，示出生成开关信号SW的开关信号生成电路35。开关信号生成电路35是生成基于信号TRIG的开关信号SW的电路。开关信号生成电路35将开关信号SW输出到反馈控制电路16。开关信号生成电路35也称为One Shot Timer(单次计时器)电路。如图9A所示，开关信号生成电路35具备RS触发电路69、MOS晶体管70、电阻元件71和电容器72。RS触发电路69具有2个NOR电路69a、69b。

开关信号生成电路35的输入端子35a连接到RS触发电路69的S(置位)端子。即，将信号TRIG输入到RS触发电路69的S端子。S端子连接到NOR电路69b的一个输入端子。将作为NOR电路69a的输出端子的RS触发电路69的Q端子连接到NOR电路69b的另一个输入端子。作为NOR电路69b的输出端子的RS触发电路69的QB端子连接到NOR电路69a的一个输入端子。QB端子连接到MOS晶体管70的栅极端子。此外，MOS晶体管70是N型(n沟道)的MOS晶体管。MOS晶体管70的源极端子连接到接地电位。MOS晶体管70的漏极端子经由电阻元件71(上拉电阻元件)连接到电源电压VDD，并且经由电容器72连接到接地电位。

从QB端子输出的信号的逻辑值在MOS晶体管70的漏极端子处反转。在MOS晶体管70的漏极端子处逻辑值反转而得到的信号根据时间常数τd2而发生延迟，从而生成延迟信号Vd2。时间常数τd2通过电阻元件71的电阻值与电容器72的电容之积来确定。MOS晶体管70的漏极端子连接于RS触发电路69的R(重置)端子，将延迟信号Vd2输入到NOR电路69a的另一个输入端子。RS触发电路69的Q端子连接到输出端子19c。

在图9B中，示出TRIG信号、QB端子处的信号、延迟信号Vd2以及开关信号SW的时序图。如图9B所示，当将高电平的信号TRIG输入到输入端子35a时，RS触发电路69的Q端子(输出端子19c)处的信号(开关信号SW)从低电平变化为高电平。此时，MOS晶体管70从接通状态变化为断开状态，延迟信号Vd2从低电平向高电平以由时间常数τd2规定的快慢程度舒缓地上升。当上升后的延迟信号Vd2的电压值超过规定值时，将重置指示输入到NOR电路69a的另一个输入端子(R端子)。由此，Q端子处的信号从高电平变化为低电平。通过将重置指示输入到R端子，从而QB端子的信号返回到初始状态的高电平。即，从输出端子19c输出的开关信号SW从高电平变化为低电平。

这样，按照与延迟信号Vd2(重置信号)的电压值的上升速度相应的时间，进行重置动作。为了在从信号TRIG的上升沿边缘起经过规定时间后可靠地进行该重置动作，期望在重置信号的逻辑值变成有效(断定重置信号)之前信号TRIG返回到低电平。因此，也可以以时间常数τd2大于时间常数τd1的方式，构成边缘检测电路33a、33b以及开关信号生成电路35。时间常数τd2根据突发光信号的前导信号的期间Ts(建立时间)而设定。在本实施方式中，以开关信号SW是高电平的期间比期间Ts短的方式，设定时间常数τd2。

在检测电路19中，在峰值Vp1超过阈值Vth1的情况下，比较器电路32a将高电平的信号SD输出到边缘检测电路33a。同样地，在峰值Vp2超过阈值Vth2的情况下，比较器电路32b将高电平的信号LOS输出到边缘检测电路33b。边缘检测电路33a、33b在检测到信号SD、LOS从低电平切换成高电平时，将高电平的信号RE、FE输出到XOR电路34。从XOR电路34输出的信号TRIG在信号RE以及信号FE中的某一方是高电平的状态时，从低电平变化为高电平。然后，开关信号生成电路35在信号TRIG是高电平时，使开关信号SW从低电平变化为高电平。使开关信号SW是高电平的期间的脉冲宽度相比信号TRIG是高电平的期间的脉冲宽度扩大。这样，在峰值Vp1超过阈值Vth1的情况以及峰值Vp2超过阈值Vth2的情况中的某一情况下，将在规定期间维持于高电平的开关信号SW从检测电路19输出到反馈控制电路16。

接下来，使用图10来说明由反馈控制电路16实施的反馈控制的状态转变。图10是示出由反馈控制电路实施的反馈控制的状态转变的状态转变图。在由反馈控制电路16实施的反馈控制的状态中，包括以低速进行反馈控制的状态即状态I以及以高速进行反馈控制的状态即状态II。此外，下面，为了方便说明，将由反馈控制电路16实施的反馈控制简记为“反馈控制”。在状态I下，将反馈控制电路16的时间常数设定为时间常数τ1，在状态II下，将反馈控制电路16的时间常数设定为时间常数τ2。在跨阻放大电路11开始动作的初始状态下，反馈控制的状态是状态I。在没有突发光信号的输入的情况下，开关信号SW是低电平，因此，反馈控制的状态维持于状态I。当将突发光信号输入到接收部9时，生成由跨阻放大电路11变换电流信号Iin而得到的差动信号Vout。然后，当在检测电路19中检测到峰值Vp1大于阈值Vth1时，信号TRIG从低电平变化为高电平，开关信号生成电路35开始动作。其结果是，从检测电路19(开关信号生成电路35)输出的开关信号SW从低电平变化为高电平，反馈控制的状态从状态I转变为状态II。即，反馈控制电路16的时间常数从时间常数τ1切换成时间常数τ2。

在开关信号SW是高电平的期间内，反馈控制的状态维持于状态II。反馈控制维持于状态II的时间通过开关信号生成电路35的时间常数τd2来确定。紧接在突发光信号开始之后，在电流信号Iin中包括DC分量，因此，为了去除在电压信号Vtia中包括的DC偏置(DC分量)，高速地进行反馈控制。当开关信号SW从高电平变化为低电平时、即当开关信号生成电路35超时时，反馈控制的状态从状态II转变为状态I。即，反馈控制电路16的时间常数从时间常数τ2切换成时间常数τ1。然后，在输入突发光信号的净荷信号的期间内，反馈控制的状态维持于状态I。即，在净荷信号的期间内，反馈控制电路16的时间常数维持于时间常数τ1。

然后，当突发光信号结束时，从受光元件10输出的输入电流Iapd的电流值急剧变成0。在突发光信号结束的瞬间，反馈控制的状态维持于状态I，电压信号Vtia与参照电压信号Vref的直流分量的电位差即残留DC偏置变大。然后，当在检测电路19中检测到峰值Vp2大于阈值Vth2时，信号TRIG从低电平变化为高电平，开关信号生成电路35开始动作。其结果是，从检测电路19(开关信号生成电路35)输出的开关信号SW从低电平变化为高电平，反馈控制的状态从状态I转变为状态II。即，反馈控制电路16的时间常数从时间常数τ1切换成时间常数τ2。在开关信号SW是高电平的期间内，反馈控制的状态维持于状态II，反馈控制电路16为了去除残留DC偏置，高速地进行反馈控制。然后，当开关信号SW从高电平变化为低电平时、即当开关信号生成电路35超时时，反馈控制的状态从状态II转变为状态I。即，反馈控制的状态返回到初始状态，反馈控制电路16成为适用于接下来的突发光信号的接收的待机状态。在本实施方式中，在突发光信号结束后反馈控制的状态维持于状态II的期间与在突发光信号开始后反馈控制的状态维持于状态II的期间相同。

接下来，说明反馈控制电路16的时间常数、反馈控制电路18的时间常数以及跨阻放大电路11与限幅放大器12之间的AC耦合中的时间常数的设定方法。此外，在之后的说明中，将跨阻放大电路11与限幅放大器12之间的AC耦合简记为“AC耦合”。图11是示出连续地连接了多个高通滤波器的情况下的理想响应的计算结果的图。在图11中，示出计算出连续地连接了假想为反馈控制电路16、反馈控制电路18以及AC耦合的3个高通滤波器(HPF：High-Pass filter)的情况下的理想响应的结果。各高通滤波器是初级高通滤波器，将各高通滤波器的传递函数示为角速度的函数。在图11中，角速度ωaoc1是反馈控制电路16的遮断角速度，角速度ωaoc2是反馈控制电路18的遮断角速度，角速度ωac是AC耦合的遮断角速度。例如，反馈控制电路16的时间常数是遮断角速度ωaoc1的倒数，遮断频率faoc1是通过将遮断角速度ωaoc1除以圆周率π的2倍的值而得到的值。

图11所示的计算结果是时间10μsec下的阶跃响应的计算结果。在这里，将遮断频率faoc2设定为16kHz、将遮断频率fac设定为1.6MHz而进行计算。此外，将遮断频率fac作为能够无错误地传送相同符号连续的信号的下限的频率而设定为1.6MHz。将遮断频率faoc2设定为遮断频率fac的设定值的百分之一的值。在图11中，示出使遮断频率faoc1相对于遮断频率fac变化为N倍的情况下的阶跃响应的计算结果。在这里，示出将遮断频率faoc1设定为遮断频率fac的0.005倍、0.05倍、0.5倍以及5倍的情况下的计算结果。例如，在想要将建立时间设定为400nsec以下的情况下，在N是0.5时的计算结果所表示的阶跃响应中，在10.4μsec的时刻下误差未收敛于10％以内。在N是5时的计算结果所表示的阶跃响应中，在10.4μsec的时刻下误差大致等于0，该阶跃响应收敛。同样地，N是0.05时的计算结果所表示的阶跃响应在10.4μsec的时刻下收敛。因此，可知在将遮断频率faoc2设定为16kHz、将遮断频率fac设定为1.6MHz的情况下，在由反馈控制电路16实施的高速时的反馈控制中，将遮断频率的目标值设定为8MHz即可。可知在由反馈控制电路16实施的低速时的反馈控制中，将遮断频率的目标值设定为80kHz即可。

此外，用于生成阈值Vth1的电压Vs2以及用于生成Vth2的电压Vs4也可以设定为比跨阻放大电路11的内部的电路能够不使信号饱和而线性地放大的最大值低的值。有时输入信号强度弱、不超过阈值的突发光信号，反馈控制电路16的反馈控制的状态维持于低速状态。即使在该情况下，通过跨阻放大电路11与限幅放大器12之间的AC耦合效应，在向限幅放大器12的输入中，也能够在建立时间内去除DC偏置。

接下来，使用图12～图18来说明跨阻放大电路11的效果。图12是示出仿真结果的时序图。图13～图16是放大了图12所示的仿真结果的一部分的图。图17是示出其他仿真结果的时序图。图18是放大了图17所示的仿真结果的一部分的图。在图12中，示出各电流值和各电压值的时序图以及反馈控制电路16的反馈控制的状态。该仿真结果是将遮断频率faoc2设定为16kHz、将遮断频率fac设定为1.6MHz、将从电流Ih1的电流值减去电流Is1的电流值而得到的值设定为20μA、将从电流Ih2的电流值减去电流Is2的电流值而得到的值设定为20μA的情况下的计算结果。另外，将电容Ch1、Ch2设定为10pF、将从电流Ih3的电流值减去电流Is3的电流值而得到的值设定为10μA、将从电流Ih4的电流值减去电流Is4的电流值而得到的值设定为10μA、将电容Ch3、Ch4设定为5pF、将时间常数τd1设定为50nsec、将时间常数τd2设定为500nsec、将电压Vs2、Vs4设定为50mV而进行计算。

在图12～图18中，示出反馈控制电路16的反馈控制的状态的变化以及输入电流Iapd、电压信号Vtia和参照电压信号Vref、正相信号Voutp和反相信号Voutn、正相信号Vliap和反相信号Vlian、峰值Vp1和阈值Vth1、峰值Vp2和阈值Vth2、信号TRIG和开关信号SW、旁通电流Iaoc1、旁通电流Iaoc2p、Iaoc2n的时序图。在该仿真中，在时间t是100nsec时，最先输入信号强度强的第1突发光信号，在时间t是2μsec时，第1突发光信号结束。基于第1突发光信号的输入电流Iapd的平均值是1mA。然后，在时间t是2.3μsec时，输入信号强度弱的第2突发光信号。基于第2突发光信号的输入电流Iapd的平均值是20μA。第1突发光信号与第2突发光信号之间的间隔(空隙期间)设定为300nsec。与作为调制信号的突发光信号相应的输入电流Iapd模拟相同符号连续的信号。在这里，输入电流Iapd是连续的正符号(高电平)的信号以及连续的负符号(低电平)的信号按10nsec周期交替地重复的信号(重复信号)。

伴随着第1突发光信号的输入，峰值Vp1变大，峰值Vp1超过阈值Vth1。由此，检测突发光信号的开始，信号TRIG从低电平变化为高电平。通过将变成高电平的信号TRIG输入到开关信号生成电路35，从而生成具有约500nsec的脉冲宽度的高电平的开关信号SW。此时，反馈控制电路16的反馈控制的状态从状态I转变为状态II，反馈控制电路16以高速进行反馈控制。旁通电流Iaoc1在从检测到突发光信号的开始时起的200nsec左右充分地收敛，在时间t为600nsec附近时，反馈控制电路16的反馈控制的状态从状态II连续地转变为状态I。即，在第1突发光信号从前导信号过渡到净荷信号之前，反馈控制电路16的反馈控制的状态从状态II转变为状态I。

在时间t是2μsec时，第1突发光信号结束。其后，差动信号Vout的正相信号Voutp的振幅(电位)缓缓减少，反相信号Voutn的振幅(电位)缓缓增加。伴随着突发光信号的结束，调制信号分量消失。因此，通过基于AC耦合的差动放大器17b的高频增益与低频增益之差，产生正相信号Voutp的振幅的减少以及反相信号Voutn的振幅的增加。峰值Vp1是与差动信号Vout的全波整流对应的检测的结果，因此，跟随反相信号Voutn中的电位的变动。峰值Vp2也与峰值Vp1同样地进行时间变化，阈值Vth2的电位向减少的方向进行时间变化。通过峰值Vp2大于阈值Vth2来检测突发光信号的结束。由此，信号TRIG从低电平变化为高电平。通过将变成高电平的信号TRIG输入到开关信号生成电路35，从而生成具有约500nsec的脉冲宽度的高电平的开关信号SW。此时，反馈控制电路16的反馈控制从状态I转变为状态II，反馈控制电路16以高速进行反馈控制。旁通电流Iaoc1在从检测到突发光信号的结束时起的200nsec左右充分地收敛，在时间t为2.5μsec附近时，反馈控制电路16的反馈控制的状态从状态II连续地转变为状态I。

在时间t是2.3μsec时，第2突发光信号开始。此时，由于伴随着第1突发光信号的结束的反馈控制的状态转变的影响，反馈控制电路16的反馈控制的状态是状态II。反馈控制电路16的反馈控制在高速控制的状态下开始，但在开始反馈控制之前，充分去除电压信号Vtia(差动信号Vout)的残留DC偏置。

图13是放大了图12的A部分的图(时序图)。在图13中，示出时间t为0.1μsec附近时的电流值等的时序图。伴随着第1突发光信号的输入，峰值Vp1变大，峰值Vp1大于阈值Vth1。由此，开关信号SW(信号TRIG)从低电平变化为高电平。电压信号Vtia的平均值紧接在第1突发光信号开始之后，具有低于参照电压信号Vref的值。然后，通过反馈控制电路16的反馈控制，开始抽出输入电流Iapd的DC分量，从而电压信号Vtia的平均值开始上升。然后，以使电压信号Vtia的平均值与参照电压信号Vref的值缓缓一致的方式，进行反馈控制。其间，旁通电流Iaoc2p、Iaoc2n由于时间常数长，因此几乎不变化。

图14是放大了图12的B部分的图(时序图)。在图14中，示出时间t为0.57μsec附近时的电流值等的时序图。另外，图14示出在差动波峰保持电路36等中相同符号连续的重复信号对电容器的两端电压造成的影响。在时间t为572nsec附近时，开关信号SW从高电平转变为低电平，反馈控制电路16的反馈控制从状态II转变为状态I。此时，在由反馈控制电路16生成的旁通电流Iaoc1中，未产生特别的干扰。峰值Vp1以及阈值Vth1是对差动信号Vout进行全波整流而得到的电压，因此，在峰值Vp1以及阈值Vth1中，看不到由重复信号导致的噪声。另一方面，峰值Vp2以及阈值Vth2是对差动信号Vout进行半波整流而得到的电压，将单相波峰保持电路38以及阈值生成电路39中的放电时间常数设定得较短，因此，由于重复信号，电压值发生微小变动。由于该微小变动而产生的错误检测(错误动作)通过检测电路19的比较器电路32a、32b的磁滞特性来防止。

图15是放大了图12的C部分的图(时序图)。在图15中，示出时间t为2.0μsec附近时的电流值等的时序图。在时间t是2.0μsec时，第1突发光信号结束。由于该突发光信号结束，输入电流Iapd的电流值大致等于0，因此，电压信号Vtia以从高的振幅减少的方式变化。电压信号Vtia在差动放大电路17中受到振幅限制，因此，正相信号Voutp从低电平起变化，反相信号Voutn从高电平起变化。正相信号Voutp的振幅(电位)缓缓减少，反相信号Voutn的振幅(电位)缓缓增加。该变化是伴随着突发光信号的结束、由于在输入电流Iapd中调制信号分量消失而通过差动放大器17b中的高频增益与低频增益之差而产生的。通过减小基于AC耦合的遮断频率fac，从而上述正相信号Voutp以及反相信号Voutn的振幅的变化变得缓慢。即使该变化变得缓慢，由于伴随着突发光信号的结束而正相信号Voutp的振幅变小，从而也产生突发结束条件，因此，阈值Vth2不会受到遮断频率fac的较大影响。在从突发光信号结束起经过了14nsec的时间附近，峰值Vp2大于阈值Vth2来检测突发光信号的结束，开关信号SW(信号TRIG)从低电平变化为高电平。由此，反馈控制电路16的反馈控制从低速控制(状态I)切换成高速控制(状态II)。伴随着该切换，旁通电流Iaoc1以及电压信号Vtia的时间响应变早，接下来，正相信号Voutp以及反相信号Voutn收敛。

图16是放大了图12的D部分的图(时序图)。在图16中，示出时间t为2.3μsec附近时的电流值等的时序图。在时间t是2.3μsec时，输入第2突发光信号，但在这之前，使正相信号Voutp与反相信号Voutn之间的残留DC偏置充分地收敛(去除)。第2突发光信号的强度弱，因此，峰值Vp1不会大于阈值Vth1，不引起反馈控制电路16的反馈控制的状态转变。即使信号的强度弱，由于第2突发光信号，在跨阻放大电路11中也发生DC偏置。然而，通过伴随着第1突发光信号的结束的状态转变，反馈控制电路16的反馈控制维持于状态II，因此，反馈控制电路16在高速控制的状态下开始反馈控制。因此，在正相信号Voutp与反相信号Voutn之间发生的DC偏置通过由反馈控制电路16实施的高速状态下的反馈控制而立即消除。正相信号Vliap以及反相信号Vlian大致跟随正相信号Voutp以及反相信号Voutn的响应。

图17所示的其他仿真结果的设定主要在第2突发光信号的输入的定时下，与图12所示的仿真结果的设定不同。在该仿真中，在时间t是2.8μsec时，输入第2突发光信号。伴随着第1突发光信号的输入的各电压值等的时间响应与图12所示的仿真结果相同，因此省略说明。图18是放大了图17的E部分的图(时序图)。在图18中，示出时间t为2.8μsec附近时的电流值等的时序图。第2突发光信号在不受到由第1突发光信号的结束引起的反馈控制电路16的反馈控制的切换的影响的定时下输入。第2突发光信号的强度弱，因此，峰值Vp1不大于阈值Vth1，不引起反馈控制电路16的反馈控制的状态转变。即使信号的强度弱，由于第2突发光信号，在跨阻放大电路11中也发生DC偏置。与图12所示的仿真结果的情况不同，第2突发光信号在反馈控制电路16的反馈控制的状态是状态I(低速控制的状态)时输入。因此，在正相信号Voutp与反相信号Voutn之间发生的DC偏置不立即收敛。另一方面，由于将遮断频率fac设定为1.6MHz，因此，在正相信号Vliap以及反相信号Vlian中，在建立时间内去除DC偏置。第2突发光信号的强度弱，在跨阻放大电路11中不引起信号的饱和，因此，在差动信号Vout中，降低占空比失真。

如以上说明的那样，在跨阻放大电路11中，基于正相信号Voutp的峰值Vp3以及反相信号Voutn的峰值Vp2而检测突发光信号的结束，从而反馈控制电路16的时间常数从时间常数τ1切换成小于时间常数τ1的时间常数τ2。在输入突发光信号的期间，将通过从与突发光信号相应的输入电流Iapd减去旁通电流Iaoc1而得到的电流信号Iin输入到TIA芯部14。根据由TIA芯部14变换后的电压信号Vtia与参照电压信号Vref之差，由差动放大电路17生成包括正相信号Voutp与反相信号Voutn的差动信号Vout。在突发光信号中，高电平以及低电平的状态的信号混合存在，因此，在输入突发光信号的期间内，峰值Vp2与峰值Vp3分别保持为大致恒定，峰值Vp2与峰值Vp3的差分变成大致恒定。

另一方面，紧接在突发光信号结束之后，由反馈控制电路16生成的直流的旁通电流Iaoc1残存，仅有残存的旁通电流Iaoc1成为TIA芯部14的输入信号。因此，在突发光信号结束之后，反相信号Voutn的电压值高于正相信号Voutp的电压值的状态继续。在检测电路19中，利用与反相信号Voutn以及正相信号Voutp分别相应的电容器58、63的充电电压来检测峰值Vp2、Vp3。如果反相信号Voutn的电压值高于正相信号Voutp的电压值的状态继续，则峰值Vp2与峰值Vp3的差分变得大于输入突发光信号的期间内的差分。因此，伴随着突发光信号的结束，峰值Vp2与峰值Vp3的差分发生变化，因此，能够基于峰值Vp2与峰值Vp3而检测突发光信号的结束。由此，紧接在突发光信号结束之后，反馈控制电路16的时间常数切换成小于时间常数τ1的时间常数τ2，直至反馈控制电路16返回到初始状态为止的时间变短。其结果是，能够缩短从1个突发光信号的结束起直至接下来的突发光信号的开始为止的空隙期间。

紧接在突发光信号结束之后，峰值Vp2上升。以峰值Vp2相比与峰值Vp3相应的阈值Vth2紧接在突发光信号结束之后变大的方式，设定阈值Vth2，从而能够紧接在突发光信号结束之后，检测突发光信号的结束。

通过基于差动信号Vout的峰值Vp1以及平均值Vave而检测突发光信号的开始，从而反馈控制电路16的时间常数从时间常数τ1切换成小于时间常数τ1的时间常数τ2。其结果是，能够缩短从突发光信号的开始时刻起直至旁通电流Iaoc1的值收敛为止的时间。

紧接在输入突发光信号之后，峰值Vp1上升。以峰值Vp1相比与平均值Vave相应的阈值Vth1紧接在突发光信号开始之后变大的方式，设定阈值Vth1，从而能够紧接在突发光信号开始之后，检测突发光信号的开始。

反馈控制电路16的时间常数从时间常数τ1切换成时间常数τ2的期间、即反馈控制电路16的时间常数维持于时间常数τ2的期间比前导信号的期间Ts短。其结果是，直至前导信号的输入结束为止，反馈控制电路16的时间常数从时间常数τ2返回到时间常数τ1，能够保持输入净荷信号的期间内的相同符号连续耐受性。

通过反馈控制电路18，从差动信号Vout去除在差动放大电路17发生的DC偏置。其结果是，准确地检测用于检测突发光信号的开始和结束的峰值Vp1、Vp2、Vp3以及平均值Vave，因此，能够高精度地检测突发光信号的结束以及开始。

具备跨阻放大电路11的接收部9不会受到突发光信号的强弱或者突发光信号彼此的前后关系(空隙期间的长度)的较强的限制，能够接收突发光信号的净荷信号。另外，在TIA芯部14中，降低在输入电流Iapd中包括的DC分量，因此，TIA芯部14的增益提高，能够提高跨阻放大电路11(接收部9)的接收灵敏度。由于接收灵敏度提高，从而即使在跨阻放大电路11内部信号饱和，也能够降低信号的占空比的变化。由于空隙期间变短，从而能够提高通信效率。

图19是示出变形例的跨阻放大电路具备的反馈控制电路的电路图。变形例的跨阻放大电路主要在代替反馈控制电路16而具备反馈控制电路16A这点上，与跨阻放大电路11不同。如图19所示，变形例的跨阻放大电路具备的反馈控制电路16A(第1反馈控制电路)具备OTA81、82、83和电容器84。反馈控制电路16A与反馈控制电路16同样地，根据电压信号Vtia与参照电压信号Vref之差而生成旁通电流Iaoc1。反馈控制电路16A通过从输入电流Iapd减去旁通电流Iaoc1而生成电流信号Iin。将参照电压信号Vref输入到反馈控制电路16A的输入端子16a，将电压信号Vtia输入到反馈控制电路16A的输入端子16b。OTA81的正相输入端子连接到输入端子16a，OTA81的反相输入端子连接到输入端子16b。OTA81的反相输出端子、电容器84的一端、OTA82的正相输入端子以及OTA83的正相输入端子(OTA82的反相输出端子)相互连接。OTA81的正相输出端子、电容器84的另一端、OTA82的反相输入端子以及OTA83的反相输入端子(OTA82的正相输出端子)相互连接。电容器84具有电容C2。

OTA81具有跨导Gm，OTA81的理想的输入输出阻抗为无穷大。在OTA81的差动输出端子处，如式(4)、(5)所示，流过通过将输入差动电压与跨导Gm的一半的值相乘而得到的输出差动电流。式(4)、(5)中的电压Vinp对应于参照电压信号Vref，电压Vinn对应于电压信号Vtia。输入差动电压是通过从参照电压信号Vref减去电压信号Vtia而得到的电压。在输入差动电压为正的情况下，电流Ioutp从OTA81的正相输出端子流到外部，电流Ioutn从外部流到OTA81的反相输出端子。另一方面，在输入差动电压为负的情况下，电流Ioutp从外部流到OTA81的正相输出端子，电流Ioutn从OTA81的反相输出端子流到外部。

【公式4】

Ioutp＝Gm/2×(Vinp-Vinn)…(4)

【公式5】

Ioutn＝-Gm/2×(Vinp-Vinn)…(5)

OTA82与OTA81同样地具有跨导Gm。OTA82的正相输入端子连接到OTA82的反相输出端子，OTA82的反相输入端子连接到OTA82的正相输出端子。即，对OTA82的输入输出端子进行负反馈连接。由此，OTA82等价地作为具有电阻值(1/Gm)的电阻器发挥功能。OTA83与反馈控制电路16的OTA26同样地，是被输入差动电压(电容器84的两端电压)而将输出电流输出到单个输出端子16c的单端形的运算跨导放大器。OTA83具有跨导Gmo。如式(6)所示，反馈控制电路16A的传递函数通过跨导Gm、Gmo与电容器84的电容C2来确定。在这里，电流Iout对应于旁通电流Iaoc1，电压Vin对应于电压信号Vtia与参照电压信号Vref的差分。

【公式6】

将开关信号SW输入到OTA81、82。此外，从检测电路19输出开关信号SW。OTA81、82的跨导Gm的值根据开关信号SW的逻辑值而变化。在这里，将与开关信号SW的逻辑值相应的OTA81、82的跨导Gm的变化量设定为彼此相同。例如，在开关信号SW是低电平时，将跨导Gm的值设定为跨导gm1。在开关信号SW是高电平时，将跨导Gm的值设定为跨导(A×gm1)。此外，常数A大于1。这样，如果与开关信号SW的逻辑值相应的变化量在OTA81、82中彼此相同，则式(6)所示的反馈控制电路16A的直流增益不变化。

反馈控制电路16A的时间常数的值即时间常数τ1、τ2如式(7)、(8)所示地确定。在这里，在开关信号SW是低电平时，反馈控制电路16A的时间常数是时间常数τ1。在开关信号SW是高电平时，反馈控制电路16A的时间常数是时间常数τ2。这样，在开关信号SW是高电平时，反馈控制电路16A的时间常数与开关信号SW是低电平时相比变成(1/A)，反馈控制电路16A高速地进行反馈控制。此外，反馈控制电路16A也可以代替OTA81而具备单端形的OTA。在该情况下，也可以与上述同样地进行反馈控制电路16A的时间常数的切换。

【公式7】

【公式8】

在具备反馈控制电路16A的跨阻放大电路中，也起到与跨阻放大电路11相同的效果。

接下来，参照图20～图22，说明另一实施方式的跨阻放大电路11B。图20是示出另一实施方式的跨阻放大电路的电路图。图21是示出图20所示的反馈控制电路的一个例子的图。图22是示出图20所示的检测电路的电路图。图20所示的跨阻放大电路11B主要在代替反馈控制电路16而具备反馈控制电路16B(第1反馈控制电路)这点以及代替检测电路19而具备检测电路19B这点上，与跨阻放大电路11不同。

图21所示的反馈控制电路16B主要在除SW信号之外还被输入TRIG信号这点以及还具备重置部27这点上，与图4所示的反馈控制电路16不同。在反馈控制电路16B中，重置部27连接到电容器25的两端。电压Vinp与电压Vinn之差根据基于电压信号Vtia与参照电压信号Vref之差的电容器25的充电电压而变化。因此，旁通电流Iaoc1根据电容器25的充电电压而生成。

重置部27是使电容器25的电荷放电的电路。重置部27具备开关27a和反转电路27b。从检测电路19B对重置部27输入信号TRIG。开关27a并联连接到电容器25。开关27a例如是传输门开关。反转电路27b生成通过使信号TRIG的逻辑值反转而得到的反转信号，将所生成的反转信号输出到开关27a。将信号TRIG以及通过使信号TRIG的逻辑值反转而得到的反转信号输入到开关27a。通过信号TRIG来控制开关27a。开关27a根据信号TRIG和反转信号而切换成开路状态或者闭合状态。在这里，在信号TRIG是高电平的情况下，开关27a维持于闭合状态。在信号TRIG是低电平的情况下，开关27a维持于开路状态。在开关27a为闭合状态的情况下，由电容器25与开关27a形成闭合电路，由此使电容器25的电荷放电。即，在该情况下，重置电容器25的充电电压。在开关27a为开路状态的情况下，电容器25成为能够充电的状态。

图22所示的检测电路19B除了用于切换时间常数的开关信号SW之外，还将用于重置电容器25的充电电压的信号TRIG输出到反馈控制电路16B，主要在这点上与图5所示的检测电路19不同。即，检测电路19B的XOR电路34将信号TRIG输出到开关信号生成电路35以及反馈控制电路16B。此外，信号TRIG在初始状态下设定为低电平。即，在初始状态下，在反馈控制电路16B中，将电容器25设定为能够充电的状态。

检测电路19B在检测到突发光信号的开始或者结束的情况下，将信号TRIG从低电平切换成高电平。具体来说，在峰值Vp1超过阈值Vth1的情况下，或者在峰值Vp2超过阈值Vth2的情况下，将从检测电路19B输出的开关信号SW以及信号TRIG维持于高电平的状态。在这里，检测电路19B在比输出高电平的开关信号SW的期间短的期间内，将高电平的信号TRIG持续输出到反馈控制电路16B。通过将维持于高电平的信号TRIG输入到反馈控制电路16B，从而在反馈控制电路16B中重置电容器25的充电电压。然后，检测电路19B将信号TRIG从高电平切换成低电平。由此，在反馈控制电路16B中，电容器25成为能够充电的状态。此外，反馈控制电路16B的时间常数的切换与反馈控制电路16同样地进行。在电容器25返回到能够充电的状态时，将反馈控制电路16B的时间常数设定为时间常数τ2。检测电路19B每当检测到突发光信号的开始或者结束时，进行上述信号TRIG的切换动作。这样，检测电路19B在检测到突发光信号的开始或者结束时，通过信号TRIG的切换动作，重置电容器25的充电电压。

接下来，使用图23来说明由反馈控制电路16B实施的反馈控制的状态转变。图23是示出由反馈控制电路实施的反馈控制的状态转变的状态转变图。在由反馈控制电路16B实施的反馈控制中，包括以低速进行反馈控制的状态即状态I、重置电容器25的充电电压的状态即状态II以及以高速进行反馈控制的状态即状态III。此外，下面，为了方便说明，将由反馈控制电路16B实施的反馈控制简记为“反馈控制”。在状态I下，将反馈控制电路16B的时间常数设定为时间常数τ1，在状态II下，重置电容器25的充电电压。在状态III下，将反馈控制电路16B的时间常数设定为时间常数τ2。在跨阻放大电路11B开始动作的初始状态下，反馈控制的状态是状态I。在没有突发光信号的输入的情况下，开关信号SW是低电平，因此，反馈控制的状态维持于状态I。当将突发光信号输入到接收部9时，生成由跨阻放大电路11B变换电流信号Iin而得到的差动信号Vout。然后，当在检测电路19B中检测到峰值Vp1大于阈值Vth1时，信号TRIG从低电平变化为高电平，反馈控制的状态从状态I转变为状态II。此外，此时，信号TRIG变化为高电平，从而开关信号生成电路35开始动作。其结果是，从检测电路19B(开关信号生成电路35)输出的开关信号SW从低电平变化为高电平。当从状态I转变为状态II时，使蓄积于电容器25的电荷放电，反馈控制电路16B重置为初始状态。在信号TRIG是高电平的期间内，反馈控制维持于状态II。

然后，当信号TRIG从高电平变化为低电平时，反馈控制的状态从状态II转变为状态III。此时，反馈控制电路16B的时间常数从时间常数τ1切换成时间常数τ2。此外，在反馈控制的状态是状态II时，用于切换反馈控制电路16B的时间常数的开关24a、24b成为闭合状态。在开关信号SW是高电平的期间内，反馈控制的状态维持于状态III。反馈控制维持于状态III的时间通过开关信号生成电路35的时间常数τd2来确定。紧接在突发光信号开始之后，在电流信号Iin中包括DC分量，因此，为了去除在电压信号Vtia中包括的DC偏置(DC分量)，高速地进行反馈控制。当开关信号SW从高电平变化为低电平时、即当开关信号生成电路35超时时，反馈控制的状态从状态III转变为状态I。即，反馈控制电路16B的时间常数从时间常数τ2切换成时间常数τ1。然后，在输入突发光信号的净荷信号的期间内，反馈控制的状态维持于状态I。即，在净荷信号的期间内，反馈控制电路16B的时间常数维持于时间常数τ1。

然后，当突发光信号结束时，从受光元件10输出的输入电流Iapd的电流值急剧变成0。在突发光信号结束的瞬间，反馈控制的状态维持于状态I，电压信号Vtia与参照电压信号Vref的直流分量的电位差即残留DC偏置变大。然后，当在检测电路19B中检测到峰值Vp2大于阈值Vth2时，信号TRIG从低电平变化为高电平，反馈控制从状态I转变为状态II。此时，信号TRIG变化为高电平，从而开关信号生成电路35开始动作。其结果是，从检测电路19B(开关信号生成电路35)输出的开关信号SW从低电平变化为高电平。当从状态I转变为状态II时，使蓄积于电容器25的电荷放电，使反馈控制电路16B重置为初始状态。然后，当信号TRIG从高电平变化为低电平时，反馈控制的状态从状态II转变为状态III。即，反馈控制电路16B的时间常数从时间常数τ1切换成时间常数τ2。在开关信号SW是高电平的期间内，反馈控制的状态维持于状态III，反馈控制电路16B为了去除残留DC偏置，高速地进行反馈控制。然后，当开关信号SW从高电平变化为低电平时、即当开关信号生成电路35超时时，反馈控制的状态从状态III转变为状态I。即，反馈控制的状态返回到初始状态，反馈控制电路16B成为适用于接下来的突发光信号的接收的待机状态。在本实施方式中，在突发光信号结束之后反馈控制的状态维持于状态III的期间与在突发光信号开始之后反馈控制的状态维持于状态III的期间相同。

接下来，使用图24～图30来说明跨阻放大电路11B的效果。图24是示出仿真结果的时序图。图25～图28是放大了图24所示的仿真结果的一部分的图。图29是示出其他仿真结果的时序图。图30是放大了图29所示的仿真结果的一部分的图。在图24中，与图12同样地，示出各电流值和各电压值的时序图以及反馈控制电路16B的反馈控制的状态。该仿真结果是将遮断频率faoc2设定为16kHz、将遮断频率fac设定为1.6MHz、将从电流Ih1的电流值减去电流Is1的电流值而得到的值设定为20μA、将从电流Ih2的电流值减去电流Is2的电流值而得到的值设定为20μA的情况下的计算结果。另外，将电容Ch1、Ch2设定为10pF、将从电流Ih3的电流值减去电流Is3的电流值而得到的值设定为10μA、将从电流Ih4的电流值减去电流Is4的电流值而得到的值设定为10μA、将电容Ch3、Ch4设定为5pF、将时间常数τd1设定为50nsec、将时间常数τd2设定为500nsec、将电压Vs2、Vs4设定为50mV而进行计算。

在图24～图30中，与图12～图18同样地，示出反馈控制电路16B的反馈控制的状态的变化以及各电流值、各电压值和各信号的时序图。在该仿真中，在时间t为100nsec时，最先输入信号强度强的第1突发光信号，在时间t为2μsec时，第1突发光信号结束。基于第1突发光信号的输入电流Iapd的平均值是1mA。然后，在时间t为2.3μsec时，输入信号强度弱的第2突发光信号。基于第2突发光信号的输入电流Iapd的平均值是20μA。将第1突发光信号与第2突发光信号之间的间隔(空隙期间)设定为300nsec。与作为调制信号的突发光信号相应的输入电流Iapd与图12所示的输入电流Iapd同样地，模拟相同符号连续的信号。

伴随着第1突发光信号的输入，峰值Vp1变大，峰值Vp1超过阈值Vth1。由此，检测突发光信号的开始，信号TRIG从低电平变化为高电平。然后，反馈控制电路16B的反馈控制从状态I转变为状态II。其结果是，通过重置电容器25的充电电压，从而反馈控制电路16B成为初始状态。在使电容器25的电荷放电的期间内，反馈控制电路16B停止反馈控制动作。另外，通过将变成高电平的信号TRIG输入到开关信号生成电路35，从而生成具有约500nsec的脉冲宽度的高电平的开关信号SW。然后，当信号TRIG从高电平变化为低电平时，反馈控制从状态II转变为状态III，反馈控制电路16B开始反馈控制(自动偏置控制)动作。反馈控制电路16B在信号TRIG变化为低电平之后，在开关信号SW是高电平的期间内，以高速进行反馈控制。

在时间t是2μsec时，第1突发光信号结束。其后，在极短的期间内，差动信号Vout的正相信号Voutp的振幅(电位)缓缓减少，反相信号Voutn的振幅(电位)缓缓增加。

峰值Vp1是与差动信号Vout的全波整流对应的检测的结果，因此，跟随反相信号Voutn中的电位的变动。峰值Vp2也与峰值Vp1同样地进行时间变化，阈值Vth2的电位向减少的方向进行时间变化。通过峰值Vp2大于阈值Vth2来检测突发光信号的结束。由此，信号TRIG从低电平变化为高电平。然后，反馈控制电路16B的反馈控制的状态从状态I转变为状态II。其结果是，通过重置电容器25的充电电压，从而反馈控制电路16B成为初始状态。另外，通过将变成高电平的信号TRIG输入到开关信号生成电路35，从而生成具有约500nsec的脉冲宽度的高电平的开关信号SW。

然后，当信号TRIG从高电平变化为低电平时，反馈控制的状态从状态II转变为状态III，反馈控制电路16B开始反馈控制(自动偏置控制)动作，在开关信号SW是高电平的期间内，以高速进行反馈控制。重置旁通电流Iaoc1，因此，从与没有突发光信号的输入的状态接近的电流值起开始响应，即刻收敛。此外，在该仿真结果中，在信号TRIG是高电平的期间内，使电容器25的电荷充分地放电。因此，在反馈控制的状态从状态II转变为状态III时，电压信号Vtia的平均值与参照电压信号Vref相互一致。然后，在时间t为2.5μsec附近时，反馈控制电路16B的反馈控制的状态从状态III连续地转变为状态I。

在时间t是2.3μsec时，第2突发光信号开始。此时，由于伴随着第1突发光信号的结束的反馈控制的状态转变的影响，反馈控制电路16B的反馈控制的状态是状态III，因此，反馈控制电路16B的反馈控制在高速控制的状态下开始。在开始反馈控制之前，将电压信号Vtia(差动信号Vout)的残留DC偏置充分去除。

图25是放大了图24的A部分的图(时序图)。在图25中，示出时间t为0.1μsec附近时的电流值等的时序图。伴随着第1突发光信号的输入，峰值Vp1变大，峰值Vp1变得大于阈值Vth1。由此，信号TRIG从低电平变化为高电平。由于信号TRIG变化为高电平，从而进行反馈控制电路16B的初始化动作。另外，开关信号生成电路35的动作开始，从而生成用于进行反馈控制电路16B的时间常数切换的高电平的开关信号SW。电压信号Vtia的平均值紧接在第1突发光信号开始之后，具有低于参照电压信号Vref的值。然后，从时间t为136nsec附近时起，通过反馈控制电路16B的反馈控制，输入电流Iapd的DC分量开始流动。因此，电压信号Vtia的平均值开始上升，以使电压信号Vtia的平均值与参照电压信号Vref的值缓缓一致的方式，进行反馈控制。

图26是放大了图24的B部分的图(时序图)。在图26中，示出时间t为0.57μsec附近时的电流值等的时序图。另外，图26与图14同样地，示出相同符号连续的重复信号对电容器的两端电压造成的影响。在时间t为572nsec附近时，开关信号SW从高电平转变为低电平，反馈控制电路16B的反馈控制从状态III转变为状态I。

图27是放大了图24的C部分的图(时序图)。在图27中，示出时间t为2.0μsec附近时的电流值等的时序图。在时间t是2.0μsec时，第1突发光信号结束。由于该突发光信号的结束，从而输入电流Iapd的电流值大致等于0，因此，电压信号Vtia以从高的振幅减少的方式进行变化。电压信号Vtia在差动放大电路17中受到振幅限制，因此，正相信号Voutp从低电平起变化，反相信号Voutn从高电平起变化。正相信号Voutp的振幅(电位)缓缓减少，反相信号Voutn的振幅(电位)缓缓增加。

在突发光信号结束之后，在时间t为2.01μsec附近时，峰值Vp2大于阈值Vth2，从而检测到突发光信号的结束，开关信号SW(信号TRIG)从低电平变化为高电平。由此，使反馈控制电路16B初始化，参照电压信号Vref与电压信号Vtia之差即刻变成大致等于0。然后，正相信号Voutp与反相信号Voutn开始收敛，以变得一致。另外，伴随着电容器25的充电电压的重置，使旁通电流Iaoc1初始化，从收敛状态即刻重置为初始状态。另一方面，通过高电平的信号TRIG，开始开关信号生成电路35的动作，生成用于切换反馈控制电路16B的时间常数的高电平的开关信号SW。当在时间t为2.045μsec附近时信号TRIG从高电平变化为低电平时，反馈控制电路16B在高速状态(状态III)下开始反馈控制。在该仿真结果中，在时间t为2.02μsec附近时，电压信号Vtia与参照电压信号Vref之间的残留偏置收敛为大致零。正相信号Voutp以及反相信号Voutn由于AC耦合的影响，在突发光信号结束之后，在时间t为2.06μsec附近时收敛。正相信号Vliap以及反相信号Vlian在大小关系一次逆转之后，与正相信号Voutp以及反相信号Voutn相比稍微延迟并收敛。

图28是放大了图24的D部分的图(时序图)。在图28中，示出时间t为2.3μsec附近时的电流值等的时序图。在时间t是2.3μsec时，输入第2突发光信号，但在此之前，使正相信号Voutp与反相信号Voutn之间的残留DC偏置充分地收敛(去除)。即，正相信号Voutp与反相信号Voutn的振幅(电位)彼此相同。第2突发光信号的强度弱，因此，峰值Vp1不大于阈值Vth1，不引起反馈控制电路16B的反馈控制的状态转变。即使信号的强度弱，通过第2突发光信号，在跨阻放大电路11B中也发生DC偏置。然而，通过伴随着第1突发光信号的结束的状态转变，反馈控制电路16B的反馈控制维持于状态III，因此，反馈控制电路16B在高速控制的状态下开始反馈控制。因此，在正相信号Voutp与反相信号Voutn之间发生的DC偏置通过由反馈控制电路16B实施的高速状态下的反馈控制而立即消除。正相信号Vliap以及反相信号Vlian大致跟随正相信号Voutp以及反相信号Voutn的响应。

图29所示的其他仿真结果的设定主要在第2突发光信号的输入的定时下，与图24所示的仿真结果的设定不同。在该仿真中，在时间t是2.8μsec时，输入第2突发光信号。伴随着第1突发光信号的输入的各电压值等的变化与图24所示的仿真结果相同，因此，省略说明。图30是放大了图29的E部分的图(时序图)。在图30中，示出时间t为2.8μsec附近时的电流值等的时序图。第2突发光信号在不受到由第1突发光信号的结束引起的反馈控制电路16B的反馈控制的切换的影响的定时下输入。第2突发光信号的强度弱，因此，峰值Vp1不大于阈值Vth1，不引起反馈控制电路16B的反馈控制的状态转变。即使信号的强度弱，通过第2突发光信号，在跨阻放大电路11B中也发生DC偏置。与图24所示的仿真结果的情况不同，第2突发光信号在反馈控制电路16B的反馈控制的状态是状态I(低速控制的状态)时输入。因此，在正相信号Voutp与反相信号Voutn之间发生的DC偏置不立即收敛。另一方面，将遮断频率fac设定为1.6MHz，因此，在正相信号Vliap以及反相信号Vlian中，在建立时间内去除DC偏置。第2突发光信号的强度弱，在跨阻放大电路11B中，不引起信号的饱和，因此，在差动信号Vout中降低占空比失真。

如以上说明的那样，在跨阻放大电路11B中，基于正相信号Voutp的峰值Vp3以及反相信号Voutn的峰值Vp2而检测突发光信号的结束，从而使蓄积于反馈控制电路16B的电容器25的电荷放电。在输入突发光信号的期间，将通过从与突发光信号相应的输入电流Iapd减去旁通电流Iaoc1而得到的电流信号Iin输入到TIA芯部14。根据由TIA芯部14变换而得到的电压信号Vtia与参照电压信号Vref之差，由差动放大电路17生成包括正相信号Voutp与反相信号Voutn的差动信号Vout。在突发光信号中，高电平以及低电平的状态的信号混合存在，因此，在输入突发光信号的期间内，峰值Vp2与峰值Vp3分别保持为大致恒定，峰值Vp2与峰值Vp3的差分大致恒定。

另一方面，紧接在突发光信号结束之后，由反馈控制电路16B生成的直流的旁通电流Iaoc1残存，仅有残存的旁通电流Iaoc1成为TIA芯部14的输入信号。因此，在突发光信号结束之后，反相信号Voutn的电压值高于正相信号Voutp的电压值的状态继续。在检测电路19B中，通过分别与反相信号Voutn以及正相信号Voutp相应的电容器58、63的充电电压而检测峰值Vp2、Vp3。如果反相信号Voutn的电压值高于正相信号Voutp的电压值的状态继续，则峰值Vp2与峰值Vp3的差分大于输入突发光信号的期间内的差分。因此，伴随着突发光信号的结束，峰值Vp2与峰值Vp3的差分发生变化，因此，能够基于峰值Vp2与峰值Vp3来检测突发光信号的结束。由此，紧接在突发光信号结束之后，使反馈控制电路16B的电容器25的电荷放电，电容器25的充电电压成为初始状态。因此，在从突发光信号的结束时刻起的短期间内，旁通电流Iaoc1的值变成初始状态下的电流值。其结果是，直至反馈控制电路16B返回到初始状态为止的时间变短，因此，能够缩短从1个突发光信号的结束起直至接下来的突发光信号的开始为止的空隙期间。

紧接在突发光信号结束之后，峰值Vp2上升。以峰值Vp2相比与峰值Vp3相应的阈值Vth2紧接在突发光信号结束之后变大的方式，设定阈值Vth2，从而能够紧接在突发光信号结束之后，检测突发光信号的结束。

突发光信号的开始基于差动信号Vout的峰值Vp1以及平均值Vave来检测，从而将反馈控制电路16B的时间常数从时间常数τ1切换成小于时间常数τ1的时间常数τ2。其结果是，能够缩短从突发光信号的开始时刻起直至旁通电流Iaoc1的值收敛为止的时间。

紧接在输入突发光信号之后，峰值Vp1上升。以峰值Vp1相比与平均值Vave相应的阈值Vth1紧接在突发光信号开始之后变大的方式，设定阈值Vth1，从而能够紧接在突发光信号开始之后，检测突发光信号的开始。

反馈控制电路16B的时间常数从时间常数τ1切换成时间常数τ2的期间、即反馈控制电路16B的时间常数维持于时间常数τ2的期间比前导信号的期间Ts短。其结果是，直至前导信号的输入结束为止，使反馈控制电路16B的时间常数从时间常数τ2返回到时间常数τ1，能够保持输入净荷信号的期间内的相同符号连续耐受性。

通过反馈控制电路18，从差动信号Vout去除在差动放大电路17发生的DC偏置。其结果是，准确地检测用于检测突发光信号的开始和结束的峰值Vp1、Vp2、Vp3以及平均值Vave，因此，能够高精度地检测突发光信号的结束以及开始。

图31是示出变形例的跨阻放大电路具备的反馈控制电路的电路图。图31所示的反馈控制电路16C(第1反馈控制电路)主要在除SW信号之外还被输入TRIG信号这点以及还具备重置部85这点上，与图19所示的反馈控制电路16A不同。在反馈控制电路16C中，重置部85连接到电容器84的两端。反馈控制电路16C与反馈控制电路16A同样地，根据基于电压信号Vtia与参照电压信号Vref之差的电容器84的充电电压而生成旁通电流Iaoc1。

重置部85具有与反馈控制电路16B的重置部27相同的结构以及功能。重置部85具有开关85a与反转电路85b。开关85a并联连接到电容器84。将信号TRIG输入到重置部85。在信号TRIG是高电平的情况下，开关85a成为闭合状态，使电容器84的两端短路，从而使电容器84的电荷放电(重置)。换言之，开关85a(重置部85)在信号TRIG是高电平时，进行用于使反馈控制电路16C的状态返回到初始状态的重置动作。另一方面，在信号TRIG是低电平的情况下，开关85a成为开路状态，电容器84的端子间的直流电阻变成无穷大。然后，通过来自OTA81的输出信号(输出电流)，进行电容器84的充放电。

在具备反馈控制电路16C的跨阻放大电路中，也起到与跨阻放大电路11B相同的效果。

此外，本公开的跨阻放大电路不限定于上述实施方式以及变形例。

跨阻放大电路也可以代替反馈控制电路16、16A、16B、16C而具备具有与反馈控制电路16、16A、16B、16C不同的结构的反馈控制电路。一个实施方式的跨阻放大电路具备的反馈控制电路具备能够根据参照电压信号Vref与电压信号Vtia的差分而生成旁通电流Iaoc1、并且被切换反馈控制电路的时间常数的结构即可。另一实施方式的跨阻放大电路具备的反馈控制电路具备具有电容器、能够根据参照电压信号Vref与电压信号Vtia的差分而生成旁通电流Iaoc1、并且能够重置电容器的充电电压的结构即可。

跨阻放大电路也可以具备如下结构：在突发光信号结束之后，通过残留的旁通电流Iaoc1，正相信号Voutp的电压值高于反相信号Voutn的电压值的状态继续。在该情况下，检测电路19、19B也可以具备如下结构：因为正相信号Voutp的峰值Vp3大于与反相信号Voutn的峰值Vp2相应的阈值，从而检测突发光信号的结束。

检测电路19、19B也可以具备仅在检测到突发光信号的结束时将开关信号SW从低电平切换成高电平的结构。即，在突发光信号开始时，不进行反馈控制电路16、16A、16B、16C的时间常数的切换，检测电路19、19B也可以仅在检测到突发光信号的结束时，将反馈控制电路16、16A、16B、16C的时间常数从时间常数τ1切换成时间常数τ2。

检测电路19B也可以在检测到突发光信号的开始时，不重置电容器的充电电压，切换反馈控制电路16B、16C的时间常数。例如，检测电路19B也可以在检测到突发光信号的开始时，不输出用于重置电容器的充电电压的信号，仅输出用于切换反馈控制电路16B、16C的时间常数的信号。在该情况下，检测电路19B也可以在检测到突发光信号的结束时，将用于重置电容器25、84的充电电压的信号以及用于切换反馈控制电路的时间常数的信号一起输出。检测电路19B也可以在信号TRIG从高电平变化为低电平之后，将高电平的开关信号SW输出到反馈控制电路16B、16C。

用于检测峰值Vp1、Vp2、Vp3以及平均值Vave的电路不限于差动波峰保持电路36等。检测电路19、19B具备能够检测峰值Vp1、Vp2、Vp3以及平均值Vave、并且能够生成阈值Vth1、Vth2的电路即可。

差动放大电路17既可以由1个差动放大器构成，也可以由3个以上的差动放大器构成。反馈控制电路18的输出端子也可以连接到差动放大器17a的输入端子。跨阻放大电路也可以不具备反馈控制电路18。

Claims (12)

1.一种跨阻放大电路，将根据间歇性的突发光信号而由受光元件生成的输入电流变换成包括正相信号和反相信号的差动信号而输出所述差动信号，其中，所述跨阻放大电路具备：

单端形放大电路，将电流信号变换成电压信号；

第1反馈控制电路，具有时间常数，并且按通过所述时间常数调整的响应速度生成旁通电流；

差动放大电路，根据所述电压信号与参照电压信号之差而生成所述差动信号；以及

检测电路，基于所述差动信号来检测所述突发光信号的开始和结束，

所述第1反馈控制电路根据所述电压信号与所述参照电压信号之差而生成所述旁通电流，并且从所述输入电流减去所述旁通电流而生成所述电流信号，

所述检测电路基于所述正相信号的峰值即第1峰值以及所述反相信号的峰值即第2峰值来检测所述突发光信号的结束，并且在检测到所述突发光信号的结束时，在规定期间内，将所述第1反馈控制电路的所述时间常数从第1时间常数切换成小于所述第1时间常数的第2时间常数。

2.根据权利要求1所述的跨阻放大电路，其中，

所述检测电路具备检测所述第2峰值的单相波峰保持电路以及根据所述第1峰值而生成第1阈值的第1阈值生成电路，

所述检测电路通过所述第2峰值大于所述第1阈值来检测所述突发光信号的结束。

3.根据权利要求1或2所述的跨阻放大电路，其中，

所述检测电路基于所述差动信号的峰值即第3峰值以及所述差动信号的平均值来检测所述突发光信号的开始，并且在检测到所述突发光信号的开始时，在所述规定期间内，将所述第1反馈控制电路的所述时间常数从所述第1时间常数切换成所述第2时间常数。

4.根据权利要求3所述的跨阻放大电路，其中，

所述检测电路具备检测所述第3峰值的差动波峰保持电路以及根据所述平均值而生成第2阈值的第2阈值生成电路，

所述检测电路通过所述第3峰值大于所述第2阈值来检测所述突发光信号的开始。

5.根据权利要求1或2所述的跨阻放大电路，其中，

所述突发光信号具有前导信号和接着所述前导信号的净荷信号，

所述规定期间比所述前导信号的期间短。

6.根据权利要求1或2所述的跨阻放大电路，其中，

所述跨阻放大电路还具备第2反馈控制电路，该第2反馈控制电路根据所述正相信号和所述反相信号而对所述差动放大电路进行反馈控制，从而去除所述差动信号的直流偏置。

7.一种跨阻放大电路，将根据间歇性的突发光信号而由受光元件生成的输入电流变换成包括正相信号和反相信号的差动信号而输出所述差动信号，其中，所述跨阻放大电路具备：

单端形放大电路，将电流信号变换成电压信号；

第1反馈控制电路，具有电容器，并且根据基于所述电压信号与参照电压信号之差的所述电容器的充电电压而生成旁通电流；

差动放大电路，根据所述电压信号与所述参照电压信号之差而生成所述差动信号；以及

检测电路，基于所述差动信号来检测所述突发光信号的开始和结束，

所述第1反馈控制电路从所述输入电流减去所述旁通电流而生成所述电流信号，

所述检测电路基于所述正相信号的峰值即第1峰值以及所述反相信号的峰值即第2峰值来检测所述突发光信号的结束，并且在检测到所述突发光信号的结束时，释放蓄积于所述电容器的电荷，从而重置所述充电电压。

8.根据权利要求7所述的跨阻放大电路，其中，

所述检测电路具备检测所述第2峰值的单相波峰保持电路以及根据所述第1峰值而生成第1阈值的第1阈值生成电路，

所述检测电路通过所述第2峰值大于所述第1阈值来检测所述突发光信号的结束。

9.根据权利要求7或8所述的跨阻放大电路，其中，

所述检测电路基于所述差动信号的峰值即第3峰值以及所述差动信号的平均值来检测所述突发光信号的开始，并且在检测到所述突发光信号的开始时，在规定期间内，将所述第1反馈控制电路的时间常数从第1时间常数切换成小于所述第1时间常数的第2时间常数。

10.根据权利要求9所述的跨阻放大电路，其中，

所述检测电路具备检测所述第3峰值的差动波峰保持电路以及根据所述平均值而生成第2阈值的第2阈值生成电路，

所述检测电路通过所述第3峰值大于所述第2阈值来检测所述突发光信号的开始。

11.根据权利要求9所述的跨阻放大电路，其中，

所述突发光信号具有前导信号和接着所述前导信号的净荷信号，

所述规定期间比所述前导信号的期间短。

12.根据权利要求7或8所述的跨阻放大电路，其中，

所述跨阻放大电路还具备第2反馈控制电路，该第2反馈控制电路根据所述正相信号和所述反相信号而对所述差动放大电路进行反馈控制，从而去除所述差动信号的直流偏置。

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