CN101040468B - 光接收机输出功率电平检测电路和方法 - Google Patents

Abstract

为了在变化的输入光电平上保持输出信号电平恒定，用于检测光接收机的输出功率电平的设备和方法。光电检测器检测光信号，对来自光电检测器的电流应用放大器。放大器可以是差分互阻抗放大器，或耦合至差分输出放大器的双互阻抗放大器。放大器的输出施加到信号检测器，其中信号检测器的输出信号是光接收机的输出功率电平的指示。

Description

光接收机输出功率电平检测电路和方法

发明背景 

本申请要求2004年8月12日提交的题为“OPTICAL RECEIVERSAND AMPLIFIERS FOR LINEAR BROADBAND DISTRIBUTIONSYSTEMS”的美国临时申请No.60/601018的权益，其公开通过引用结合到本文中。 

1.技术领域

一般来说，本发明涉及光接收机的电路，更具体地说，涉及用于光接收机的电平检测器和自动增益控制。 

2.相关技术说明 

诸如混合光纤同轴(HFC)、光纤到路边(FTTC)和光纤到户(FTTH)的通信系统上的视频服务传输通常必须使用高动态范围技术以支持传统的模拟NTSC信号格式。这些视频系统全部使用调幅(AM)光载波并且需要光发射机将信息调制到光上。它们还需要光接收机来解调和放大信号以供客户端终端、如机顶盒或NTSC电视机使用。 

模拟RF视频传输系统中使用的基本光链路如图1所示。在这种情况下，示出FTTP模拟RF系统，但是原理同样适用于HFC或FTTC系统。光发射机接收多信道信号并且以线性方式对光源进行调幅(AM)。内容可以是标准NTSC模拟TV频道或数字调制的载波、如电缆调制解调器系统中所用的载波。此系统主要设计用于承载视频服务，但经常用于传送先进数字服务、如高速数据和电话。光发射机的输出为掺铒光纤放大器(EDFA)提供输入，掺铒光纤放大器在不添加明显噪声或失真的前提下大大增加光功率电平。然后，通过光分路器将EDFA高功率输出扇出以给多个用户提供信号。通常扇出或分路比为1∶32或1∶64。然后，调幅的光信号由光电检测器解调为  电信号，光电检测器在输入光上用作包络检波器。互阻抗放大器提供电增益，使得结果信号适合分发给客户端设备或进一步的同轴分发系统。 

由于客户的空间多样性和典型部署中光链路预算的可变性质，光路损耗可能大有不同。例如，光纤路程在农村地区将比在城市环境长。取决于部署的特定光设施，损耗元件、如接线板和接头的数量和位置将有所不同。为了使在大范围光设施上的大规模部署更加容易，非常希望具有能够在宽的光动态范围工作的光接收机。例如，在一些现在处于早期部署阶段的三波长FTTP系统中，希望的光损耗预算在10至28dB之间。遗憾的是，用于FTTP系统的1550nm波长视频部分的光接收机仅支持大约7或8dB的动态范围。视频光接收机的小光动态范围会使FTTP部署更困难，因为必须付出更多努力以符合相对狭窄的光输入窗口。更宽的1550nm波长视频接收机动态范围将使FTTP部署更容易。 

为了将安装和维护成本减到最少，服务提供商经常希望其光接收机的RF输出在光动态范围中维持恒定的电平。在输入光条件变化时，希望RF输出电平不变，使得RF设备(诸如电视机或机顶盒)的输入电平恒定。要实现这一点，光接收机经常包括使用自动增益控制(AGC)电路调整RF输出电平的功能。 

图2中示出这样做的普通技术。互阻抗放大器的输出发送到可使用控制信号调整损耗特性的可变衰减器。也可以使用可变增益电路代替可变衰减器。可变衰减器的输出馈送给定向耦合器，定向耦合器将离开接收机的一小部分信号耦合到信号检测电路。然后，定向耦合器的输出去到通常由同轴电缆、分路器和终端设备组成的RF分发网。信号检测器电路检测多少能量离开接收机并且馈送信号至包含用于调整可变衰减器的伺服机构的AGC电路。若由于任何原因电平检测器的输出相对低于AGC控制块内的参考，AGC控制块将减少RF路径中的衰减量，从而增大RF输出。 

这样，AGC控制块不断地调整可变衰减器，使得RF输出电平在宽的预期变化范围上保持恒定。已知变化包括输入光上光调制指数(OMI)的深度的变化、输入光功率电平的变化、光电检测器响应性的变化以及互阻抗增益的变化。这些量均可随时间、温度和不同单元而变化，因此自动调整接收机特性的能力非常合乎需要。 

注意耦合器的定向性质很重要。来自RF分发网的信号反射应不允许到达信号检测器，就像在定向耦合器分离前向信号和反向信号的能力弱的情况。在FTTP网络的情况中，家庭内对RF分发网的阻抗的不良控制要求良好的定向特性以确保从接收机发射正确的输出电平。 

图2中的AGC方法的问题在于成本和复杂性。宽带定向器件通常是几圈细线缠绕在带有小开口的铁氧体芯上，这是一道极费功夫的工序。在AGC电路中消除对铁氧体缠绕器件的需要将导致直接成本降低。宽带耦合器还给接收机输出引入了损耗。损耗-损耗定向耦合器是可能的，但代价是给信号检测器提供的耦合量。 

为了实现最佳信号检测器性能，希望在电平检测器块中的检测装置上具有更高电平的信号入射。没有足够的RF驱动，电平检测器将相应地输出低电压电平，从而使得必须在AGC块中使用昂贵的具有更高精度性能、如偏移电压的运算放大器。为了减轻此问题，通常在定向耦合器的耦合端口输出和信号检测器输入之间使用RF后置放大器。但是此方法增加了成本。 

光接收机通常通过检测输入光条件来执行输出电平控制，如Skrobko美国专利No.6674967中所做的，这在行业内通常称为“光AGC”。这里，光电检测器抽取的DC电流量与到达接收机的光功率量成比例。此信息可用于调整接收机的输出电平。在输入功率高时，接收机增益可调整会保持输出电平恒定的量。在光量低时，接收机增益可向上调整保持输出电平恒定的适当量。此方法的缺点在于它是开环实现。没有能力为输入光OMI的变化或接收机增益的变  化作出调整。 

甚至在光AGC方法中，有时经常希望具有离开接收机的信号量的指示。在那些情况下，方向电平检测器是合乎需要的，即使在增益调整中不使用电平检测器的输出。 

图2所示接收机的互阻抗放大器(TIA)部分的频率响应很大程度上由出现在阴极和阳极节点上的光电检测器结电容形成的极以及TIA的有效输入阻抗来决定。如在Cole等人的美国专利No.5095286的先有技术讨论中所述，从输出到输入的并联反馈创建了互阻抗放大器并且在最小化光电检测器电容的影响和提供宽带宽方面很有效。如在Kruse的美国专利No.4998012中的讨论中所述，互阻抗放大器内并联反馈值的正确选择可以得到令人满意的噪声和失真性能。在Cole等人的美国专利No.5095286中，接收机的功率增益由放大器所见的输入阻抗与输出阻抗之比来决定，因此频率响应和增益特性很大程度上由每个光电检测器端子上出现的约500欧姆的大源阻抗来决定。使用并联反馈的互阻抗放大器通常使用300到1000欧姆之间的反馈电阻值，由于负反馈作用，这提供了优秀的低输入阻抗，以及来自电阻器的低热噪声量的优秀噪声。在历史上，这些益处曾导致大部分设计者在其互阻抗放大器设计中使用并联反馈。 

发明概述 

根据本发明，公开了用于检测光接收机的输出功率电平的电路和方法。在一个实施例中，检测器电路包含具有阳极和阴极的光电检测器；具有至少两个输入端和两个输出端的放大器，其中一个输入端连接到光电检测器阳极，第二输入端连接到光电检测器阴极；以及连接到放大器的一个输出端的信号检测器，其中放大器的输出端互相隔离。 

放大器可包含单个差分互阻抗放大器，或耦合至差分输出放大器的双互阻抗放大器。信号检测器检测最初离开电路的信号的信号  强度。 

用于检测输出信号强度的方法的一个实施例包括使用光电检测器检测光信号，光电检测器产生第一电流和第二电流，将第一电流施加到放大器的一个输入端，将第二电流施加到放大器的第二输入端，将放大器的输出施加到信号检测器，其中信号检测器的输出信号是光接收机的输出功率电平的指示。 

放大器可包含单个差分互阻抗放大器或者耦合至差分输出放大器的双互阻抗放大器。 

附图概述 

通过以下结合附图的详细说明，将可轻松理解本发明，其中同样的参考标号表示同样的结构元件，以及其中： 

图1是标准光链路系统的框图； 

图2是根据先有技术使用可变衰减器的自动增益控制系统的框图； 

图3是本发明的一个实施例的框图； 

图4是说明图3中框图的一个实施例的示意图； 

图5是图3中所示的信号检测器的一个实施例的示意图； 

图6是说明图4的渥尔曼放大器级中的顶部器件的主要寄生电容的示意图； 

图7是本发明的备选实施例的框图；以及 

图8是说明图7中框图的一个实施例的示意图。 

发明详述 

提供以下说明以使本领域的技术人员能实施和应用本发明，并且阐述发明者考虑的实施本发明的最佳模式。但是，各种修改对本领域的技术人员是极为明显的。任何及所有此类修改、等效方案和备选方案均要落在本发明的精神和范围之内。 

如上所述，光接收机在变化的输入光电平上保持输出信号电平恒定的能力有助于运营商节省安装和维护成本。执行此自动增益控制(AGC)的一个方法如图2所示，其中关键要素是定向检测离开接收机的功率的能力。执行此功能需要具有定向属性的检测器。 

执行此定向检测的改进系统和方法如图3所示。使用光电检测器30驱动差分互阻抗放大器36的两个输入端。差分互阻抗放大器36产生两个输出，每个是进入图3中所示的非反相(+)和反相(-)端子的输入电流差异的结果。一个输出Vout1馈送到检测最初离开电路(即不是由电路的输出阻抗再反射的信号)的信号的信号强度的信号检测器38。在数学上可以写作： 

Vout1＝Z1*(Iin1-Iin2)+失真项 

Vout2＝Z2*(Iin2-Iin1)+失真项 

其中Iin1和Iin2分别是非反相(+)和反相(-)输入端的输入电流，而Z1和Z2是互阻抗增益的线性系数。因为此差分互阻抗放大器的输出Vout1和Vout2仅取决于进入其反相和非反相端子的电流之差，而不是相对的输出电压，所以输出之间存在隐含的方向性和隔离。输出端之一上的负载条件变化不会改变另一侧输出的电平。如果对Vout2呈现的阻抗随时间变化，在相对的输出端Vout1的信号量不变。同样，在输出端Vout1或Vout2之一上从外部引入的信号将不会显示在另一个上。 

本发明的好处在于消除了昂贵的定向耦合器。这些定向器件通常需要大量劳工缠绕并且浪费输出功率。此类宽带定向器件可能极难装配在RFIC上，因此其消除可帮助实现接收机的更高集成水平。消除定向耦合器还节省了大量的其中通常是拥挤的组件环境的板空间。 

由于其均衡工作，本技术还提供优秀的二阶失真性能，如图4所示。光电检测器电流通过峰值电感器L1和L2进入差分互阻抗放大器的输入级。这些电感器有助于控制接收机的增益平坦度，并且  用于补偿寄生光电检测器电容。光电检测器偏置通过电感器L3和L4完成，它们使光电检测器能反向偏置约等于VCC1的量。适合此用途的光电检测器由Emcore制造，零件编号2610。 

在光功率入射到光电检测器上时，DC电流从光电检测器阴极流向阳极，导致R8上的小DC电压。R8上的电压量指示输入光量。本发明可为有源器件使用场效应晶体管(FET)，为极高的频率提供合理的跨导，同时维持低内在栅极到源极(Cgs)和漏极到栅极(Cdg)电容和极高的输入阻抗。图4中的实施例使用以0.25微米器件工艺装配在单个射频集成电路(RFIC)上的假晶高电子迁移率晶体管(PHEMT)。也可以使用其它器件技术，如互补金属氧化物半导体(CMOS)FET，或双极结型晶体管(BJT)、如硅锗(SiGe)或GaAs异质结双极晶体管(HBT)。 

差分互阻抗放大器是基于两个差分对的两级设计，一个由Q1和Q2对形成，另一个由Q3和Q4对形成。在正常工作的差分对中，每一半相对另一半异相工作。在Q1传导更多电流以致于其漏极电压下降时，Q2将传导更少电流而致使其漏极电压升高。因为光电检测器的阴极和阳极均用于驱动输入级，所以本发明的输入电流固有地平衡；图4中本发明的每一半接收到相同幅度但相反相位的电流。差分对的有利属性之一在于，在平衡输入条件的情况下，每个输出是关于输入的奇函数。奇函数是幂级数展开中的分解仅包含奇幂项如1、3、5、7...等的那些函数，即表示没有偶次项。因此，取自Q1和Q2的漏极以及Q5和Q6的漏极的输出每个自身缺少二阶失真。 

图4中包含Q1和Q2差分对的输入级提供接收机的主要互阻抗，而包含Q3和Q4差分对的输出级提供增大接收机的净互阻抗的基本电压增益。输入级互阻抗很大程度上由并联反馈电阻器Rfb1和Rfb2决定。因为到Q1和Q2的输入阻抗非常大，来自光电检测器的输入电流主要流经反馈电阻器。Rfb1和Rfb2的值对于接收机的整体等效输入噪声(EIN)也是主要的决定因素，并且应尽可能在不影响接收机  的增益响应或失真性能的情况下最大化。 

Q1和Q2的漏极的输出馈送电阻器R4和R5，然后是PIN二极管CR1和CR2。这些二极管具有其动态电阻随经过它们偏置的DC电流变化的特性。适用的PIN二极管由Agilent Technologies制造，零件编号HSMP-381F。PIN二极管的偏置由可变DC电流源Iatten完成。在Iatten增大时，PIN二极管CR1和CR2中的DC电流增大，导致更低的RF电阻以及R4和R5上更大的电压降。换句话说，因为由Q3和Q4形成的输出级具有极高的输入阻抗，所以PIN二极管CR1和CR2中的更小动态电阻导致串联电阻器R4和R5引起的更多衰减。因此，Iatten控制出现在输入互阻抗级和输出后置放大器级之间的衰减量。Iatten则是调整差分互阻抗放大器的净增益的主要机制。 

衰减的信号穿过去耦电容C6和C5并进入由Q3与Q4差分对形成的输出级。通过将Q6和Q5分别添加到Q4和Q3的漏极形成了渥尔曼放大器拓扑。渥尔曼放大器拓扑作为输出放大器具有一些有利的属性，如改进的频率响应、更高的增益及改进的线性。最重要的是，在本发明中，渥尔曼放大器拓扑在分别在Q6和Q5的漏极的输出以及Q4和Q3的栅极的输入之间提供优秀的隔离。此隔离有助于输出级保持平衡。 

本发明中的输出之间的高隔离可通过检查图6看到，其中图4的输出部分已被重画，显示渥尔曼放大器级Q5和Q6中顶端器件的主要寄生电容。为了考虑漏极之间的隔离，RF测试源可视为发送RF电压至Q6的漏极。此RF测试源模仿从RF分发网、如从户内RF同轴电缆反射出来的信号。电路的隔离是出现在位于相对漏极上的RF电压表上的RF电压量除以RF测试信号的输出电压的比值。信号穿过电路有两条主要路径，两者都不是非常好，表示电路具有优秀的隔离特性。一条可能的路径是用于测试信号漏出Q6和Q5的Cdg而不会被共栅极节点上的C8衰减。C8与Cdg的比率可以设得非常有利，约50比1或更多，使得极少的信号可以通过。图6中未画出的  其它机制用于信号从两个器件Q6和Q4的漏极漏到源极，然后在出现于另一侧之前从Q3和Q5的源极到漏极。由于在大部分FET器件中这些泄漏路径具有极高的阻抗，所以极少电流将流经此路径。注意，从Q6或Q5的输出漏极分别到Q4和Q3的栅极的并联反馈未精确地使用，因为高隔离是合乎需要的并且应用并联反馈将对隔离造成不利影响。 

本发明的输出级的高隔离在现在返回到输出端的反射信号和信号检测器块之间提供优秀的分离。这些反射的信号在户内电缆敷设质量低劣或未正确维护同轴分发网的端接时出现。换句话说，信号检测器的驱动电平与对离开图4中Q5的漏极的输出呈现的阻抗无关。在正常AGC操作中，由于信号检测器未受输出上的阻抗条件影响，所以AGC网络发射适当量的RF信号，不管沿同轴电缆的阻抗条件如何。图6和图4中电路的高隔离提供优秀的方向性，返回信号不会被信号检测器检测并且AGC不对RF输出电平作任何调整。 

图4中差分对的偏置通过设置0伏的高阻抗栅极偏置并且在FET产生约为器件夹断电压的1/3或约为-0.3v的反向偏置来完成。然后，R9和R10的值在差分对中设置偏置电流。重要的是注意，偏置电感器L9和L10与偏置电阻器R9和R10串联。这些电感器用于增大从Q1、Q2、Q3、Q4的源极到地看到的阻抗，这对提高差分对的共模抑制性能具有有利影响。若没有电感器L9和L10，连接到每个源极的其余阻抗会非常小，因为R9和R10的值相当小，仅够设置偏置电流。在电路中存在任何小的不平衡时，增大的共模抑制导致改进的电路平衡和更好的二阶性能。 

因为Q6的漏极只需驱动信号检测器，所以与图2中进入信号检测器的驱动电平已被定向耦合器衰减的先有技术方法相比，它可以提供极高的驱动量。典型的定向耦合端口损耗为10到20dB，因此本发明为信号检测器提供高得多的电平信号，使得设计简单并且成本更低。增大的信号输入量将在信号检测电路中生成更大的检测电压，  这将允许使用更低成本的模拟元件、如偏移性能一般的运算放大器。本发明还具有极高的信号检测器方向性，这就是在正常接收机操作的情况和输入光关闭并且只有与在正常操作中出现全反射时相同电平的返回信号的情况之间信号检测器的输出端响应的不同。因为Q5和Q6的漏极之间固有的高隔离，本技术提供优秀的方向性。 

为了保持隔离，Q5和Q6的漏极与Q3和Q4的相应栅极之间没有并联反馈连接。这在Q5和Q6的漏极上产生了高输出阻抗，通过在偏置电感器L7和L8上分别添加R13和R14可以将其减小。虽然这些电阻器会直接减小本发明的增益和有效输出线性，但是具有固有的较高增益和线性的渥尔曼放大器拓扑有助于减轻这些损失。 

另外，R13可用于非常精确地设置本发明的输出阻抗，因为另一方面渥尔曼放大器拓扑具有极高的输出阻抗。因为本发明具有控制输出阻抗的能力，所以通过R13的正确选择，从RF分发网反射的信号可被终止。对于大部分视频系统，R13应设置为约75欧姆。因此，离开电路的信号功率由于所有实际目的，只是从光输入电流得到的原始输出信号功率。这样，在离开光接收机的信号中没有来自输出放大器和RF分发网之间的多个反射的功率。 

图4的实施例中的元件值如以下表1中所示。Iatten是值范围在100uA到15mA之间的可变电流源。 

图5中示出信号检测器电路的实施例。RF输入施加在R1上，以固定阻抗端接信号。C1提供到检测器二极管CR1中的AC耦合，检测器二极管CR1通过R2从VCC偏置到极低DC电流。使用的二极管由Agilent Technologies制造，零件编号HSMS-2865。此低DC电流正向偏置检测器二极管CR1并且在R3/C2滤波网络上产生极小的DC电压。随着RF输入电平增大，CR1上出现的AC电压以通过CR1的平均电流相对于RF信号电平增大而增大的方式增大。因此，图5中的电平检测器输出提供有多少RF功率进入检测器的指示。图5中电路的优选值为R1＝75欧姆、R2＝100千欧、R3＝1千欧、C1＝470pF和C2＝470pF。 

图7示出本发明的备选实施例，其中输入差分互阻抗放大器已被双互阻抗放大器取代。双互阻抗放大器可以是两个完全独立的放大器，或者可以是制造在相同集成电路上以改进匹配的两个分开的放大器。在图7中，经由可使用电感器或电阻器构成的光电检测器偏置网络将偏置引入光电检测器。在Vcc和光电检测器的阴极以及Vcc和阳极之间寻求高阻抗，以便将尽可能多的光电检测器电流导入互阻抗放大器以优化信噪比。光电检测器解调输入光并且提供两个电流信号到双互阻抗放大器的两个相应输入端。这些电流互相之间为180度异相，这样，双互阻抗放大器的输出也是180度异相。然后，这些输出耦合到提供增益以提升信号电平的差分放大器的两个输入端。差分放大器有至少两个输出；一个输出驱动RF分发网，而另一个驱动信号检测器。输出不需要具有相同的相位，但它们需要互相之间具有高度的隔离以保持信号检测器的有效方向性。差分放  大器可以可选地具有可调节增益，在AGC电路中有用。 

图8中示出图7所示的本发明的实施例，其中差分互阻抗放大器已被双互阻抗放大器取代。双互阻抗放大器由两个匹配的互阻抗放大器组成。电路以与图4中大体相同的方式操作，只是Q1和Q2现在形成互阻抗放大器，其操作在很大程度上互相独立。换句话说，与图4中的电路相比，双互阻抗放大器的共模抑制性能极差。图8中的电路可比图4的电路更易构建，特别是在由于项目成本和时间安排限制，集成电路技术不可用时。在该情况下，图8中的双互阻抗放大器可使用两个分开封装的放大器或基于分开的晶体管来构建。 

本领域的技术人员知道，在不背离本发明的精神和范围的情况下，可以配置上述优选实施例的各种调整和修改。因此，应该理解，在所附权利要求的范围内，本发明可以以与本文中所述不同的方式实施。 

Claims (11)

1.一种用于检测光接收机的输出功率电平的电路，包括：

具有阳极和阴极的光电检测器；

具有两个输入端和两个输出端的差分互阻抗放大器，其中一个输入端连接到光电检测器阳极，第二输入端连接到光电检测器阴极，所述差分互阻抗放大器包括：

电隔离所述差分互阻抗放大器的输出的电路，使得在输出之一上的负载条件的变化不改变在另一输出上的信号电平，并且其中在输出之一上的外部引入信号不出现在另一输出上；以及

连接到差分互阻抗放大器的一个输出端的信号检测器。

2.如权利要求1所述的电路，其特征在于，光电检测器偏置网络连接到光电检测器。

3.如权利要求2所述的电路，其特征在于，所述互阻抗放大器中的互阻抗通过使用晶体管差分对中的反馈来控制。

4.如权利要求3所述的电路，其特征在于，所述差分互阻抗放大器具有可变增益。

5.如权利要求2所述的电路，其特征在于，所述信号检测器检测最初离开电路的信号的信号强度。

6.如权利要求2所述的电路，其特征在于，所述差分互阻抗放大器包括：

双互阻抗放大器；以及

差分输出放大器。

7.如权利要求6所述的电路，其特征在于，所述信号检测器检测最初离开电路的信号的信号强度。

8.如权利要求1所述的电路，其中隔离所述互阻抗放大器输出的电路包括具有渥尔曼放大器拓扑的输出级以提供在输出之间的电隔离。

9.一种检测光接收机的输出功率电平的方法，所述方法包括：

使用光电检测器检测光信号，所述光电检测器产生第一电流和第二电流；

将第一电流施加到差分互阻抗放大器的一个输入端，所述差分互阻抗放大器具有输出之一和另一输出；

将第二电流施加到差分互阻抗放大器的第二输入端；

电隔离所述差分互阻抗放大器的输出之一和另一输出，使得在输出之一上的负载条件的变化不改变在另一输出上的信号电平，并且其中输出之一上的外部引入信号不出现在另一输出上；以及

将差分互阻抗放大器的输出施加到信号检测器；

其中信号检测器的输出信号是光接收机的输出功率电平的指示。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，所述互阻抗放大器中的互阻抗通过使用晶体管差分对中的反馈来控制。

11.如权利要求10所述的方法，其特征在于，所述信号检测器检测最初离开光接收机的信号的信号强度。

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