JP6443194B2

JP6443194B2 - 信号識別回路、これを用いた光受信器、及び信号識別方法

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Publication number: JP6443194B2
Application number: JP2015081766A
Authority: JP
Inventors: 井出　聡; 聡井出
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2015-04-13
Filing date: 2015-04-13
Publication date: 2018-12-26
Anticipated expiration: 2035-04-13
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Description

本発明は、信号識別回路とこれを用いた光受信器、及び信号識別方法に関する。

近年、ハイエンド・サーバやスーパーコンピュータなどにおけるＣＰＵ間での信号伝送の速度向上および大容量化に伴い、電気信号伝送の限界を打破すべく、近距離や中距離のＣＰＵ間信号伝送に高速光伝送の技術を用いる、光インターコネクトが検討されている。光インターコネクトでは、電気信号を光信号に変換する光トランシーバなどを備え、たとえばアレイ光ファイバ等の伝送路を介して、送信側および受信側の光伝送装置間で光信号によりデータを伝送する。光伝送の光送信部として、たとえば小型かつ低消費電力で直接電流変調が可能なレーザ素子ＶＣＳＥＬ（ＶｅｒｔｉｃａｌＣａｖｉｔｙＳｕｒｆａｃｅＥｍｉｔｔｉｎｇＬａｓｅｒ：垂直共振器面発光レーザ）、光受信部として、たとえば光信号を受光して電気信号に変換するＰＤ（ＰｈｏｔｏＤｉｏｄｅ：フォトダイオード）などが用いられる。信号速度としては、ＣＰＵ間の広帯域信号伝送に応えるため、たとえば２５Ｇｂ／ｓの、高速光伝送の実現が必要となる。

さらなる信号伝送速度の向上に向けて、多値変調技術が進展している。たとえば、パルス振幅変調（ＰＡＭ：Pulse Amplitude Modulation）では、信号の電圧レベルを４段階、８段階等に変調することで、一度のパルスで２ビット、３ビット等のデータを伝送することができる。受信側では、シンボル期間ごとに受信信号の振幅を検出することで復調を行う。

光伝送の場合、光ファイバ等の伝送路における損失により信号レベルが変動し、最大パワーと最小パワーの比は１０〜１００倍となる。受信側では、その信号レベル変動に対応する広いダイナミックレンジで光信号を識別することが求められる。

光パワーの変動を吸収する技術として、たとえば、オートゲインコントロール（ＡＧＣ：Automatic Gain Control）回路によるアナログ処理と、アナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）とデジタル信号処理回路（ＤＳＰ:Digital Signal Processor）の組み合わせによるデジタル処理がある。光パワーの変動を吸収する際に高速処理と低消費電力の両立が望まれるが、ＡＧＣでは高速負帰還を用いるため、回路の高速化に限界がある。ＡＤＣとＤＳＰによるレベル検出は消費電力が大きく、レイテンシもデジタル処理部で増大する。

特開２００７−１９４９６７号公報特開昭６２−７２２７号公報特開平８−２３７３１４号公報

多値変調では、信号を識別するために複数のアイパターンに対する最適な閾値を設定することが望ましい。しかし、各アイの最適な閾値は、光伝送路での損失や帯域劣化によって変化する。入力信号波形の変動にかかわらず出力を一定に保つためのＡＧＣや、ＡＤＣとＤＳＰの組み合わせは、上述のように処理速度や消費電力の点で限界がある。そこで、簡易な構成で多値振幅変調信号を精度良く識別する技術を提供することを課題とする。

一つの態様として、信号識別回路は、
入力信号の振幅の平均値を第１閾値として前記入力信号の電圧レベルを識別する第１識別回路と、
前記振幅の平均値に基づき、前記振幅の平均値をゼロ中心とする振幅絶対値の平均を検出する検出回路と、
前記振幅絶対値の平均を前記振幅の平均値に加算した第２閾値を用いて前記入力信号の電圧レベルを識別する第２識別回路と、
前記振幅絶対値の平均を前記振幅の平均値から減算した第３閾値を用いて前記入力信号の電圧レベルを識別する第３識別回路と、
を有する。

簡易な構成で多値変調信号を精度良く識別することができる。

入力信号の帯域変動による信号波形の変化を示す図である。実施形態が適用される光伝送システムの概略図である。実施形態の信号識別回路を用いた光受信器の概略構成図である。第１閾値を用いた電圧レベル識別の概念図である。第２閾値を用いた電圧レベル識別の概念図である。第３閾値を用いた電圧レベル識別の概念図である。入力信号の帯域変動に伴うアイパターンの変化を示す図である。最上アイの振幅中心の変化に追従して変化する振幅絶対値の平均を示す図である。４値パルス振幅変調信号の波形と、その振幅絶対値の波形を示す図である。ピーキングが発生している場合の入力信号の帯域変動に伴うアイパターンの変化を示す図である。ピーキングが発生している状態で最上アイの振幅中心の変化に追従する振幅絶対値の平均を示す図である。絶対値検出回路の構成例を示す図である。図１２の絶対値検出回路の応答特性を示す図である。帯域がＳＲ×1.0の場合の４値パルス振幅変調信号の波形を示す図である。図１４の波形に対する理想的な振幅絶対値の波形を示す図である。図１４に波形に対して図１２の絶対値検出回路から出力される振幅絶対値の波形を示す図である。理想的な振幅絶対値の平均と、図１２の絶対値検出回路により検出される振幅絶対値の平均との近似性を示す図である。

図１は、入力信号の帯域に依存する各アイパターンの変動を説明する図である。図１（Ａ）のように入力信号の周波数帯域が広い場合は、４値パルス振幅変調（適宜「ＰＡＭ４」と表記する）波形の変動が小さく、アイ開口が広い。これに対し、図１（Ｂ）のように周波数帯域が狭い場合、ＰＡＭ４波形の振幅変動によりアイ開口が狭くなる。光伝送路の損失は狭帯域化に影響し、アイ開口は狭くなる。アイ開口が狭くなると、上側のアイと下側のアイにとっての最適な閾値が中央寄りになる。実施形態では、信号振幅の変動に追従して自動的に最適な閾値を設定することで、多値振幅変調信号を適切に識別する。

図２は、実施形態の信号識別回路が適用される光受信器３を含む、多値変調光伝送システム１の概略図である。光伝送システム１は、光送信器２と、光受信器３と、光伝送路４を含む。光送信器２には図示しない信号処理部からデータ１とデータ２が入力される。データ１はたとえば上位ビットのデータであり、データ２は下位ビットのデータである。光送信器２は２ビットのデータに対応する４値の振幅レベルを有する光信号を生成し、光伝送路４に送出する。光受信器３は、光伝送路４から受信した光信号の信号レベルを識別して２ビットのデータを復調する。

上述のように、光伝送路４の損失や帯域劣化によって多値変調光信号の信号の振幅が変動する。発明者は、入力信号の振幅絶対値の平均はアイ開口の振幅中心の変動に追従することを見出し、この知見に基づいて各アイに信号判別のための最適な閾値を設定する技術思想に至る。入力信号の振幅絶対値の平均に基づいて、帯域劣化等に起因する信号振幅の変動に追従した最適な閾値を設定することで、光受信器３は精度良く多値振幅変調信号を識別することができる。

図３は、実施形態の光受信器３の概略構成図である。一例として、光受信器３は、４つの振幅値（電圧レベル）で変調された多値変調光信号を受信する。光受信器３は、受光素子としてのフォトダイオード（ＰＤ）２１、トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）２２、リニアアンプ２３、直流除去回路２５、及び信号識別回路１０を有する。フォトダイオード２１は受光した光を電流として出力する。ＴＩＡ２２は電流を電圧に変換する。ＴＩＡ２２の出力は、リニアアンプ２３の正入力に接続される。

リニアアンプ２３に入力される電圧には、交流成分と直流成分が混ざっている。そこで直流除去回路２５により直流成分を除去する。直流除去回路２５のローパスフィルタ（ＬＰＦ）２６は、リニアアンプ２３の出力のうち遮断周波数より低い周波数成分だけを抽出する。直流（ＤＣ）フィードバックアンプ２７は、抽出された低周波成分をリニアアンプ２３の負入力にフィードバックする。リニアアンプ２３は差動アンプであり、正入力と負入力の差分を増幅する。光伝送において、マーク率（信号内で論理「１」が占める割合）は１／２であるため、信号レベルの平均値は信号振幅の１／２となる。ＤＣフィードバックにより、リニアアンプ２３の差動出力は差動信号の平均値がゼロのレベルで安定する。このため、リニアアンプ２３の差動出力は、差動信号ゼロのレベルが信号振幅の中央（アイセンター）となる。また、入力信号に含まれる直流成分は打ち消され、高周波（交流）成分だけが増幅されて出力される。リニアアンプ２３の出力は差動出力であり、互いに逆相の交流信号が信号識別回路１０に供給される。

信号識別回路１０は、バッファアンプ１１と、絶対値検出回路１２、１３と、閾値設定回路１４、１５と、識別回路１６，１７、１８と、加算器１９ａ〜１９ｄを有する。バッファアンプ１１は、リニアアンプ２３の出力を取り込み、差分を出力する差動出力アンプである。バッファアンプ１１の差動出力、すなわち入力信号の振幅の平均値は、第１閾値として識別回路１６での信号識別に用いられる。第１閾値は中央のアイ開口の振幅中心に対応する閾値である。識別回路１６は、クロック信号のタイミングで第１閾値を用いて入力信号の上位ビットの電圧レベルを識別する。

絶対値検出回路１２は、バッファアンプ１１の出力から、第１の振幅絶対値を検出しその平均を出力する。振幅絶対値は、たとえば全波整流によって得られる振幅波形であり、ゼロレベルを中心として、信号振幅の負の側を正の側に折り返したときの信号波形に対応する。後述するように、振幅絶対値の平均は、帯域劣化や光損失による入力信号の振幅変動に追従する。閾値設定回路１４は、絶対値検出回路１２出力（第１の振幅絶対値の平均）に基づいて信号識別のための第２閾値を設定する。たとえば絶対値検出回路１２出力（第１の振幅絶対値の平均）を所定の比率α１で定倍した値を第２閾値として設定する。第２閾値は、加算器１９ａ、１９ｂによりバッファアンプ１１の差動出力に加算されて識別回路１７に入力される。差動出力が差分ゼロの理想状態である場合は、第２閾値がそのまま識別回路１７で用いられる。第２閾値は最上のアイ開口の振幅中心に対応する閾値である。識別回路１７は、クロック信号のタイミングで第２閾値を用いて、入力信号の下位ビットの電圧レベルを識別する。

絶対値検出回路１３は、バッファアンプ１１の出力から、第２の振幅絶対値を検出しその平均を出力する。閾値設定回路１５は、絶対値検出回路１３出力（第２の振幅絶対値の平均）に基づいて、信号識別のための第３閾値を設定する。第３閾値は、第２閾値と同様に伝送信号の変動に追従して設定され、絶対値検出回路１３出力（第２の振幅絶対値の平均）を所定の比率α２で定倍して設定される。第３閾値は、加算器１９ｃ、１９ｄによりバッファアンプ１１の差動出力、すなわち信号振幅の平均値に加算されて識別回路１７に入力される。所定の比率α２を負の値として設定することで、振幅の平均値から第３閾値を減算するのと同じ効果が生じる。バッファアンプ１１の差動出力が差分ゼロの理想状態である場合は、第３閾値がそのまま識別回路１８で用いられる。第３閾値は最下のアイ開口の振幅中心に対応する閾値である。識別回路１８は、クロック信号のタイミングで第３閾値を用いて、入力信号の下位ビットの電圧レベルを識別する。

図３では、マーク率が１／２であることを前提として、バッファアンプ１１の差動出力の時間平均がゼロとなる場合を例にとっている。しかし、差動アンプのオフセット等により、必ずしも差分ゼロの理想状態にならない場合もあり得るので、バッファアンプ１１の後段または前段に、振幅の平均値をゼロに補正する補正回路を挿入してもよい。

図３では、２つの絶対値検出回路１２、１３を用いているが、単一の絶対値検出回路１２（または１３）を用いて、振幅絶対値の平均を閾値設定回路１４と１５の双方に出力してもよい。あるいは、閾値設定回路１４（または１５）も一つだけにして、異なる比率α１とα２を設定することで振幅絶対値の平均から第２閾値と第３閾値を生成してもよい。

図４は、識別回路１６での閾値判断を示す概念図である。入力信号が第１閾値より大きい場合は、電圧レベル３または電圧レベル４にあると判断され、上位ビット１が識別される。入力信号が第１閾値より小さい場合は、電圧レベル１または電圧レベル２にあると判断され、上位ビット０が識別される。

図５は、識別回路１７の閾値判断を示す概念図である。第２閾値はアイセンターから第２閾値分だけプラス側にシフトした値である。入力信号の電圧レベルが第２閾値より大きい場合は、電圧レベル４であると判断され、入力信号が第２閾値より小さい場合は、電圧レベル１，２，または３のいずれかである。

図６は、識別回路１８の閾値判断を示す概念図である。第３閾値はアイセンターからマイナス側にシフトした値である。入力信号が第３閾値より小さい場合は、電圧レベル１と判断され、３閾値より大きい場合は、電圧レベル２、３、または４のいずれかである。

たとえば、２ビット論理を（００）、（０１）、（１１）、（１０）とした場合、識別回路１７と識別回路１８のＡＮＤ結果が下位ビットの識別値となる。すなわち、入力信号が第３閾値より大きくかつ第２閾値より小さい場合は下位ビット１が識別され、入力信号が第２閾値より大きいかまたは第３閾値より小さい場合は、下位ビット０が識別される。これにより、信号識別回路１０の出力からデータ（００）、（０１）、（１１）、（１０）のいずれかが判断される。識別回路１６，１７，１８としてフリップ・フロップ回路を用いることができる。なお、（００）、（０１）、（１０）、（１１）の２ビット論理を用いてもよい。

図７は、帯域の変化によるアイパターンの開口面積の変動を示す。帯域はシンボルレート（ＳＲ）と相関するので、図７では帯域の変化をシンボルレートに対する比率で示している。帯域がシンボルレート（ＳＲ）の1.0倍、0.8倍、0.6倍、0.5倍と狭くなるにつれて隣接するパルス間の干渉が大きくなり、アイ開口の面積が小さくなる。中央のアイ開口の閾値はアイパターンの中心であるゼロ電圧である。最上のアイ開口と最下のアイ開口の振幅中心は、面積が狭くなるにしたがってセンター寄りになる。

図８は、最上アイ開口の振幅中心の電圧レベル（ラインＡ）と、絶対値検出された電圧レベル（ラインＢ）を入力信号帯域の関数として示す図である。入力信号帯域は図７と同様にシンボルレートの比で表されている。ラインＢの絶対値検出値は、絶対値検出回路１２（または１３）による振幅絶対値の平均値である。この図からわかるように、振幅絶対値はアイ開口の中心電圧、すなわち最適閾値の変化に追従して変化する。したがって、振幅絶対値を所定の比率で調整することで、そのアイ開口の最適閾値を設定することができる。この例では、振幅絶対値の平均をＡ／Ｂ倍することで、アイ開口の最適な閾値とすることができる。

光受信器３の運用前に、あらかじめ入力信号帯域をパラメータとして、最上のアイ開口または最下のアイ開口の振幅中心と、振幅絶対値の平均との相関を取得しておく。取得した相関係数から求めた調整用の比率Ａ／Ｂを閾値設定回路１４に設定することで、実際の運用中に入力信号の振幅が変動しても、その変動に追従して信号識別のための最適な閾値を自動的に設定することができる。最上のアイ開口の閾値調整のための比率と、最下のアイ開口の閾値調整のための比率を別々に計算し、設定しておくことが望ましいが、いずれかのアイ開口の相関係数を用いて、正の値の調整比率と負の値の調整比率を設定してもよい。

図９は、４値パルス変調信号（ＰＡＭ４）信号の入力波形と、その絶対値を示す図である。紙面上部のＰＡＭ４波形の平均値はほぼ０Ｖとなる。紙面下部の絶対値波形は、ＰＡＭ４波形を全波整流したものである。この絶対値波形の平均は、帯域劣化や損失の影響によるＰＡＭ４波形の振幅の変動に追従する。

図１０は、図７と同様に帯域の変化によるアイパターンの開口面積の変動を示す。図７と異なる点は、ピーキングが発生している点である。ピーキングが発生すると各アイ開口の歪が大きく、最適閾値の設定がさらに困難になるが、実施形態の手法を用いることで、各アイに対して最適な閾値を設定することができる。

図１１は、図１０の帯域変動に応じた最上アイの振幅中心（ラインＣ）と振幅絶対値の平均（ラインＤ）を示す。振幅絶対値の平均は、図３の絶対値検出回路１２、１３の出力に対応する。ピーキングが発生している場合でも、振幅絶対値の平均は最上アイの振幅中心に対して非常に良く追従することがわかる。

図１２は、図３の絶対値検出回路１２（または１３）の回路構成の一例を示す。入力ＩＮ１とＩＮ２はバッファアンプ１１からの差動出力に接続されている。絶対値検出回路１２は、乗算回路１２１を有する。乗算回路１２１は、Ｔ２Ｐ・Ｔ２Ｎの入力と、Ｔ３Ｐ・Ｔ３ＮおよびＴ４Ｐ・Ｔ４Ｎの入力を乗算する機能を有し、それぞれに同等の信号を入力することで、自乗による絶対値検出を行う。

入力端子ＩＮ１に現れる信号が「Ｈ」の場合、ｎｐｎトランジスタＴ１Ｐがオンして乗算回路１２１のトランジスタＴ２Ｐのベースに電流が印加されるとともに、トランジスタＴ３Ｐがオンする。これにより負荷抵抗ＲＬ１に電流が増大し、乗算回路１２１の逆相出力は「Ｌ」を出力する。

入力端子ＩＮ２に現れる信号が「Ｈ」の場合、ｐｎｐトランジスタＴ１Ｎがオンして乗算回路１２１のトランジスタＴ２Ｎのベースに電流が印加されるとともに、トランジスタＴ４Ｎがオンする。これにより負荷抵抗ＲＬ１に電流が増大し、乗算回路１２１の逆相出力は「Ｌ」を出力する。

トランジスタＴ３Ｐ及びＴ２Ｐの導通と、トランジスタＴ４Ｎ及びＴ２Ｎの導通による乗算回路１２１の逆相出力は、トランジスタＴ５Ｐのベースに印加され、Ｔ５Ｐのエミッタ側に現れる出力ＯＵＴ１として取り出される。

また、入力端子ＩＮ１に現れる信号「Ｈ」により、乗算回路１２１のトランジスタＴ４Ｐがオンする。このとき、トランジスタＴ２Ｎは入力端子ＩＮ２からの「Ｌ」信号の入力によりオフしているので、負荷抵抗ＲＬ２に電流が減少し、乗算回路１２１の正相出力は「Ｈ」を出力する。同様に、入力端子ＩＮ２に現れる信号「Ｈ」により、乗算回路１２１のトランジスタＴ３Ｎがオンする。このとき、トランジスタＴ２Ｐは入力端子ＩＮ１からの「Ｌ」信号の入力によりオフしているので、負荷抵抗ＲＬ２に電流が減少し、乗算回路１２１の正相出力は「Ｈ」を出力する。

トランジスタＴ４Ｐ及びＴ２Ｎの導通と、トランジスタＴ３Ｎ及びＴ２Ｐの導通による乗算回路１２１の正相出力は、トランジスタＴ５Ｎのベースに印加され、Ｔ５Ｎのエミッタ側に現れる出力ＯＵＴ２として取り出される。出力ＯＵＴ２は、出力ＯＵＴ１の反転波形を有する。絶対値検出回路１２のアナログ出力はＯＵＴ１とＯＵＴ２の差電圧であり、それをローパスフィルタ等で平均化したものが、振幅絶対値の平均となる。

図１３は、図１２の絶対値検出回路１２の応答特性を示す。横軸は入力差動電圧（Ｖ）を示し、縦軸は出力差動電圧（Ｖ）を示す。入力差動電圧に対する出力差動電圧（応答）はゼロ近傍でわずかに鈍るが、広いレンジにわたって良好な応答特性を有する。

図１４は、帯域がＳＲ×1.0の場合の４値パルス振幅変調（ＰＡＭ４）波形を示す。

図１５は、図１４の入力ＰＡＭ４波形に基づく理想的な絶対値波形である。図１４の振幅の平均値（ゼロ中心）で折り返すと、図１４の波形になる。

図１６は、図１２の絶対値検出回路１２のシミュレーション結果を示す。図１５の理想的な波形と比較して、低い差動電圧レベルでの高周波成分が多少鈍っているものの、良好な絶対値波形を示す。このわずかな波形の鈍りは図１３のゼロＶ近傍での応答波形の鈍りに対応する。

図１７は、図１６の実施形態で検出される絶対値を、図１５の理想的な絶対値と比較して示す図である。図１７から、図１２の絶対値検出回路１２による検出結果は、入力信号の帯域の変化に依らず理想的な絶対値とほぼ同じ傾向を示すことがわかる。そして、図８及び図１１を参照して説明したように、振幅絶対値の平均は最上のアイ開口または最下のアイ開口の振幅中心の変化に追従する。したがって、振幅絶対値の平均を所定の比率で調整することで、最適な閾値を設定することができる。

実施形態では、信号振幅の変動に応じて自動的に信号識別用の閾値をフィードフォワード設定することで、多値変調信号を正確に識別することができる。高速負帰還を用いるＡＧＣや、消費電力やレイテンシの大きいＤＳＰとＡＤＣの組み合わせを用いずに、簡単な回路構成で多値変調信号の識別精度を向上することができる。

実施形態では、全波整流により振幅絶対値を検出したが、半波整流により振幅絶対値を検出してもよい。この場合は、交流信号の正の部分だけを整流して用いる。振幅絶対値の平均を調整して閾値を設定するための比率としては、全波整流のときはＡ／Ｂ倍するのに対し、半波整流のときはＡ／(B/2)倍、すなわち２Ａ／Ｂ倍して閾値を設定する。

実施形態では４値振幅変調を例にとったが、本発明は８値振幅変調等の多値変調にも適用可能である。８値振幅変調の場合、閾値設定回路１４で３段階の係数α１、α２、α３を設定して振幅絶対値の平均を定倍することで、ゼロ中心のプラス側の３つの閾値を設定する。同様に、閾値設定回路１５で３段階の係数α４、α５、α６を設定し振幅絶対値の平均を定倍することで、ゼロ中心のマイナス側の３つの閾値を設定する。差動出力から得られる振幅の平均値はゼロ中心として設定される。信号変動に追従する閾値を用いて入力信号の電圧レベルを判断することで、帯域劣化等にかかわらず３ビットの信号を精度良く識別することができる。

以上の説明に対して以下の付記を提示する。
（付記１）
入力信号の振幅の平均値を第１閾値として前記入力信号の電圧レベルを識別する第１識別回路と、
前記振幅の平均値に基づき、前記振幅の平均値をゼロ中心とする振幅絶対値の平均を検出する検出回路と、
前記振幅絶対値の平均を前記振幅の平均値に加算した第２閾値を用いて前記入力信号の電圧レベルを識別する第２識別回路と、
前記振幅絶対値の平均を前記振幅の平均値から減算した第３閾値を用いて前記入力信号の電圧レベルを識別する第３識別回路と、
を有する信号識別回路。
（付記２）
前記検出回路の出力に接続され、前記振幅絶対値の平均を所定の比率で調整して前記第２閾値及び前記第３閾値を生成する閾値設定回路、
をさらに有することを特徴とする付記１に記載の信号識別回路。
（付記３）前記入力信号を受け取り、差動出力として出力する差動アンプ、
をさらに有し、前記差動出力が前記検出回路の入力に接続されることを特徴とする付記１に記載の信号識別回路。
（付記４）
前記検出回路は、
前記差動出力アンプの出力に接続される第１入力及び第２入力と、
前記振幅絶対値の平均を表わす第１出力及び第２出力と
を有するアナログ絶対値検出回路であることを特徴とする付記３に記載の信号識別回路。
（付記５）
前記検出回路は、乗算回路を有することを特徴とする付記４に記載の信号識別回路。
（付記６）
前記差動出力は、前記第１識別回路の入力に接続されることを特徴とする付記３に記載の信号識別回路。
（付記７）
前記入力信号は、直流成分が除去された交流信号であることを特徴とする付記１〜６のいずれかに記載の信号識別回路。
（付記８）
前記第１識別回路、前記第２識別回路、及び前記第３識別回路の識別結果により多値振幅変調信号が復調されることを特徴とする付記１〜７のいずれかに記載の信号識別回路。
（付記９）
光信号を電気信号に変換する光電気変換器と、
前記電気信号が入力される信号識別回路と、
を有し、
前記信号識別回路は、
入力信号の振幅の平均値を第１閾値として前記入力信号の電圧レベルを識別する第１識別回路と、
前記振幅の平均値に基づき、前記振幅の平均値をゼロ中心とする振幅絶対値の平均を検出する検出回路と、
前記振幅絶対値の平均を前記振幅の平均値に加算した第２閾値を用いて前記入力信号の電圧レベルを識別する第２識別回路と、
前記振幅絶対値の平均を前記振幅の平均値から減算した第３閾値を用いて前記入力信号の電圧レベルを識別する第３識別回路と、
を有することを特徴とする光受信器。
（付記１０）
入力信号の振幅の平均値を第１閾値とし、
前記振幅の平均値に基づいて前記振幅の平均値をゼロ中心とする振幅絶対値の平均を検出し、
前記振幅絶対値の平均を前記振幅の平均値に加算した値を第２閾値とし、
前記振幅絶対値の平均を前記振幅の平均値から減算した値を第３閾値とし、
前記第１閾値、前記第２閾値、及び前記第３閾値を用いて多値振幅変調信号を識別する
ことを特徴とする信号識別方法。
（付記１１）
前記振幅絶対値の平均を所定の比率に調整して前記第２閾値及び前記第３閾値を生成することを特徴とする付記１０に記載の信号識別方法。
（付記１２）
前記多値振幅変調信号の最上または最下のアイ開口の振幅中心と、前記振幅絶対値とを帯域の関数としてあらかじめ相関係数を求め、
前記相関係数から前記所定の比率を決定する、
ことを特徴とする付記１１に記載の信号識別方法。
（付記１３）
光信号を受信し、
前記光信号から直流成分を除去して前記入力信号を生成する、
ことを特徴とする付記１０〜１２のいずれかに記載の信号識別方法。

１光伝送システム
２光送信器
３光受信器
４光伝送路
１０信号識別回路
１１バッファアンプ（差動出力アンプ）
１２、１３絶対値検出回路
１４、１５閾値設定回路
１６識別回路（第１識別回路）
１７識別回路（第２識別回路）
１８識別回路（第３識別回路）
１９ａ〜１９ｄ加算器
２５直流除去回路
２６ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
２７直流フィードバック（ＤＣＦ）アンプ

Claims

入力信号の振幅の平均値を第１閾値として前記入力信号の電圧レベルを識別する第１識別回路と、
前記振幅の平均値に基づき、前記振幅の平均値をゼロ中心とする振幅絶対値の平均を検出する検出回路と、
前記振幅絶対値の平均を前記振幅の平均値に加算した第２閾値を用いて前記入力信号の電圧レベルを識別する第２識別回路と、
前記振幅絶対値の平均を前記振幅の平均値から減算した第３閾値を用いて前記入力信号の電圧レベルを識別する第３識別回路と、
を有する信号識別回路。
前記検出回路の出力に接続され、前記振幅絶対値の平均を所定の比率で調整して前記第２閾値及び前記第３閾値を生成する閾値設定回路、
をさらに有することを特徴とする請求項１に記載の信号識別回路。
前記入力信号を受け取り、差動出力として出力する差動アンプ、
をさらに有し、
前記差動出力が前記検出回路の入力に接続されることを特徴とする請求項１に記載の信号識別回路。
前記入力信号は、直流成分が除去された交流信号であることを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の信号識別回路。
光信号を電気信号に変換する光電気変換器と、
前記電気信号が入力される信号識別回路と、
を有し、
前記信号識別回路は、
入力信号の振幅の平均値を第１閾値として前記入力信号の電圧レベルを識別する第１識別回路と、
前記振幅の平均値に基づき、前記振幅の平均値をゼロ中心とする振幅絶対値の平均を検出する検出回路と、
前記振幅絶対値の平均を前記振幅の平均値に加算した第２閾値を用いて前記入力信号の電圧レベルを識別する第２識別回路と、
前記振幅絶対値の平均を前記振幅の平均値から減算した第３閾値を用いて前記入力信号の電圧レベルを識別する第３識別回路と、
を有することを特徴とする光受信器。
入力信号の振幅の平均値を第１閾値とし、
前記振幅の平均値に基づいて前記振幅の平均値をゼロ中心とする振幅絶対値の平均を検出し、
前記振幅絶対値の平均を前記振幅の平均値に加算した値を第２閾値とし、
前記振幅絶対値の平均を前記振幅の平均値から減算した値を第３閾値とし、
前記第１閾値、前記第２閾値、及び前記第３閾値を用いて多値振幅変調信号を識別する
ことを特徴とする信号識別方法。
前記振幅絶対値の平均を所定の比率に調整して前記第２閾値及び前記第３閾値を生成することを特徴とする請求項６に記載の信号識別方法。
前記多値振幅変調信号の最上または最下のアイ開口の振幅中心と、前記振幅絶対値の平均とを帯域の関数としてあらかじめ相関係数を求め、
前記相関係数から前記所定の比率を決定する、
ことを特徴とする請求項７に記載の信号識別方法。